CN102624237B

CN102624237B - 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法

Info

Publication number: CN102624237B
Application number: CN201110034669.9A
Authority: CN
Inventors: 张允超; 董金亚; 张秀红; 方烈义
Original assignee: On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Current assignee: On Bright Electronics Shanghai Co Ltd
Priority date: 2011-02-01
Filing date: 2011-02-01
Publication date: 2015-09-16
Anticipated expiration: 2031-02-01
Also published as: TWI437808B; US20160315543A1; US10224821B2; TW201234754A; CN102624237A; US20120195076A1; US9379623B2

Abstract

本发明公开了用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法。公开了用于调节电源变换系统的阈值的系统和方法。该系统包括：阈值生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与第一信号相关联的信息生成阈值信号；比较器，被配置来接收阈值信号和第二信号并且生成比较信号；以及门驱动器，被配置来至少基于与比较信号相关联的信息生成驱动信号。该门驱动器至少被耦合到被配置为接收驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流的开关。如果第二信号在大小方面大于阈值信号，则驱动信号使开关断开。该驱动信号与一开关频率相关联。

Description

用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法

技术领域

本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于过电流保护的动态阈值调节。仅仅作为示例，本发明已应用于反激式电源变换器(flybackpower converter)。但是将认识到，本发明具有宽得多的应用范围。

背景技术

一般地，传统的电源变换系统通常使用变压器来隔离初级侧上的输入电压与次级侧上的输出电压。为了调整输出电压，诸如TL431和光电耦合器之类的某些组件可被用来将反馈信号从次级侧发送到初级侧上的控制器芯片。替代地，次级侧上的输出电压可以被反映(image)到初级侧，因此，通过直接调节初级侧上的一些参数来控制输出电压。

图1是示出具有初级侧检测和调整的传统反激式电源变换系统的简化示图。电源变换系统100包括初级绕组110、次级绕组112、辅助绕组114、功率开关120、电流感测电阻器130、输出线缆的等效电阻器140、电阻器150和152，以及整流二极管160。例如，功率开关120是双极晶体管。在另一示例中，功率开关120是MOS晶体管。

为了调整输出电压到额定电压范围内，通常需要提取与输出电压和输出负载有关的信息。在断续传导模式(DCM)中，这样的信息可以通过辅助绕组114来提取。当功率开关120导通时，能量被存储在次级绕组112中。然后，当功率开关120截止时，所存储的能量被释放到输出端，并且辅助绕组114的电压如下所示这样来映射次级侧上的输出电压。

V_{FB} = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}} {\times V}_{aux} = k \times n \times (V_{o} + V_{F} + I_{o} \times R_{eq})

(等式1)

其中，V_FB表示节点154处的电压，并且V_aux表示辅助绕组114的电压。R₁和R₂分别表示电阻器150和152的电阻值。另外，n表示辅助绕组114与次级绕组112之间的匝数比。具体地，n等于辅助绕组114的匝数除以次级绕组112的匝数。V_o和I_o分别表示输出电压和输出电流。此外，VF表示整流二极管160的正向电压，并且R_eq表示等效电阻器140的电阻值。而且，k表示如下所示的反馈系数：

k = \frac{R_{2}}{R_{1} + R_{2}}

(等式2)

图2是示出反激式电源变换系统100的传统操作机制的简化示图。如图2所示，变换系统100的控制器芯片使用采样保持机制。当次级侧上的退磁过程几乎完成并且次级绕组112的电流I_sec几乎变为零时，辅助绕组114的电压V_aux例如在图2的点A处被采样。采样的电压值通常被保持直到下一电压采样被执行为止。通过负反馈环，采样的电压值可以变得等于参考电压V_ref。因此，

V_FB＝V_ref(等式3)

组合等式1和3，可以获得下面的等式：

V_{o} = \frac{V_{ref}}{k \times n} - V_{F} - I_{o} \times R_{eq}

(等式4)

基于等式4，输出电压随着输出电流的增大而减小。

脉宽调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)两者可以应用于原边检测和调整。图3和图4都是示出了在脉冲频率调制下具有针对恒定输出电压的初级侧检测和调整的传统反激式电源变换系统的简化示图。如图所示，电源变换系统300包括指数生成器310、开关320、初级绕组340、次级绕组342、电容器352、误差放大器360、比较器370、退磁检测器380、振荡器390以及端子330、332和334。另外，电源变换系统300还包括电阻器322、触发器组件374、门驱动器384和比较器386。

类似地，电源变换系统400包括指数生成器410、开关420、初级绕组440、次级绕组442、电容器452、误差放大器460、比较器470、退磁检测器480、振荡器490以及端子430、432和434。另外，电源变换系统400还包括电阻器422、触发器组件474、门驱动器484和比较器486。

例如，指数生成器310或410包括受恒定周期T的振荡器控制的开关-电容电路。在另一示例中，开关320是双极晶体管，并且开关420是MOS晶体管。

如图3或4所示，退磁检测器380或480分别向指数生成器310或410输出信号382或482。另外，振荡器390或490也分别向指数生成器310或410输出信号392或492。另外，开关320或420经由端子334或434而由信号396或496控制。此外，用于检测流经初级绕组340或440的电流的信号398或498分别由电阻器322或422生成，并且分别由端子330或430接收。

图5是示出用于传统电源变换系统300或400的传统指数生成器310或410的简化示图。传统指数生成器500可被用作指数生成器310或指数生成器410。如图所示，指数生成器500包括开关510、520和540，电容器514和524，计数器550，分频器560，开关控制器570以及非(NOT)门580。

开关510由信号512控制，开关520由信号522控制，并且开关540由信号542控制。例如，信号542是信号382或482。信号512和522是至少基于从振荡器输出的时钟信号532而生成的。例如，时钟信号532是分别由振荡器390或490生成的信号392或492。

具体地，当开关510闭合并且开关520和540断开时，参考电压V_refb对电容器514充电。反之，当开关520闭合并且开关510和540断开时，一些电荷从电容器514转移到电容器524，从而使得电容器524上的电压上升。随着电容器524上的电压变得越来越高，在保持开关540断开的情况下每次使开关510断开并使开关520闭合时，从电容器514转移到电容器524的附加电荷量变得越来越少。

因此，如果开关540保持断开，则在开关510断开和闭合之间交替并且开关520在闭合和断开之间交替的情况下，电容器524上的电压近似以指数方式上升。当开关540通过信号542被闭合时，电容器524通过参考电压V_refa被放电。此后，信号542将开关540从闭合改为断开。

如图5所示，计数器550还接收信号542和来自分频器560的信号552。信号552表示由分频器560接收的时钟信号532的上升沿。时钟信号532的时钟周期标识为T。当信号542将开关540从闭合改变为断开时，计数器550也被复位。基于信号552，计数器550生成输出信号554。输出信号554包括输出信号clk2、clk4...clkm...和clkN，其中，2≤m≤N。m和N各自等于2的幂(例如2的整数幂)。当clkm信号在自复位起的第一时间期间从逻辑低电平上升为逻辑高电平(例如，从“0”电平到“1”电平)时，自上次复位起的时间段为n表示以时钟周期的数目计算的自上次复位起的时间段。

另外，计数器550还将输出信号556发送给开关控制器570。基于输出信号556，开关控制器570仅闭合开关中分别与“clk”、“1/2clk”、“1/4clk”和“1/8clk”相对应的一个开关。具体地，如果0≤n≤64，则与“clk”相对应的开关被闭合，并且开关510和520的切换周期等于T。如果64＜n≤128，则与“1/2clk”相对应的开关被闭合，并且开关510和520的切换周期等于2T。如果128＜n≤512，，则与“1/4clk”相对应的开关被闭合，并且开关510和520的切换周期等于4T。如果n＞512，则与“1/8clk”相对应的开关被闭合，并且开关510和520的切换周期等于8T。因此，

V_{ramp} (n) = (V_{refb} - V_{refa}) \times (1 - e^{- (\frac{n \times T}{τ})}) + V_{refa}

(等式5)

其中，V_ramp表示信号526的电压大小。例如，信号526是信号312或412。另外，V_refa和V_refb都表示恒定电压电平。例如，V_refa等于1V，V_refb等于3V。此外，n表示自计数器550的上次复位起以时钟周期的数目计算的信号526上升的时间。T是时钟信号532的时钟周期。此外，τ是时间常数。具体地，如果0≤n≤64，则τ＝128×T；如果64＜n≤128，则τ＝256×T；如果128＜n≤256，则τ＝512×T；并且如果256＜n，则τ＝1024×T。

返回图3或图4，当开关320或420导通时，变压器存储能量。流经初级绕组340或440的电流线性地倾斜上升，并且信号398或498(例如，电流感测电压)也线性地倾斜上升。信号398或498分别由比较器386或486接收，并且分别与阈值信号399或499相比较以用于过电流保护(OCP)。例如，阈值信号399或499是等于0.5V的阈值电压。作为响应，比较器386或486将比较信号388或488输出给触发器组件374或474。例如，如果信号398在大小上超过阈值信号399，则比较信号388为逻辑高电平。在另一示例中，如果信号498在大小上超过阈值信号499，则比较信号488为逻辑高电平。

当开关320或420截止时，存储在变压器中的能量被释放给输出端。退磁过程开始，并且流经次级绕组342或442的电流线性地倾斜下降。当退磁过程几乎结束并且流经次级绕组342或442的电流接近零时，采样信号350或450被生成以对端子332或432处的反馈电压采样。经采样的电压被保持在电容器352或452上。另外，采样/保持电压与参考电压V_ref，例如2V相比较，并且采样/保持电压与参考电压V_ref之间的差值被误差放大器360或460放大以生成放大信号362或462。放大信号362或462由比较器370或470的负输入端子接收，比较器370或470的输出信号372或472由触发器组件374或474接收并且分别用来生成信号396或496。

触发器组件374接收信号372和388，并且作为响应生成信号376。如果信号372为逻辑高电平并且信号388为逻辑低电平，则信号376为逻辑高电平。反之，如果信号372为逻辑高电平并且信号388也为逻辑高电平，则信号376为逻辑低电平。类似地，触发器组件474接收信号472和488，并且作为响应生成信号476。如果信号472为逻辑高电平并且信号488为逻辑低电平，则信号476为逻辑高电平。反之，如果信号472为逻辑高电平并且信号488也为逻辑高电平，则信号476为逻辑低电平。

如图3所示，信号376由门驱动器384接收，门驱动器384将信号396输出给开关320。如果信号376为逻辑高电平，则信号396也为逻辑高电平并且使得开关320导通。反之，如果信号376为逻辑低电平，则信号396也为逻辑低电平并且使得开关320截止。类似地，如图4所示，信号476由门驱动器484接收，门驱动器484将信号496输出给开关420。如果信号476为逻辑高电平，则信号496也为逻辑高电平并且使得开关420导通。反之，如果信号476为逻辑低电平，则信号496也为逻辑低电平并且使得开关420截止。

另外，当退磁过程开始时，指数生成器310或410的斜坡信号312或412被恢复为初始值。例如，斜坡信号312或412是信号526，当退磁过程开始时，根据等式5其被恢复为V_refa。在退磁过程完成之后，斜坡信号312或412以指数方式增大。如果斜坡信号312或412在大小方面变得高于放大信号362或462，则比较信号372或472为逻辑高电平(例如，“1”电平)，并且开关320或420导通。

参考图3或图4，电源变换系统300或400的输出负载越大，则误差放大器360或460的放大信号362或462的大小就变得越小。因此，开关320或420保持截止的时间段也变得越短。反之，电源变换系统300或400的输出负载越小，则误差放大器360或460的放大信号362或462的大小变得越大。因此，开关320或420保持截止的时间段也变得越长。

图6是示出电源变换系统300或400的某些传统波形的简化示图。波形610表示作为时间的函数的信号382或482，波形620表示作为时间的函数的信号396或496，波形630表示作为时间的函数的信号398或498，波形640表示作为时间的函数的信号312或412，波形650表示作为时间的函数的信号362或462。如图6所示，开关320或420保持截止的时间段t_off等于t_Demag+t_ramp。t_Demag表示退磁过程的时间，并且t_ramp表示信号312或412电平上升到信号362或462电平的时间。例如，信号312或412是由指数生成器500生成的信号526。信号526的电压大小V_ramp上升直到开关540通过信号542被闭合为止。在另一示例中，t_ramp等于n_ramp×T。在又一示例中，当n＝n_ramp时，根据等式5，V_ramp小于V_refb，其中，n表示以时钟周期的数目计算的信号526上升的时间。在又一示例中，n×T由输出信号554表示。

但是，电源变换系统300或400通常不能在负载改变时提供有效的动态响应。因此，非常希望改进利用初级侧检测和调整的动态响应技术。

发明内容

本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于过电流保护的动态阈值调节。仅仅作为示例，本发明已应用于反激式电源变换器。但是将认识到，本发明具有宽得多的应用范围。

根据一个实例，一种用于调节电源变换系统的阈值的系统包括：阈值生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与第一信号相关联的信息生成阈值信号；比较器，被配置来接收阈值信号和第二信号并且生成比较信号；以及门驱动器，被配置来至少基于与比较信号相关联的信息生成驱动信号。该门驱动器至少被耦合到被配置为接收驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流的开关。如果第二信号在大小方面大于阈值信号，则驱动信号使开关断开。该驱动信号与一开关频率相关联。第二信号在大小方面随着电流的增大而增大并且在大小方面随着电流的减小而减小，并且该阈值信号在大小方面随着开关频率的增大而增大并且在大小方面随着开关频率的减小而减小。

根据另一实例，一种用于调节电源变换系统的有效阈值的系统包括：电流生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与第一信号相关联的信息生成第一电流；以及第一比较器，被配置来接收预定阈值电压和第一电压并且生成第一比较信号。第一电压是第二电压和第三电压之和。另外，该系统包括门驱动器，被配置来至少基于与比较信号相关联的信息生成驱动信号。门驱动器至少被耦合到被配置为接收驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的第二电流的开关。如果第一电压在大小方面大于预定阈值电压，则驱动信号使得开关断开。驱动信号与一开关频率相关联。第二电压在大小方面随着第一电流的增大而增大并且在大小方面随着第一电流的减小而减小，并且第三电压在大小方面随着第二电流的增大而增大并且在大小方面随着第二电流的减小而减小。第一电流在大小方面随着开关频率的增大而减小并且在大小方面随着开关频率的减小而增大。

根据又一实例，一种用于调节电源变换系统的阈值的方法包括：接收第一信号；处理与第一信号相关联的信息；并且至少基于与第一信号相关联的信息生成阈值信号。另外，该方法包括：接收阈值信号和第二信号；并且至少基于与阈值信号和第二信号相关联的信息生成比较信号。此外，该方法包括：处理与比较信号相关联的信息；并且至少基于与第一比较信号相关联的信息生成驱动信号，以影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流。如果第二信号在大小方面大于阈值信号，则驱动信号使电流减小。驱动信号与一开关频率相关联。第二信号在大小方面随着电流的增大而增大并且在大小方面随着电流的减小而减小，并且阈值信号在大小方面随着开关频率的增大而增大并且在大小方面随着开关频率的减小而减小。

根据又一实例，一种用于调节电源变换系统的有效阈值的方法包括：接收第一信号；处理与第一信号相关联的信息；并且至少基于与第一信号相关联的信息生成第一电流。另外，该方法包括：接收预定阈值电压和第一电压，并且至少基于与阈值电压和第一电压相关联的信息生成第一比较信号。第一电压是第二电压和第三电压之和。此外，该方法包括：处理与第一比较信号相关联的信息；并且至少基于与第一比较信号相关联的信息生成驱动信号，以影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的第二电流。如果第一电压在大小方面大于预定阈值电压，则驱动信号使得第二电流减小。驱动信号与开关频率相关联。第二电压在大小方面随着第一电流的增大而增大并且在大小方面随着第一电流的减小而减小，并且第三电压在大小方面随着第二电流的增大而增大并且在大小方面随着第二电流的减小而减小。第一电流在大小方面随着开关频率的增大而减小并且在大小方面随着开关频率的减小而增大。

与传统技术相比，通过本发明可以获得许多益处。本发明的某些实例利用脉冲-频率调制来动态地调节导通时间(on-time duration)。本发明的一些实例提高了最小频率(例如，无负载条件下的频率)并且改善了针对负载变化的动态响应，而不会减小负载变化范围或增加待机功耗。

取决于实例，可以获得这些益处中的一个或多个。参考下面的详细描述和附图可以全面理解本发明的这些益处以及各种另外的目的、特征和优点。

附图说明

图1是示出具有初级侧检测和调整的传统反激式电源变换系统的简化示图。

图2是示出反激式电源变换系统的传统工作机制的简化示图。

图3和图4都是示出了在脉冲频率调制下具有针对恒定输出电压的初级侧检测和调整的传统反激式电源变换系统的简化示图。

图5是示出用于传统电源变换系统的传统指数生成器的简化示图。

图6是示出电源变换系统的某些传统波形的简化示图。

图7是示出根据本发明一实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。

图8是示出根据本发明一实例的具有动态阈值调节时的输出功率与具有恒定阈值电平时的输出功率之间的比较的简化示图。

图9是示出根据本发明另一实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。

图10是示出根据本发明另一实例的电源变换系统的电流生成器的简化示图。

图11是示出根据本发明另一实例的用于电源变换系统的电流生成器中的单稳态生成器的简化示图。

图12是示出根据本发明另一实例的电源变换系统的电流生成器中的单稳态生成器的某些波形的简化示图。

图13是示出根据本发明又一实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。

图14是示出根据本发明又一实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。

图15是示出根据本发明一个实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的数字电流生成器的简化示图。

图16是示出根据本发明实施例的由反激式电源变换系统的数字电流生成器生成的、作为n_ramp×T的函数的补偿电流的简化示图。

图17是示出根据本发明实施例的由反激式电源变换系统的数字电流生成器生成的、作为F_s的函数的补偿电流的简化示图。

具体实施方式

参考图3和图4，在断续传导模式(DCM)中，反激式电源变换系统300或400的能量传送关系为

P_{o} = \frac{1}{2} \times L \times I_{p}^{2} \times F_{s} \times η

(等式6)

其中，P_o表示系统300或400的输出功率。另外，L表示初级绕组340或440的电感量，并且I_p表示初级绕组340或440的电流。此外，F_s表示功率开关320或420的开关频率，并且η表示系统300或400的变换效率。此外，

I_{p} = \frac{V_{thoc}}{R_{s}}

(等式7)

其中，V_thoc表示阈值信号399或499的大小，并且R_s表示电阻器322或422的电阻值。因此，等式6可以变为

P_{o} = \frac{1}{2} \times L \times {(\frac{V_{thoc}}{R_{s}})}^{2} \times F_{s} \times η

(等式8)

因此，如果L、V_thoc、R_s和η是常数，则输出功率P_o与开关频率F_s成比例。

例如，如果电源变换系统300或400在满负载时具有5V的输出电压和1A的输出电流，并且在无负载时具有5V的输出电压和5mA的输出电流，则开关频率F_s在满负载时等于40KHz(例如，F_smax＝40KHz)并且在无负载时等于0.2KHz(例如，F_smin＝0.2KHz)，其中，输出电容C_o为680μF。根据一个实施例，基于等式8，

P_max/P_min＝F_smax/F_smin＝200(等式9a)

其中，P_max表示F_smax＝40KHz时的输出功率，并且P_min表示F_smin＝0.2KHz时的输出功率。参考图3或图4，当次级侧上的退磁过程几乎完成并且次级绕组342或442的电流I_sec几乎变为零时，辅助绕组的电压V_aux被控制器芯片采样。因此，如果负载条件从无负载变为满负载，则控制器芯片必须等待直到下一退磁过程，以便检测输出电压的改变。因此，即使系统300或400在检测到输出电压的下降之后立即提高开关频率，输出电压也可能已经下降了：

Δ V_{o} = \frac{I_{o} \times t}{C_{o}} &cong; \frac{1 A \times 1 / 0.2 KHz}{680 μF} = 0.74 V

(等式9b)

因此，为了改善电源变换系统300或400的动态响应，应当提高最小开关频率(例如，无负载时的开关频率)。但是，较高的最小开关频率可能缩窄负载变化范围。为了支持宽的负载变化范围，须使用假负载(dummy load)，但是假负载也会增加系统300或400的待机功耗。

图7是示出根据本发明一个实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。

电源变换系统700包括指数生成器710、开关720、初级绕组740、次级绕组742、辅助绕组744、电容器752、采样控制器754、采样开关756、误差放大器760、比较器770和778、触发器组件774、门驱动器776、退磁检测器780、振荡器790、端子730、732和734、电阻器836以及阈值生成器838。例如，端子730、732和734是控制器芯片798的端子。在另一示例中，开关720是双极晶体管。在又一示例中，指数生成器710是指数生成器500。根据一个实例，信号782、792和712分别是信号542、532和526。

如图7所示，退磁检测器780向指数生成器710输出信号782，并且振荡器790也向指数生成器710输出信号792。在一个实施例中，开关720通过端子734由信号796控制。在另一实例中，用于检测流经初级绕组740的电流的信号764由电阻器836生成并且由比较器778接收。

根据一个实例，比较器778还接收来自阈值生成器838的用于过流保护(OCP)的阈值信号799，并且将阈值信号799与信号764相比较。例如，作为响应，比较器778向触发器组件774输出比较信号775。在另一示例中，当开关720导通时，流经初级绕组740的电流线性地倾斜上升，并且信号764(例如，电流感测电压)也线性地倾斜上升。在另一示例中，如果信号764的大小超过阈值信号799，则比较信号775为逻辑高电平。

在又一示例中，当开关720截止时，存储在变压器中的能量被释放给输出端。根据一个实例，退磁过程开始，并且流经次级绕组742的电流线性地倾斜下降。例如，当退磁过程几乎结束并且流经次级绕组742的电流接近零时，采样信号750由采样控制器754生成，以通过闭合采样开关756来对端子732处的反馈电压采样。在另一示例中，在采样过程完成之后，采样开关756响应采样信号750而断开。在又一示例中，经采样的电压被保持在电容器752上，并且与参考电压V_ref相比较，例如2V相比较。根据实例，采样/保持电压与参考电压V_ref之间的差值被误差放大器760放大以生成放大信号762。根据另一实例，放大信号762由比较器770的负输入端子接收，比较器770的正输入端子接收斜坡信号712。例如，比较器770作为响应将输出信号772发送给触发器组件774。

在一个实例中，当退磁过程开始时，指数生成器710的斜坡信号712被恢复为初始值。例如，斜坡信号712是信号526，当退磁过程开始时，根据等式5其被恢复为V_refa。在另一示例中，在退磁过程完成之后，斜坡信号712以指数方式增大。在另一示例中，如果斜坡信号712在大小方面变得高于放大信号762，则比较信号772为逻辑高电平(例如，“1”电平)。

如图7所示，触发器组件774接收信号772和775，并且作为响应生成信号777。例如，如果信号772为逻辑高电平并且信号775为逻辑低电平，则信号777为逻辑高电平。在另一示例中，如果信号772为逻辑高电平并且信号775也为逻辑高电平，则信号777为逻辑低电平。在另一实施例中，信号777由门驱动器776接收，门驱动器776通过端子734向开关720输出信号796。例如，如果信号777为逻辑高电平，则信号796也为逻辑高电平并且使得开关720导通。在另一示例中，如果信号777为逻辑低电平，则信号796也为逻辑低电平并且使得开关720截止。

根据一个实例，用于过流保护(OCP)的阈值信号799由接收信号777的阈值生成器838生成。例如，阈值生成器838处理与信号777相关联的信息，并且基于与信号777相关联的信息检测开关频率的大小。在另一示例中，利用开关频率的大小，阈值生成器838确定阈值信号799(例如，阈值电压V_thoc1)。

在一个实例中，阈值电压V_thoc1随着开关频率的增大而增大，并且随着开关频率的减小而减小。例如，V_thoc1随着开关频率线性地改变，如下：

V_thoc1＝V_thoc0+k_thoc×F_s (等式10)

其中，F_s表示所检测到的开关720的开关频率。另外，V_thoc0表示预定的恒定电压电平，并且k_thoc表示预定正常数。在另一示例中，利用等式10，等式8变为

P_{o} = \frac{1}{2} \times L \times {(\frac{V_{thoc 0} + k_{thoc} \times F_{s}}{R_{s}})}^{2} \times F_{s} \times η

(等式11)

图8是示出根据本发明实施例的具有动态阈值调节时的输出功率与具有恒定阈值电平时的输出功率之间的简化示图比较。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。

曲线810表示作为开关频率的函数、具有恒定阈值电平时的输出功率，并且曲线820表示作为开关频率的函数、具有动态阈值调节时的输出功率。例如，曲线810是根据等式8作出的，并且曲线820是根据等式11作出的。如图8所示，在相同的开关频率范围内，如果频率范围的较低端接近于零并且频率范围的较高端远大于F_s0，则曲线820提供了比曲线810宽的输出功率范围。

如上面所讨论并且这里进一步强调的，图7仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，利用电流生成器和电阻器来取代阈值生成器838。

图9是示出根据本发明另一实施例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。

电源变换系统900包括指数生成器710、开关720、初级绕组740、次级绕组742、辅助绕组744、电容器752、采样控制器754、采样开关756、误差放大器760、比较器770、触发器组件774、门驱动器776、退磁检测器780、振荡器790、端子730、732和734、电阻器836、电流生成器938、电阻器968以及比较器978。例如，端子730、732和734是控制器芯片998的端子。

与图7相比，在图9中阈值生成器838被电流生成器938和电阻器968取代。在一个实施例中，电流生成器938接收信号777。例如，电流生成器938处理与信号777相关联的信息，并且基于与信号777相关联的信息来检测开关频率的大小。在另一示例中，利用开关频率的大小，电流生成器938确定从电流生成器938流向电阻器968的补偿电流936，并且因而提高了信号964的大小。

如图9所示，信号964由比较器978接收，比较器978还接收用于过流保护(OCP)的阈值信号999并且将阈值信号999与信号964相比较。例如，作为响应，比较器978向触发器组件774输出比较信号975。

在一个实例中，补偿电流936随着开关频率的增大而减小，并且随着开关频率的减小而增大。例如，补偿电流936随着开关频率线性地改变。在另一实例中，至少流经电阻器968的补偿电流936通过提高信号964的大小而有效地减小了阈值信号799。例如，有效的阈值信号随着开关频率的增大而增大，并且随着开关频率的减小而减小。在另一示例中，

V_{thoc_eff}＝V_thoc0+k_thoc×F_s(等式12)

其中，F_s表示所检测到的开关720的开关频率。另外，V_thoc0表示预定的恒定大小的阈值信号799，并且k_thoc表示预定正常数。

如上面所讨论并且这里进一步强调的，图9仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，电流生成器936的一个或多个组件位于控制器芯片998的外面。

图10是示出根据本发明另一实施例的电源变换系统900的电流生成器938的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。

例如，电流生成器938包括单稳态(one-shot)生成器1010、电阻器1020、电压到电流转换器1030、电流镜1040、恒定电流生成器1050和电容器1060。在另一示例中，电源变换系统900还包括低压降(low-dropout)线性调整器(LDO)1070和端子1036。

如图10所示，单稳态生成器1010接收信号777和来自LDO 1070的电压信号1072，并且作为响应，生成单稳态信号1012。例如，单稳态信号1012具有与信号777相同的频率(例如，开关频率)。在另一示例中，单稳态信号1012对于不同的信号周期具有恒定脉宽(例如T_a)。根据一个实施例，单稳态信号1012由包括电阻器1020和电容器1060的低通滤波器来处理，并且生成电压信号1022。例如，该低通滤波器具有足够大的RC时间常数以使得电压信号1022滤波成为近似DC电压信号。

根据另一实施例，电压信号1022由电压到电流转换器1030接收，电压到电流转换器1030将电压信号1022转换为电流信号1032。例如，转换器1030的跨导为1/R₁。在另一示例中，电流信号1032由电流镜1040接收。根据又一实例，电流镜1040还接收来自恒定电流生成器1050的恒定电流1052。作为响应，电流镜1040例如生成如下的补偿电流936：

I_{R 2} = I_{\max} - \frac{T_{a} \times F_{s} \times V_{AVDD}}{R_{2}}

(等式13)

其中，I_R2表示补偿电流936，并且I_max表示恒定电流1052。另外，T_a表示单稳态信号1012的恒定脉宽，并且F_s表示开关720的开关频率。此外，V_AVDD表示电压信号1072，并且1/R₁表示电压到电流转换器1030的跨导。

在一个实施例中，电阻器968的电阻远大于电阻器836的电阻，因此，补偿电流936将信号964的大小升高了

ΔV = I_{\max} \times R_{2} - \frac{T_{a} \times F_{s} \times V_{AVDD} \times R_{2}}{R_{1}}

(等式14)

其中，ΔV表示由于补偿电流936而使信号964增加的量。另外，R₂表示电阻器968的电阻。因此，作为示例，阈值信号999有效地被减小了ΔV，如下：

V_{thoc_ef}＝V_c-ΔV (等式15)

其中，V_{thoc_eff}表示有效阈值电压，并且V_c表示阈值信号999的大小。在一个实施例中，比较器978将V_{thoc_eff}与V_s进行有效比较，其中，V_s表示假设补偿电流936为零时的信号964的大小。

组合等式14和15，可以获得：

V_{thoc_eff} = V_{c} - ΔV = V_{c} - (I_{\max} \times R_{2} - \frac{T_{a} \times F_{s} \times V_{AVDD} \times R_{2}}{R_{1}})

(等式16)

因此，根据一个实施例，参考等式12，

V_thoc0＝V_c-I_max×R₂(等式17)

k_{thoc} = \frac{T_{a} \times V_{AVDD} \times R_{2}}{R_{1}}

(等式18)

根据另一实例，利用等式16、17和18，等式8也变为等式11。

图11是示出根据本发明另一实例的用于电源变换系统900的电流生成器938中的单稳态生成器1010的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。单稳态生成器1010包括D触发器组件1110、非(NOT)门1120和1170、电流源1130、电压源1132、PMOS晶体管1140、NMOS晶体管1142、电容器1150、比较器1160和触发器组件1180。

如图11所示，D触发器组件1110接收信号777并向非门1120输出信号1112，非门1120作为响应生成信号1122。例如，响应于信号777的上升沿，信号1112变为逻辑高电平(例如“1”)，并且信号1122变为逻辑低电平(例如，“0”)。

如果信号1122是逻辑低电平，则PMOS晶体管1140导通并且NMOS晶体管1142截止。因此，根据一个实例，来自电流源1130的恒定电流信号1136被用来对电容器1150充电，电容器1150生成电压信号1152(例如，V_a)。在另一实例中，电压生成器1132生成恒定电压信号1134(例如V₀)。在又一实例中，恒定电压信号1134和电压信号1152都被比较器1160接收，并且作为响应，比较器1160向D触发器组件1110输出信号1162。

例如，如果电压信号1152大于恒定电压信号1134，则信号1162为逻辑高电平。在另一示例中，如果信号1162变为逻辑高电平，则信号1112变为逻辑低电平，这使得PMOS晶体管1140截止并且使得NMOS晶体管1142导通。因此，根据一个实例，电容器1150被放电，并且信号1162变为逻辑低电平。在另一实例中，如果信号1162变为逻辑低电平，则信号1122保持为逻辑低电平直到信号777的下一上升沿被D触发器组件1110接收到为止。

如图11所示，信号1162由非门1170接收，非门1170向触发器组件1180输出信号1172。在一个实例中，触发器组件1180还接收电压信号1072和信号777，并且作为响应生成信号1012。

图12是示出根据本发明另一实例的电源变换系统900的电流生成器938中的单稳态生成器1010的某些波形的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。

波形1210表示作为时间的函数的信号777，波形1220表示作为时间的函数的信号1152，并且波形1230表示作为时间的函数的信号1012。例如，信号1012具有与信号777相同的频率(例如，开关频率)。在另一示例中，单稳态生成器1010检测信号777的上升沿，并且在每次这样的检测时，生成具有恒定脉宽的脉冲。在一个实例中，该脉宽如下这样确定：

T_{a} = \frac{C_{0} \times V_{0}}{I_{0}}

(等式19)

其中，T_a表示信号1012的恒定脉宽。另外，C₀表示电容器1150的电容，V₀表示恒定电压信号1134，并且I₀表示恒定电流信号1136。

例如，如果电源变换系统700或900在满负载时具有5V的输出电压和1A的输出电流，并且在无负载时具有5V的输出电压和5mA的输出电流，则开关频率F_s在满负载时等于40KHz(例如，F_smax＝40KHz)并且在无负载时等于1KHz(例如，F_smin＝1KHz)，其中，输出电容C_o为680μF。根据一个实例，基于等式10或12，如果V_thoc0＝0.5V并且k_thoc＝0.0075V/Hz，则

P_max/P_min≈232(等式20a)

其中，P_max表示F_smax＝40KHz时的输出功率，并且P_min表示F_smin＝1KHz时的输出功率。因此，负载改变范围近似等于232。根据另一实例，如果负载条件从无负载变为满负载，则系统700或900的输出电压可能临时下降

Δ V_{o} = \frac{I_{i} \times t}{C_{o}} &cong; \frac{1 A \times 1 / 1 KHz}{680 μF} = 0.148 V

(等式20b)

根据本发明的一些实例，将等式9a和9b分别与等式20a和20b相比较可见，系统700或900可以显著地改善动态响应并且还可以加宽负载改变范围，而无需依赖于可能增加待机功耗的假负载。

如上面讨论并且在这里强调的，图9仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，电阻器968位于控制器芯片998的外面。

图13是示出根据本发明又一实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。与图9相比，在图13中，电源变换系统900的电阻器968被电源变换系统1300的电阻器1368取代。

图14是示出根据本发明又一实例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。

电源变换系统1400包括指数生成器710、开关720、初级绕组740、次级绕组742、辅助绕组744、电容器752、采样控制器754、采样开关756、误差放大器760、比较器770、触发器组件774、门驱动器776、退磁检测器780、振荡器790、端子730、732和734、电阻器836、电阻器968、数字电流生成器1438和比较器1478。例如，端子730、732和734是控制器芯片1498的端子。

与图9相比，电流生成器938在图14中被数字电流生成器1438取代。在一个实施例中，数字电流生成器1438接收来自指数生成器710的信号1414。例如，指数生成器710是指数生成器500，并且信号782、792、712和1414分别是信号542、532、526和554。在另一示例中，数字电流生成器1438处理与信号1414相关联的信息，并且确定从数字电流生成器1438流到电阻器968的补偿电流1436，从而提高了信号1464的大小。

如图14所示，信号1464由比较器1478接收，比较器1478还接收用于过流保护(OCP)的阈值信号999，并且将阈值信号999与信号1464相比较。作为响应，比较器1478向触发器组件774输出比较信号1475。

图15是示出根据本发明一个实施例的具有动态阈值调节的反激式电源变换系统1400的数字电流生成器1438的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。数字电流生成器1438包括比较器1510和1512、触发器组件1520、信号生成器1530、多个触发器组件1540、编码组件1550、与(AND)门1560、多个开关1570、多个电流源1572、晶体管2580、2582、2584和2586、电阻器2590和电容器2592。如图所示，电阻器2590和电容器2592都在控制器芯片1498上。

参考图14，数字电流生成器1438接收信号1414，并且至少基于与信号1414相关联的信息生成补偿电流1436。例如，信号1414是信号554。在一个实例中，信号1414包括信号clk2、clk4...clkm...和clkN，其中，2≤m≤N，并且m和N都等于2的幂(例如，2的整数幂)。在另一实例中，当clkm信号在自复位起的第一时间期间从逻辑低电平上升为逻辑高电平(例如，从“0”电平到“1”电平)时，自上次复位起的时间段为其中n表示以时钟周期的数目计算的自上次复位起的时间段，并且T表示时钟信号792的时钟周期。

返回图15，根据一实例，信号762由比较器1510和1512两者接收。例如，比较器1510判断信号762的电压大小是否小于3V，并且比较器1512判断信号762的电压大小是否高于1V。在另一示例中，如果信号762的电压大小被确定为在1V与3V之间，则电源变换系统1400被确定为在恒压(CV)模式中操作。

根据一个实施例，如果信号762的电压大小被确定为在1V与3V之间，并且如果由信号生成器1530生成的信号1532为逻辑高电平，则与门1560向触发器组件1520发送也为逻辑高电平的信号1562。例如，信号生成器1530是单稳态信号生成器。在另一示例中，触发器组件1520还至少接收信号796，并且至少基于与信号796和1562相关联的信息生成信号1522。

根据另一实施例，信号1522由触发器组件1540接收，触发器组件1540还接收信号1414。例如，信号1414表示n×T，其中，n表示以时钟周期的数目计算的自前一t_Demag结束时起的时间，并且T表示时钟信号792的时钟周期。在另一示例中，信号1522被用来锁定信号1542，以使得信号1542在紧邻后一t_on之前在t_ramp结束时反映n的值，因此信号1542指示n_ramp×T。

作为响应，触发器组件1540至少基于与信号1414和1522相关联的信息来向编码组件1550输出信号1542。例如，触发器组件1540包括触发器组件1540₂、1540₄...1540_m...和1540_N，信号1414包括信号clk2、clk4...clkm...和clkN，并且信号1542包括信号1542₂、1542₄...1542_m...和1542_N。在一个实例中，m和N都等于2的幂(例如2的整数幂)其中，2≤m≤N。在又一示例中，触发器组件1540₂、1540₄...1540_m...和1540_N至少分别接收信号clk2、clk4...clkm...和clkN，并且分别生成信号1542₂、1542₄...1542_m...和1542_N。

根据一个实例，如果在信号1522的上升沿处，信号clkm为逻辑高电平(例如“1”电平)，则信号1542_m也为逻辑高电平(例如“1”电平)，其中2≤m≤N。根据另一实例，如果在信号1522的上升沿处，信号clkm为逻辑低电平(例如“0”电平)，则信号1542_m也为逻辑低电平(例如“0”电平)，其中2≤m≤N。

如图15所示，编码组件1550基于与信号1542相关联的信息执行数字编码，并且生成被用来确定补偿电流1436的大小的信号1552。例如，信号1552包括信号S₀、S₁...S_q...和S_Q。q和Q都是整数，其中0≤q≤Q。在另一示例中，补偿电流1436与n_ramp×T具有如下非线性关系：

I_c(n_ramp×T)＝I_max-C×F_s(等式21)

其中，

F_{s} = \frac{1}{t_{ON} + t_{Demag} + n_{ramp} \times T}

(等式22)

另外，I_max和C都表示常数。此外，t_ON表示开关720保持导通时的时间段，并且t_Demag表示退磁过程的时间段。此外，t_ramp表示信号712的大小上升到信号762的电平时的时间段。例如，t_ramp等于n_ramp×T。在另一示例中，I_max和C都由系统1400的某些组件确定。

根据一个实例，通过比较等式13和22，可以确定用于补偿电流1436的等式22的C与用于补偿电流936的等式13的(T_a×V_AVDD)/R₁相对应。根据另一实例，补偿电流1436将信号1464的大小提高了

ΔV＝I_max×R₂-C×F_s×R₂(等式23)

其中，ΔV表示由于补偿电流1436而使信号1464增大的量。另外，R₂表示电阻器968的电阻。因此，作为示例，阈值信号999有效地被减小了ΔV，如下：

V_{thoc_eff}＝V_c-ΔV (等式24)

其中，V_{thoc_eff}表示有效阈值电压，并且V_c表示阈值信号999的大小。在一个实例中，比较器1478有效地比较V_{thoc_eff}与V_s，其中，V_s表示假设补偿电流1436为零时的信号1464的大小。

组合等式23和24，可以获得：

V_{thoc_eff}＝V_c-ΔV＝V_c-(I_max×R₂-C×F_s×R₂)(等式25)

因此，根据一个实例，参考等式12，

V_thoc0＝V_c-I_max×R₂(等式26)

k_thoc＝C×R₂(等式27)

根据另一实例，利用等式25、26和27，等式8也变为等式11。

如图15所示，根据一些实例，信号1552被用来控制开关1570。开关1570包括开关1570₀、1570₁...1570_q...和1570_Q。q和Q都是整数，其中，0≤q≤Q。在另一示例中，开关1570₀、1570₁...1570_q...和1570_Q分别由信号S₀、S₁...S_q...和S_Q控制。在一个实例中，如果信号S_q为逻辑高电平(例如“1”电平)，则开关1570_q闭合。在另一实例中，如果信号S_q为逻辑低电平(例如“0”电平)，则开关1570_q断开。

根据某些实例，开关1570被连接到电流源1572。例如，电流源1572包括电流源I₀、I₁...I_q...和I_Q。q和Q是整数，其中0≤q≤Q。在另一示例中，开关1570₀、1570₁...1570_q...和1570_Q分别被连接到电流源I₀、I₁...I_q...和I_Q。在一个实例中，如果开关1570_q闭合，则电流源I_q影响补偿电流1436。在另一实例中，如果开关1570_q断开，则电流源I_q不影响补偿电流1436。

如图15所示，补偿电流1436由低通滤波器(LPF)滤波。例如，低通滤波器(LPF)包括电阻器2590和电容器2592。在另一示例中，晶体管2580将电流2570转换为电压2572以用于低通滤波，晶体管2582将经滤波的电压2574转换为另一电压2576，并且晶体管2584和2586将电压2576转换为补偿电流1436。

在一个实例中，编码组件1550与数字电流生成器1438的其它组件一起执行分段曲线拟合处理以近似实现等式21。在另一实例中，执行下面的6段曲线拟合处理：

第1段：根据一个实例，如果n_ramp×T＜16×T，则I_c(n_ramp×T)＝0(μA)。例如，当clkj信号(32＜j≤N)都为逻辑低电平(例如“0”电平)时，信号S₀、S₁...S_q...和S_Q都为逻辑低电平(例如“0”电平)，其中，Q等于15。

第2段：根据一个实例，如果16×T≤n_ramp×T＜32×T，则(μA)。例如，当clk32信号变为逻辑高电平(例如“1”电平)并且clkj信号(64＜j≤N)都保持逻辑低电平(例如“0”电平)时，信号S₀，S₁，S₂和S₃以2×T的间隔顺序地变为逻辑高电平(例如“1”电平)。在另一示例中，电流源I₀，I₁，I₂和I₃的大小都等于1μA。

第3段：根据一个实例，如果32×T≤n_ramp×T＜128×T，则(μA)。例如，当clk128信号变为逻辑高电平(例如“1”电平)并且clkj信号(256＜j≤N)都保持逻辑低电平(例如“0”电平)时，信号S₄，S₅，S₆和S₇以8×T的间隔顺序地变为逻辑高电平(例如“1”电平)，并且信号S₀，S₁，S₂和S₃保持逻辑高电平(例如“1”电平)。在另一示例中，电流源I₄，I₅，I₆和I₇的大小都等于1μA。

第4段：根据一个实例，如果128×T≤n_ramp×T＜512×T，则(μA)。例如，当clk512信号变为逻辑高电平(例如“1”电平)并且clkj信号(1024＜j≤N)都保持逻辑低电平(例如“0”电平)时，信号S₈，S₉，S₁₀和S₁₁以32×T的间隔顺序地变为逻辑高电平(例如“1”电平)，并且信号S₀，S₁，...和S₇保持逻辑高电平(例如“1”电平)。在另一示例中，电流源I₈，I₉，I₁₀和I₁₁的大小都等于0.75μA。

第5段：根据一个实施例，如果512×T≤n_ramp×T＜2048×T，则(μA)。例如，当clk64信号变为逻辑高电平(例如“1”电平)并且clkj信号(2048＜j≤N)都保持逻辑低电平(例如“0”电平)时，信号S₁₂，S₁₃，S₁₄和S₁₅以128×T的间隔顺序地变为逻辑高电平(例如“1”电平)，并且信号S₀，S₁，...和S₁₁保持逻辑高电平(例如“1”电平)。在另一示例中，电流源I₁₂，I₁₃，I₁₄和I₁₅的大小都等于1.25μA。

第6段：根据一个实施例，如果2048×T＜n_ramp×T，则I_c(n_ramp×T)＝44(μA)。例如，当clk4096信号(32＜j≤N)变为逻辑高电平(例如“1”电平)时，信号S₀、S₁...S_q...和S_Q都为逻辑高电平(例如“1”电平)，其中，Q等于15。

根据某些实例，如果信号762的电压大小停留在1V和3V之间达8×T的时间，则电源变换系统1400被确定为稳定的工作在恒压(CV)模式。例如，作为响应，数字电流生成器1438利用信号1522控制触发器组件1540存储信号1414，信号1414指示n_ramp×T的大小t_ramp。在另一示例中，信号1542由编码组件1550接收，编码组件1550执行数字编码处理并生成信号1552。在又一示例中，信号1552被用来控制连接到电流源1572的开关1570，并确定补偿电流1436的大小。

如上面讨论的并且在这里进一步强调的，图15仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，电阻器2590在控制器芯片1498上，但电容器2592不在控制器芯片1498上。在另一示例中，电容器2592通过控制器芯片1498的端子连接到电阻器2590。

图16是示出根据本发明实例的由反激式电源变换系统1400的数字电流生成器1438生成的、作为n_ramp×T的函数的补偿电流1436的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。曲线1690表示由如图15所示的数字电流生成器1438生成的、作为n_ramp×T的函数的补偿电流1436，并且与等式21和22一致。例如，T等于2μS。

图17是示出根据本发明实例的由反激式电源变换系统1400的数字电流生成器1438生成的、作为F_s的函数的补偿电流1436的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变体、替换和修改。曲线1790表示由如图15所示的数字电流生成器1438生成的、作为F_s的函数的补偿电流1436，并且与等式21一致。例如，T等于2μS。

根据另一实例，一种用于调节电源变换系统的阈值的系统包括：阈值生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与第一信号相关联的信息生成阈值信号；比较器，被配置来接收阈值信号和第二信号并且生成比较信号；以及门驱动器，被配置来至少基于与比较信号相关联的信息生成驱动信号。该门驱动器至少被耦合到被配置为接收驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流的开关。如果第二信号在大小方面大于阈值信号，则驱动信号使开关断开。该驱动信号与一开关频率相关联。第二信号在大小方面随着电流的增大而增大并且在大小方面随着电流的减小而减小，并且该阈值信号在大小方面随着开关频率的增大而增大并且在大小方面随着开关频率的减小而减小。例如，该系统至少根据图7来实现。

根据另一实例，一种用于调节电源变换系统的有效阈值的系统包括：电流生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与第一信号相关联的信息生成第一电流；以及第一比较器，被配置来接收预定阈值电压和第一电压并且生成第一比较信号。第一电压是第二电压和第三电压之和。另外，该系统包括门驱动器，被配置来至少基于与比较信号相关联的信息生成驱动信号。门驱动器至少被耦合到被配置为接收驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的第二电流的开关。如果第一电压在大小方面大于预定阈值电压，则驱动信号使得开关断开。驱动信号与一开关频率相关联。第二电压在大小方面随着第一电流的增大而增大并且在大小方面随着第一电流的减小而减小，并且第三电压在大小方面随着第二电流的增大而增大并且在大小方面随着第二电流的减小而减小。第一电流在大小方面随着开关频率的增大而减小并且在大小方面随着开关频率的减小而增大。例如，该系统至少根据图9、图13和/或图14实现。

根据又一实例，一种用于调节电源变换系统的阈值的方法包括：接收第一信号；处理与第一信号相关联的信息；并且至少基于与第一信号相关联的信息生成阈值信号。另外，该方法包括：接收阈值信号和第二信号；并且至少基于与阈值信号和第二信号相关联的信息生成比较信号。此外，该方法包括：处理与比较信号相关联的信息；并且至少基于与第一比较信号相关联的信息生成驱动信号，以影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流。如果第二信号在大小方面大于阈值信号，则驱动信号使电流减小。驱动信号与一开关频率相关联。第二信号在大小方面随着电流的增大而增大并且在大小方面随着电流的减小而减小，并且阈值信号在大小方面随着开关频率的增大而增大并且在大小方面随着开关频率的减小而减小。例如，该方法至少根据图7来实现。

根据又一实例，一种用于调节电源变换系统的有效阈值的方法包括：接收第一信号；处理与第一信号相关联的信息；并且至少基于与第一信号相关联的信息生成第一电流。另外，该方法包括：接收预定阈值电压和第一电压，并且至少基于与阈值电压和第一电压相关联的信息生成第一比较信号。第一电压是第二电压和第三电压之和。此外，该方法包括：处理与第一比较信号相关联的信息；并且至少基于与第一比较信号相关联的信息生成驱动信号，以影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的第二电流。如果第一电压在大小方面大于预定阈值电压，则驱动信号使得第二电流减小。驱动信号与一开关频率相关联。第二电压在大小方面随着第一电流的增大而增大并且在大小方面随着第一电流的减小而减小，并且第三电压在大小方面随着第二电流的增大而增大并且在大小方面随着第二电流的减小而减小。第一电流在大小方面随着开关频率的增大而减小并且在大小方面随着开关频率的减小而增大。例如，该方法至少根据图9、图13和/或图14来实现。

与传统技术相比，通过本发明可以获得许多益处。本发明的某些实例利用脉冲-频率调制来动态地调节功率管开启工作持续时间。本发明的一些实例提高了最小频率(例如，无负载条件下的频率)并且改善了针对负载改变的动态响应，而不会减小负载变化范围或增加待机功耗。

尽管已描述了本发明的特定实例，然而本领域技术人员将明白，存在与所描述实例等同的其它实例。因此，将明白，本发明不局限于所示出的特定实例，而是仅由权利要求的范围来限定。

Claims

1.一种用于调节电源变换系统的阈值的系统，该系统包括：

阈值生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与所述第一信号相关联的信息生成阈值信号；

比较器，被配置来接收所述阈值信号和第二信号并且生成比较信号；以及

门驱动器，被配置来至少基于与所述比较信号相关联的信息生成驱动信号，所述门驱动器至少被耦合到被配置为接收所述驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流的开关；

其中，如果所述第二信号在大小方面大于所述阈值信号，则所述驱动信号使所述开关断开；

其中：

所述驱动信号与一开关频率相关联；

所述第二信号在大小方面随着所述电流的增大而增大并且在大小方面随着所述电流的减小而减小；

所述阈值信号在大小方面随着所述开关频率的增大而增大并且在大小方面随着所述开关频率的减小而减小。

2.如权利要求1所述的系统，其中，所述阈值信号在大小方面随着所述开关频率的增大而线性地增大并且在大小方面随着所述开关频率的减小而线性地减小。

3.如权利要求1所述的系统，其中：

所述阈值信号是第一电压信号；并且

所述第二信号是第二电压信号。

4.如权利要求3所述的系统，其中，所述第二电压信号在大小方面与所述电流成比例。

5.如权利要求1所述的系统，其中：

所述开关包括晶体管；

如果所述第二信号在大小方面大于所述阈值信号，则所述驱动信号通过使所述晶体管截止而使所述开关断开。

6.一种用于调节电源变换系统的有效阈值的系统，该系统包括：

电流生成器，被配置来接收第一信号并且至少基于与所述第一信号相关联的信息生成第一电流；

第一比较器，被配置来接收预定阈值电压和第一电压并且生成第一比较信号，所述第一电压是第二电压和第三电压之和；以及

门驱动器，被配置来至少基于与所述比较信号相关联的信息生成驱动信号，所述门驱动器至少被耦合到被配置为接收所述驱动信号并且影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的第二电流的开关；

其中，如果所述第一电压在大小方面大于所述预定阈值电压，则所述驱动信号使得所述开关断开；

其中：

所述驱动信号与一开关频率相关联；

所述第二电压在大小方面随着第一电流的增大而增大并且在大小方面随着第一电流的减小而减小；

所述第三电压在大小方面随着第二电流的增大而增大并且在大小方面随着第二电流的减小而减小；

其中，所述第一电流在大小方面随着开关频率的增大而减小并且在大小方面随着开关频率的减小而增大。

7.如权利要求6所述的系统，其中，所述第一电流在大小方面随着开关频率的增大而线性减小，并且在大小方面随着开关频率的减小而线性增大。

8.如权利要求6所述的系统，其中，所述第二电压在大小方面与所述第一电流成比例。

9.如权利要求6所述的系统，其中，所述第三电压在大小方面与所述第二电流成比例。

10.如权利要求6所述的系统，其中：

所述第一比较器还被配置来将有效阈值电压与所述第三电压进行有效比较；

所述有效阈值电压等于所述预定阈值电压减去所述第二电压。

11.如权利要求10所述的系统，其中，所述有效阈值电压在大小方面随着开关频率的增大而增大，并且在大小方面随着开关频率的减小而减小。

12.如权利要求11所述的系统，其中，所述有效阈值电压在大小方面随着开关频率的增大而线性增大，并且在大小方面随着开关频率的减小而线性减小。

13.如权利要求6所述的系统，其中，所述门驱动器还被配置来接收至少与所述第一比较信号相关联的调制信号，并且至少基于与所述调制信号相关联的信息来生成所述驱动信号。

14.如权利要求13所述的系统，其中：

所述调制信号与所述开关频率相关联；并且

所述第一信号包括所述调制信号。

15.如权利要求6所述的系统，还包括：

信号生成器，被配置来生成第二信号以及一个或多个第三信号；以及

第二比较器，被配置来接收所述第二信号和第四信号，并且生成第二比较信号。

16.如权利要求15所述的系统，其中，所述门驱动器还被配置来接收至少与所述第一比较信号和所述第二比较信号相关联的调制信号，并且至少基于与所述第一比较信号和所述第二比较信号相关联的信息来生成所述驱动信号。

17.如权利要求15所述的系统，其中，所述第一信号包括所述一个或多个第三信号。

18.一种用于调节电源变换系统的阈值的方法，该方法包括：

接收第一信号；

处理与所述第一信号相关联的信息；

至少基于与所述第一信号相关联的信息生成阈值信号；

接收所述阈值信号和第二信号；

至少基于与所述阈值信号和所述第二信号相关联的信息生成第一比较信号；

处理与所述第一比较信号相关联的信息；以及

至少基于与所述第一比较信号相关联的信息生成驱动信号，以影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的电流；

其中，如果所述第二信号在大小方面大于所述阈值信号，则所述驱动信号使所述电流减小；

其中：

所述驱动信号与一开关频率相关联；

所述第二信号在大小方面随着所述电流的增大而增大并且在大小方面随着所述电流的减小而减小；并且

19.如权利要求18所述的方法，其中，所述阈值信号在大小方面随着所述开关频率的增大而线性地增大并且在大小方面随着所述开关频率的减小而线性地减小。

20.如权利要求18所述的方法，其中：

所述阈值信号是第一电压信号；并且

所述第二信号是第二电压信号。

21.如权利要求20所述的方法，其中，所述第二电压信号在大小方面与所述电流成比例。

22.一种用于调节电源变换系统的有效阈值的方法，该方法包括：

接收第一信号；

处理与所述第一信号相关联的信息；

至少基于与所述第一信号相关联的信息生成第一电流；

接收预定阈值电压和第一电压，所述第一电压是第二电压和第三电压之和；

至少基于与所述预定阈值电压和所述第一电压相关联的信息生成第一比较信号；

处理与所述第一比较信号相关联的信息；以及

至少基于与所述第一比较信号相关联的信息生成驱动信号，以影响流经与次级绕组耦合的初级绕组的第二电流；

其中，如果所述第一电压在大小方面大于所述预定阈值电压，则所述驱动信号使得所述第二电流减小；

其中：

所述驱动信号与一开关频率相关联；

23.如权利要求22所述的方法，其中，所述第一电流在大小方面随着开关频率的增大而线性减小，并且在大小方面随着开关频率的减小而线性增大。

24.如权利要求22所述的方法，其中，所述第二电压在大小方面与所述第一电流成比例。

25.如权利要求22所述的方法，其中，所述第三电压在大小方面与所述第二电流成比例。

26.如权利要求22所述的方法，其中：

用于生成第一比较信号的处理包括：将有效阈值电压与所述第三电压进行有效比较；并且

27.如权利要求26所述的方法，其中，所述有效阈值电压在大小方面随着开关频率的增大而增大，并且在大小方面随着开关频率的减小而减小。

28.如权利要求27所述的方法，其中，所述有效阈值电压在大小方面随着开关频率的增大而线性增大，并且在大小方面随着开关频率的减小而线性减小。

29.如权利要求22所述的方法，还包括：

接收至少与所述第一比较信号相关联的调制信号；

其中，用于至少基于与所述第一比较信号相关联的信息来生成驱动信号的处理包括：至少基于与所述调制信号相关联的信息来生成所述驱动信号。

30.如权利要求29所述的方法，其中：

所述调制信号与所述开关频率相关联；以及

所述第一信号包括所述调制信号。

31.如权利要求22所述的方法，还包括：

生成第二信号以及一个或多个第三信号；

接收所述第二信号和第四信号；并且

至少基于与所述第二信号和所述第四信号相关联的信息来生成第二比较信号。

32.如权利要求31所述的方法，还包括：

接收至少与所述第一比较信号和所述第二比较信号相关联的调制信号；以及

至少基于与所述第一比较信号和所述第二比较信号相关联的信息来生成所述驱动信号。

33.如权利要求32所述的方法，其中，所述第一信号包括所述一个或多个第三信号。