TWI437808B - A system and method for dynamic threshold adjustment of a flyback power converter - Google Patents

A system and method for dynamic threshold adjustment of a flyback power converter Download PDF

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Description

用於反激式電源變換器之動態閾值調節的系統和方法
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於過電流保護的動態閾值調節。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器(flyback power converter)。但是將認識到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
一般而言，傳統的電源變換系統通常使用變壓器來隔離初級側上的輸入電壓與次級側上的輸出電壓。為了調整輸出電壓，諸如TL431和光電耦合器之類的某些組件可被用來將反饋信號從次級側發送到初級側上的控制器晶片。替代地，次級側上的輸出電壓可以被反映(image)到初級側，因此，通過直接調節初級側上的一些參數來控制輸出電壓。
圖1是示出具有初級側檢測和調整的傳統反激式電源變換系統的簡化示圖。電源變換系統100包括初級繞組110、次級繞組112、輔助繞組114、功率開關120、電流感測電阻器130、輸出線纜的等效電阻器140、電阻器150和152、以及整流二極體160。例如，功率開關120是雙極電晶體。在另一示例中，功率開關120是MOS電晶體。
為了調整輸出電壓到額定電壓範圍內，通常需要提取與輸出電壓和輸出負載有關的信息。在斷續傳導模式(DCM)中，這樣的信息可以通過輔助繞組114來提取。當功率開關120導通時，能量儲存在次級繞組112中。然後，當功率開關120截止時，所儲存的能量釋放到輸出端，並且輔助繞組114的電壓如下所示來映射次級側上的輸出電壓。
其中，VFB 表示節點154處的電壓，並且Vaux 表示輔助繞組114的電壓。R1 和R2 分別表示電阻器150和152的電阻值。另外，n表示輔助繞組114與次級繞組112之間的匝數比。具體地，n等於輔助繞組114的匝數除以次級繞組112的匝數。Vo 和Io 分別表示輸出電壓和輸出電流。此外，VF 表示整流二極體160的正向電壓，並且Req 表示等效電阻器140的電阻值。而且，k表示如下所示的反饋係數：
圖2是示出反激式電源變換系統100之傳統操作機制的簡化示圖。如圖2所示，電源變換系統100的控制器晶片使用採樣保持機制。當次級側上的退磁過程幾乎完成並且次級繞組112的電流Isec 幾乎變為零時，輔助繞組114的電壓Vaux 例如在圖2的點A處被採樣。採樣的電壓值通常被保持直到下一電壓採樣被執行為止。通過負反饋環，採樣的電壓值可以變得等於參考電壓Vref 。因此，
V FB =V ref 　(等式3)。
組合等式1和3，可以獲得下面的等式：
基於等式4，輸出電壓隨著輸出電流的增大而減小。
脈寬調變(PWM)和脈衝頻率調變(PFM)兩者可以應用於原邊檢測和調整。圖3和圖4都是示出了在脈衝頻率調變下具有針對恆定輸出電壓的初級側檢測和調整之傳統反激式電源變換系統的簡化示圖。如圖所示，電源變換系統300包括指數產生器310、開關320、初級繞組340、次級繞組342、電容器352、誤差放大器360、比較器370、退磁檢測器380、振盪器390以及端子330、332和334。另外，電源變換系統300還包括電阻器322、觸發器組件374、閘驅動器384和比較器386。
類似地，電源變換系統400包括指數產生器410、開關420、初級繞組440、次級繞組442、電容器452、誤差放大器460、比較器470、退磁檢測器480、振盪器490以及端子430、432和434。另外，電源變換系統400還包括電阻器422、觸發器組件474、閘驅動器484和比較器486。
例如，指數產生器310或410包括受恆定週期T的振盪器控制的開關-電容電路。在另一示例中，開關320是雙極電晶體，並且開關420是MOS電晶體。
如圖3或4所示，退磁檢測器380或480分別向指數產生器310或410輸出信號382或482。另外，振盪器390或490也分別向指數產生器310或410輸出信號392或492。另外，開關320或420經由端子334或434而由信號396或496控制。此外，用於檢測流經初級繞組340或440的電流的信號398或498分別由電阻器322或422產生，並且分別由端子330或430接收。
圖5是示出用於傳統電源變換系統300或400的傳統指數產生器310或410的簡化示圖。傳統指數產生器500可用作指數產生器310或指數產生器410。如圖所示，指數產生器500包括開關510、520和540、電容器514和524、計數器550、分頻器560、開關控制器570以及反(NOT)閘580。
開關510由信號512控制，開關520由信號522控制，並且開關540由信號542控制。例如，信號542是信號382或482。信號512和522是至少基於從振盪器輸出的時鐘信號532而產生。例如，時鐘信號532是分別由振盪器390或490產生的信號392或492。
具體地，當開關510閉合並且開關520和540斷開時，參考電壓Vrefb 對電容器514充電。反之，當開關520閉合並且開關510和540斷開時，一些電荷從電容器514轉移到電容器524，從而使得電容器524上的電壓上升。隨著電容器524上的電壓變得越來越高，在保持開關540斷開的情況下每次使開關510斷開並使開關520閉合時，從電容器514轉移到電容器524的附加電荷量變得越來越少。
因此，如果開關540保持斷開，則在開關510斷開和閉合之間交替並且開關520在閉合和斷開之間交替的情況下，電容器524上的電壓近似以指數方式上升。當開關540通過信號542閉合時，電容器524通過參考電壓Vrefa 被放電。此後，信號542將開關540從閉合改為斷開。
如圖5所示，計數器550還接收信號542和來自分頻器560的信號552。信號552表示由分頻器560接收的時鐘信號532的上升沿。時鐘信號532的時鐘週期標識為T。當信號542將開關540從閉合改變為斷開時，計數器550也被復位。基於信號552，計數器550產生輸出信號554。輸出信號554包括輸出信號clk2、clk4...clkm...和clkN，其中，2 m N 。m和N各自等於2的冪(例如2的整數冪)。當clkm信號在自復位起的第一時間期間從邏輯低位準上升為邏輯高位準(例如，從“0”位準到“1”位準)時，自上次復位起的時間段為n ×T =。n表示以時鐘週期的數目計算的自上次復位起的時間段。
另外，計數器550還將輸出信號556發送給開關控制器570。基於輸出信號556，開關控制器570僅閉合開關中分別與“clk”、“1/2 clk”、“1/4 clk”和“1/8 clk”相對應的一個開關。具體地，如果0n64，則與“clk”相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換週期等於T。如果64<n128，則與“1/2 clk”相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換週期等於2T。如果128<n512,，則與“1/4 clk”相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換週期等於4T。如果n>512，則與“1/8 clk”相對應的開關被閉合，並且開關510和520的切換週期等於8T。因此，
其中，Vramp 表示信號526的電壓大小。例如，信號526是信號312或412。另外，Vrefa 和Vrefb 都表示恆定電壓位準。例如，Vrefa 等於1 V，Vrefb 等於3V。此外，n表示自計數器550的上次復位起以時鐘週期的數目計算的信號526上升的時間。T是時鐘信號532的時鐘週期。此外，τ是時間常數。具體地，如果0n64，則τ=128×T ；如果64<n128，則τ=256×T ；如果128<n256，則τ=512×T ；並且如果256<n，則τ=1024×T 。
返回圖3或圖4，當開關320或420導通時，變壓器儲存能量。流經初級繞組340或440的電流線性地傾斜上升，並且信號398或498(例如，電流感測電壓)也線性地傾斜上升。信號398或498分別由比較器386或486接收，並且分別與閾值信號399或499相比較以用於過電流保護(OCP)。例如，閾值信號399或499是等於0.5 V的閾值電壓。作為響應，比較器386或486將比較信號388或488輸出給觸發器組件374或474。例如，如果信號398在大小上超過閾值信號399，則比較信號388為邏輯高位準。在另一示例中，如果信號498在大小上超過閾值信號499，則比較信號488為邏輯高位準。
當開關320或420截止時，儲存在變壓器中的能量被釋放給輸出端。退磁過程開始，並且流經次級繞組342或442的電流線性地傾斜下降。當退磁過程幾乎結束並且流經次級繞組342或442的電流接近零時，產生採樣信號350或450以對端子332或432處的反饋電壓採樣。經採樣的電壓被保持在電容器352或452上。另外，採樣/保持電壓與參考電壓Vref ，例如2V相比較，並且採樣/保持電壓與參考電壓Vref 之間的差值被誤差放大器360或460放大以產生放大信號362或462。放大信號362或462由比較器370或470的負輸入端子接收，比較器370或470的輸出信號372或472由觸發器組件374或474接收並且分別用來產生信號396或496。
觸發器組件374接收信號372和388，並且作為響應產生信號376。如果信號372為邏輯高位準並且信號388為邏輯低位準，則信號376為邏輯高位準。反之，如果信號372為邏輯高位準並且信號388也為邏輯高位準，則信號376為邏輯低位準。類似地，觸發器組件474接收信號472和488，並且作為響應產生信號476。如果信號472為邏輯高位準並且信號488為邏輯低位準，則信號476為邏輯高位準。反之，如果信號472為邏輯高位準並且信號488也為邏輯高位準，則信號476為邏輯低位準。
如圖3所示，信號376由閘驅動器384接收，閘驅動器384將信號396輸出給開關320。如果信號376為邏輯高位準，則信號396也為邏輯高位準並且使得開關320導通。反之，如果信號376為邏輯低位準，則信號396也為邏輯低位準並且使得開關320截止。類似地，如圖4所示，信號476由閘驅動器484接收，閘驅動器484將信號496輸出給開關420。如果信號476為邏輯高位準，則信號496也為邏輯高位準並且使得開關420導通。反之，如果信號476為邏輯低位準，則信號496也為邏輯低位準並且使得開關420截止。
另外，當退磁過程開始時，指數產生器310或410的斜坡信號312或412被恢復為初始值。例如，斜坡信號312或412是信號526，當退磁過程開始時，根據等式5其被恢復為Vrefa 。在退磁過程完成之後，斜坡信號312或412以指數方式增大。如果斜坡信號312或412在大小方面變得高於放大信號362或462，則比較信號372或472為邏輯高位準(例如，“1”位準)，並且開關320或420導通。
參考圖3或圖4，電源變換系統300或400的輸出負載越大，則誤差放大器360或460的放大信號362或462的大小就變得越小。因此，開關320或420保持截止的時間段也變得越短。反之，電源變換系統300或400的輸出負載越小，則誤差放大器360或460的放大信號362或462的大小變得越大。因此，開關320或420保持截止的時間段也變得越長。
圖6是示出電源變換系統300或400的某些傳統波形的簡化示圖。波形610表示作為時間的函數的信號382或482，波形620表示作為時間的函數的信號396或496，波形630表示作為時間的函數的信號398或498，波形640表示作為時間的函數的信號312或412，波形650表示作為時間的函數的信號362或462。如圖6所示，開關320或420保持截止的時間段toff 等於tDemag +tramp 。tDemag 表示退磁過程的時間，並且tramp 表示信號312或412位準上升到信號362或462位準的時間。例如，信號312或412是由指數產生器500產生的信號526。信號526的電壓大小Vramp 上升直到開關540通過信號542被閉合為止。在另一示例中，tramp 等於n ramp ×T 。在又一示例中，當n =n ramp 時，根據等式5，Vramp 小於Vrefb ，其中，n表示以時鐘週期的數目計算的信號526上升的時間。在又一示例中，n ×T 由輸出信號554表示。
但是，電源變換系統300或400通常不能在負載改變時提供有效的動態響應。因此，非常希望改進利用初級側檢測和調整的動態響應技術。
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於過電流保護的動態閾值調節。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器。但是將認識到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
根據一個實例，一種用於調節電源變換系統的閾值的系統包括：閾值產生器，配置以接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生閾值信號；比較器，配置以接收閾值信號和第二信號並且產生比較信號；以及閘驅動器，被配置來至少基於與比較信號相關聯的信息產生驅動信號。該閘驅動器至少被耦合到配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流的開關。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使開關斷開。該驅動信號與一開關頻率相關聯。第二信號在大小方面隨著電流的增大而增大並且在大小方面隨著電流的減小而減小，並且該閾值信號在大小方面隨著開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
根據另一實例，一種用於調節電源變換系統的有效閾值的系統包括：電流產生器，配置以接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生第一電流；以及第一比較器，配置以接收預定閾值電壓和第一電壓並且產生第一比較信號。第一電壓是第二電壓和第三電壓之和。另外，該系統包括閘驅動器，配置以至少基於與比較信號相關聯的信息產生驅動信號。閘驅動器至少被耦合到配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流的開關。如果第一電壓在大小方面大於預定閾值電壓，則驅動信號使得開關斷開。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小，並且第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小。第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。
根據又一實例，一種用於調節電源變換系統的閾值的方法包括：接收第一信號；處理與第一信號相關聯的信息；並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生閾值信號。另外，該方法包括：接收閾值信號和第二信號；並且至少基於與閾值信號和第二信號相關聯的信息產生比較信號。此外，該方法包括：處理與比較信號相關聯的信息；並且至少基於與第一比較信號相關聯的信息產生驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使電流減小。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二信號在大小方面隨著電流的增大而增大並且在大小方面隨著電流的減小而減小，並且閾值信號在大小方面隨著開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
根據又一實例，一種用於調節電源變換系統的有效閾值的方法包括：接收第一信號；處理與第一信號相關聯的信息；並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生第一電流。另外，該方法包括：接收預定閾值電壓和第一電壓，並且至少基於與閾值電壓和第一電壓相關聯的信息產生第一比較信號。第一電壓是第二電壓和第三電壓之和。此外，該方法包括：處理與第一比較信號相關聯的信息；並且至少基於與第一比較信號相關聯的信息產生驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流。如果第一電壓在大小方面大於預定閾值電壓，則驅動信號使得第二電流減小。驅動信號與開關頻率相關聯。第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小，並且第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小。第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。
與傳統技術相比，通過本發明可以獲得許多益處。本發明的某些實例利用脈衝-頻率調節來動態地調節導通時間(on-time duration)。本發明的一些實例提高了最小頻率(例如，無負載條件下的頻率)並且改善了針對負載變化的動態響應，而不會減小負載變化範圍或增加待機功耗。
取決於實例，可以獲得這些益處中的一個或多個。參考下面的詳細描述和附圖可以全面理解本發明的這些益處以及各種另外的目的、特徵和優點。
本發明涉及積體電路。更具體地，本發明提供了用於過電流保護的動態閾值調節。僅僅作為示例，本發明已應用於反激式電源變換器。但是將認識到，本發明具有更廣泛的應用範圍。
參考圖3和圖4，在斷續傳導模式(DCM)中，反激式電源變換系統300或400的能量傳送關係為
其中，Po 表示系統300或400的輸出功率。另外，L表示初級繞組340或440的電感量，並且Ip 表示初級繞組340或440的電流。此外，Fs 表示功率開關320或420的開關頻率，並且η表示系統300或400的變換效率。此外，
其中，Vthoc 表示閾值信號399或499的大小，並且Rs 表示電阻器322或422的電阻值。因此，等式6可以變為
因此，如果L、Vthoc 、Rs 和η是常數，則輸出功率Po 與開關頻率Fs 成比例。
例如，如果電源變換系統300或400在滿負載時具有5V的輸出電壓和1A的輸出電流，並且在無負載時具有5V的輸出電壓和5 mA的輸出電流，則開關頻率Fs 在滿負載時等於40 KHz(例如，Fsmax =40 KHz)並且在無負載時等於0.2 KHz(例如，Fsmin =0.2 KHz)，其中，輸出電容Co 為680 μF。根據一個實施例，基於等式8，
P max /P min =F smax /F smin =200　(等式9a)，
其中，Pmax 表示Fsmax =40 KHz時的輸出功率，並且Pmin 表示Fsmin =0.2 KHz時的輸出功率。參考圖3或圖4，當次級側上的退磁過程幾乎完成並且次級繞組342或442的電流Isec 幾乎變為零時，輔助繞組的電壓Vaux 被控制器晶片採樣。因此，如果負載條件從無負載變為滿負載，則控制器晶片必須等待直到下一退磁過程，以便檢測輸出電壓的改變。因此，即使系統300或400在檢測到輸出電壓的下降之後立即提高開關頻率，輸出電壓也可能已經下降了：
因此，為了改善電源變換系統300或400的動態響應，應當提高最小開關頻率(例如，無負載時的開關頻率)。但是，較高的最小開關頻率可能縮窄負載變化範圍。為了支持寬的負載變化範圍，須使用假負載(dummy load)，但是假負載也會增加系統300或400的待機功耗。
圖7是示出根據本發明一個實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。
電源變換系統700包括指數產生器710、開關720、初級繞組740、次級繞組742、輔助繞組744、電容器752、採樣控制器754、採樣開關756、誤差放大器760、比較器770和778、觸發器組件774、閘驅動器776、退磁檢測器780、振盪器790、端子730、732和734、電阻器836以及閾值產生器838。例如，端子730、732和734是控制器晶片798的端子。在另一示例中，開關720是雙極電晶體。在又一示例中，指數產生器710是指數產生器500。根據一個實例，信號782、792和712分別是信號542、532和526。
如圖7所示，退磁檢測器780向指數產生器710輸出信號782，並且振盪器790也向指數產生器710輸出信號792。在一個實施例中，開關720通過端子734由信號796控制。在另一實例中，用於檢測流經初級繞組740的電流的信號764由電阻器836產生並且由比較器778接收。
根據一個實例，比較器778還接收來自閾值產生器838之用於過流保護(OCP)的閾值信號799，並且將閾值信號799與信號764相比較。例如，作為響應，比較器778向觸發器組件774輸出比較信號775。在另一示例中，當開關720導通時，流經初級繞組740的電流線性地傾斜上升，並且信號764(例如，電流感測電壓)也線性地傾斜上升。在另一示例中，如果信號764的大小超過閾值信號799，則比較信號775為邏輯高位準。
在又一示例中，當開關720截止時，儲存在變壓器中的能量被釋放給輸出端。根據一個實例，退磁過程開始，並且流經次級繞組742的電流線性地傾斜下降。例如，當退磁過程幾乎結束並且流經次級繞組742的電流接近零時，採樣信號750由採樣控制器754產生，以通過閉合採樣開關756來對端子732處的反饋電壓採樣。在另一示例中，在採樣過程完成之後，採樣開關756響應採樣信號750而斷開。在又一示例中，經採樣的電壓被保持在電容器752上，並且與參考電壓Vref 相比較，例如2V相比較。根據實例，採樣/保持電壓與參考電壓Vref 之間的差值被誤差放大器760放大以產生放大信號762。根據另一實例，放大信號762由比較器770的負輸入端子接收，比較器770的正輸入端子接收斜坡信號712。例如，比較器770作為響應將輸出信號772發送給觸發器組件774。
在一個實例中，當退磁過程開始時，指數產生器710的斜坡信號712被恢復為初始值。例如，斜坡信號712是信號526，當退磁過程開始時，根據等式5其被恢復為Vrefa 。在另一示例中，在退磁過程完成之後，斜坡信號712以指數方式增大。在另一示例中，如果斜坡信號712在大小方面變得高於放大信號762，則比較信號772為邏輯高位準(例如，“1”位準)。
如圖7所示，觸發器組件774接收信號772和775，並且作為響應產生信號777。例如，如果信號772為邏輯高位準並且信號775為邏輯低位準，則信號777為邏輯高位準。在另一示例中，如果信號772為邏輯高位準並且信號775也為邏輯高位準，則信號777為邏輯低位準。在另一實施例中，信號777由閘驅動器776接收，閘驅動器776通過端子734向開關720輸出信號796。例如，如果信號777為邏輯高位準，則信號796也為邏輯高位準並且使得開關720導通。在另一示例中，如果信號777為邏輯低位準，則信號796也為邏輯低位準並且使得開關720截止。
根據一個實例，用於過流保護(OCP)的閾值信號799由接收信號777的閾值產生器838產生。例如，閾值產生器838處理與信號777相關聯的信息，並且基於與信號777相關聯的信息檢測開關頻率的大小。在另一示例中，利用開關頻率的大小，閾值產生器838確定閾值信號799(例如，閾值電壓Vthoc1 )。
在一個實例中，閾值電壓Vthoc1 隨著開關頻率的增大而增大，並且隨著開關頻率的減小而減小。例如，Vthoc1 隨著開關頻率線性地改變，如下：
V t hoc 1 =V thoc 0 +k thoc ×F s 　(等式10)，
其中，Fs 表示所檢測到的開關720的開關頻率。另外，Vthoc0 表示預定的恆定電壓位準，並且kthoc 表示預定正常數。在另一示例中，利用等式10，等式8變為
圖8是示出根據本發明實施例之具有動態閾值調節時的輸出功率與具有恆定閾值位準時的輸出功率之間的簡化示圖比較。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。
曲線810表示作為開關頻率的函數、具有恆定閾值位準時的輸出功率，並且曲線820表示作為開關頻率的函數、具有動態閾值調節時的輸出功率。例如，曲線810是根據等式8作出的，並且曲線820是根據等式11作出的。如圖8所示，在相同的開關頻率範圍內，如果頻率範圍的較低端接近於零並且頻率範圍的較高端遠大於Fs0 ，則曲線820提供了比曲線810寬的輸出功率範圍。
如上面所討論並且這裡進一步地強調，圖7僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。例如，利用電流產生器和電阻器來取代閾值產生器838。
圖9是示出根據本發明另一實施例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。
電源變換系統900包括指數產生器710、開關720、初級繞組740、次級繞組742、輔助繞組744、電容器752、採樣控制器754、採樣開關756、誤差放大器760、比較器770、觸發器組件774、閘驅動器776、退磁檢測器780、振盪器790、端子730、732和734、電阻器836、電流產生器938、電阻器968以及比較器978。例如，端子730、732和734是控制器晶片998的端子。
與圖7相比，在圖9中閾值產生器838被電流產生器938和電阻器968取代。在一個實施例中，電流產生器938接收信號777。例如，電流產生器938處理與信號777相關聯的信息，並且基於與信號777相關聯的信息來檢測開關頻率的大小。在另一示例中，利用開關頻率的大小，電流產生器938確定從電流產生器938流向電阻器968的補償電流936，並且因而提高了信號964的大小。
如圖9所示，信號964由比較器978接收，比較器978還接收用於過流保護(OCP)的閾值信號999並且將閾值信號999與信號964相比較。例如，作為響應，比較器978向觸發器組件774輸出比較信號975。
在一個實例中，補償電流936隨著開關頻率的增大而減小，並且隨著開關頻率的減小而增大。例如，補償電流936隨著開關頻率線性地改變。在另一實例中，至少流經電阻器968的補償電流936通過提高信號964的大小而有效地減小了閾值信號799。例如，有效的閾值信號隨著開關頻率的增大而增大，並且隨著開關頻率的減小而減小。在另一示例中，
V thoc_eff =V thoc 0 +k thoc ×F s 　(等式12)，
其中，Fs 表示所檢測到的開關720的開關頻率。另外，Vthoc0 表示預定的恆定大小的閾值信號799，並且kthoc 表示預定正常數。
如上面所討論並且這裡進一步強調的，圖9僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。例如，電流產生器936的一個或多個組件位於控制器晶片998的外面。
圖10是示出根據本發明另一實施例之電源變換系統900的電流產生器938的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。
例如，電流產生器938包括單穩態(one-shot)產生器1010、電阻器1020、電壓到電流轉換器1030、電流鏡1040、恆定電流產生器1050和電容器1060。在另一示例中，電源變換系統900還包括低壓降(low-dropout)線性調整器(LDO)1070和端子1036。
如圖10所示，單穩態產生器1010接收信號777和來自LDO 1070的電壓信號1072，並且作為響應，產生單穩態信號1012。例如，單穩態信號1012具有與信號777相同的頻率(例如，開關頻率)。在另一示例中，單穩態信號1012對於不同的信號週期具有恆定脈寬(例如Ta )。根據一個實施例，單穩態信號1012由包括電阻器1020和電容器1060的低通濾波器來處理，並且產生電壓信號1022。例如，該低通濾波器具有足夠大的RC時間常數以使得電壓信號1022濾波成為近似DC電壓信號。
根據另一實施例，電壓信號1022由電壓到電流轉換器1030接收，電壓到電流轉換器1030將電壓信號1022轉換為電流信號1032。例如，轉換器1030的跨導為1/R 1 。在另一示例中，電流信號1032由電流鏡1040接收。根據又一實例，電流鏡1040還接收來自恆定電流產生器1050的恆定電流1052。作為響應，電流鏡1040例如產生如下的補償電流936：
其中，IR2 表示補償電流936，並且Imax 表示恆定電流1052。另外，Ta 表示單穩態信號1012的恆定脈寬，並且Fs 表示開關720的開關頻率。此外，VAVDD 表示電壓信號1072，並且1/R 1 表示電壓到電流轉換器1030的跨導。
在一個實施例中，電阻器968的電阻遠大於電阻器836的電阻，因此，補償電流936將信號964的大小升高了
其中，ΔV表示由於補償電流936而使信號964增加的量。另外，R2 表示電阻器968的電阻。因此，作為示例，閾值信號999有效地被減小了ΔV，如下：
V thoc _ eff =V c -ΔV 　(等式15)，
其中，Vthoc_eff 表示有效閾值電壓，並且Vc 表示閾值信號999的大小。在一個實施例中，比較器978將Vthoc_eff 與Vs 進行有效比較，其中，Vs 表示假設補償電流936為零時的信號964的大小。
組合等式14和15，可以獲得：
因此，根據一個實施例，參考等式12，
V thoc 0 =V c -I max ×R 2 　(等式17)，
根據另一實例，利用等式16、17和18，等式8也變為等式11。
圖11是示出根據本發明另一實例用於電源變換系統900的電流產生器938中之單穩態產生器1010的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。單穩態產生器1010包括D觸發器組件1110、反(NOT)閘1120和1170、電流源1130、電壓源1132、PMOS電晶體1140、NMOS電晶體1142、電容器1150、比較器1160以及觸發器組件1180。
如圖11所示，D觸發器組件1110接收信號777並向反閘1120輸出信號1112，反閘1120作為響應產生信號1122。例如，響應於信號777的上升沿，信號1112變為邏輯高位準(例如“1”)，並且信號1122變為邏輯低位準(例如，“0”)。
如果信號1122是邏輯低位準，則PMOS電晶體1140導通並且NMOS電晶體1142截止。因此，根據一個實例，來自電流源1130的恆定電流信號1136用來對電容器1150充電，電容器1150產生電壓信號1152(例如，Va )。在另一實例中，電壓產生器1132產生恆定電壓信號1134(例如V0 )。在又一實例中，恆定電壓信號1134和電壓信號1152都被比較器1160接收，並且作為響應，比較器1160向D觸發器組件1110輸出信號1162。
例如，如果電壓信號1152大於恆定電壓信號1134，則信號1162為邏輯高位準。在另一示例中，如果信號1162變為邏輯高位準，則信號1112變為邏輯低位準，這使得PMOS電晶體1140截止並且使得NMOS電晶體1142導通。因此，根據一個實例，電容器1150被放電，並且信號1162變為邏輯低位準。在另一實例中，如果信號1162變為邏輯低位準，則信號1122保持為邏輯低位準直到信號777的下一上升沿被D觸發器組件1110接收到為止。
如圖11所示，信號1162由反閘1170接收，反閘1170向觸發器組件1180輸出信號1172。在一個實例中，觸發器組件1180還接收電壓信號1072和信號777，並且作為響應產生信號1012。
圖12是示出根據本發明另一實例之電源變換系統900的電流產生器938中的單穩態產生器1010的某些波形的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。
波形1210表示作為時間的函數的信號777，波形1220表示作為時間的函數的信號1152，並且波形1230表示作為時間的函數的信號1012。例如，信號1012具有與信號777相同的頻率(例如，開關頻率)。在另一示例中，單穩態產生器1010檢測信號777的上升沿，並且在每次這樣的檢測時，產生具有恆定脈寬的脈衝。在一個實例中，該脈寬如下這樣確定：
其中，Ta 表示信號1012的恆定脈寬。另外，C0 表示電容器1150的電容，V0 表示恆定電壓信號1134，並且I0 表示恆定電流信號1136。
例如，如果電源變換系統700或900在滿負載時具有5V的輸出電壓和1A的輸出電流，並且在無負載時具有5V的輸出電壓和5 mA的輸出電流，則開關頻率Fs 在滿負載時等於40 KHz(例如，Fsmax =40 KHz)並且在無負載時等於1 KHz(例如，Fsmin =1 KHz)，其中，輸出電容Co 為680 μF。根據一個實例，基於等式10或12，如果V thoc 0 =0.5V 並且k thoc =0.0075V /Hz ，則
其中，Pmax 表示Fsmax =40 KHz時的輸出功率，並且Pmin 表示Fsmin =1 KHz時的輸出功率。因此，負載改變範圍近似等於232。根據另一實例，如果負載條件從無負載變為滿負載，則系統700或900的輸出電壓可能臨時下降
根據本發明的一些實例，將等式9a和9b分別與等式20a和20b相比較可見，系統700或900可以顯著地改善動態響應並且還可以加寬負載改變範圍，而無需依賴於可能增加待機功耗的假負載。
如上面討論並且在這裡強調的，圖9僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。例如，電阻器968位於控制器晶片998的外面。
圖13是示出根據本發明又一實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。與圖9相比，在圖13中，電源變換系統900的電阻器968被電源變換系統1300的電阻器1368取代。
圖14是示出根據本發明又一實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。
電源變換系統1400包括指數產生器710、開關720、初級繞組740、次級繞組742、輔助繞組744、電容器752、採樣控制器754、採樣開關756、誤差放大器760、比較器770、觸發器組件774、閘驅動器776、退磁檢測器780、振盪器790、端子730、732和734、電阻器836、電阻器968、數字電流產生器1438以及比較器1478。例如，端子730、732和734是控制器晶片1498的端子。
與圖9相比，電流產生器938在圖14中被數字電流產生器1438取代。在一個實施例中，數字電流產生器1438接收來自指數產生器710的信號1414。例如，指數產生器710是指數產生器500，並且信號782、792、712和1414分別是信號542、532、526和554。在另一示例中，數字電流產生器1438處理與信號1414相關聯的信息，並且確定從數字電流產生器1438流到電阻器968的補償電流1436，從而提高了信號1464的大小。
如圖14所示，信號1464由比較器1478接收，比較器1478還接收用於過流保護(OCP)的閾值信號999，並且將閾值信號999與信號1464相比較。作為響應，比較器1478向觸發器組件774輸出比較信號1475。
圖15是示出根據本發明一個實施例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統1400的數字電流產生器1438的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。數字電流產生器1438包括比較器1510和1512、觸發器組件1520、信號產生器1530、多個觸發器組件1540、編碼組件1550、及(AND)閘1560、多個開關1570、多個電流源1572、電晶體2580、2582、2584和2586、電阻器2590以及電容器2592。如圖所示，電阻器2590和電容器2592都在控制器晶片1498上。
參考圖14，數字電流產生器1438接收信號1414，並且至少基於與信號1414相關聯的信息產生補償電流1436。例如，信號1414是信號554。在一個實例中，信號1414包括信號clk2、clk4...clkm...和clkN，其中，2 m N ，並且m和N都等於2的冪(例如，2的整數冪)。在另一實例中，當clkm信號在自復位起的第一時間期間從邏輯低位準上升為邏輯高位準(例如，從“0”位準到“1”位準)時，自上次復位起的時間段為，其中n表示以時鐘週期的數目計算的自上次復位起的時間段，並且T表示時鐘信號792的時鐘週期。
返回圖15，根據一實例，信號762由比較器1510和1512兩者接收。例如，比較器1510判斷信號762的電壓大小是否小於3V，並且比較器1512判斷信號762的電壓大小是否高於1V。在另一示例中，如果信號762的電壓大小被確定為在1V與3V之間，則電源變換系統1400被確定為在恆壓(CV)模式中操作。
根據一個實施例，如果信號762的電壓大小被確定為在1V與3V之間，並且如果由信號產生器1530產生的信號1532為邏輯高位準，則與閘1560向觸發器組件1520發送也為邏輯高位準的信號1562。例如，信號產生器1530是單穩態信號產生器。在另一示例中，觸發器組件1520還至少接收信號796，並且至少基於與信號796和1562相關聯的信息產生信號1522。
根據另一實施例，信號1522由觸發器組件1540接收，觸發器組件1540還接收信號1414。例如，信號1414表示n ×T ，其中，n表示以時鐘週期的數目計算的自前一tDemag 結束時起的時間，並且T表示時鐘信號792的時鐘週期。在另一示例中，信號1522被用來鎖定信號1542，以使得信號1542在緊鄰後一ton 之前在tramp 結束時反映n的值，因此信號1542指示n ramp ×T 。
作為響應，觸發器組件1540至少基於與信號1414和1522相關聯的信息來向編碼組件1550輸出信號1542。例如，觸發器組件1540包括觸發器組件15402 、15404 ...1540m ...和1540N ，信號1414包括信號clk2、clk4...clkm...和clkN，並且信號1542包括信號15422 、15424 ...1542m ...和1542N 。在一個實例中，m和N都等於2的冪(例如2的整數冪)其中，2 m N 。在又一示例中，觸發器組件15402 、15404 ...1540m ...和1540N 至少分別接收信號clk2、clk4...clkm...和clkN，並且分別產生信號15422 、15424 ...1542m ...和1542N 。
根據一個實例，如果在信號1522的上升沿處，信號clkm為邏輯高位準(例如“1”位準)，則信號1542m 也為邏輯高位準(例如“1”位準)，其中2 m N 。根據另一實例，如果在信號1522的上升沿處，信號clkm為邏輯低位準(例如“0”位準)，則信號1542m 也為邏輯低位準(例如“0”位準)，其中2 m N 。
如圖15所示，編碼組件1550基於與信號1542相關聯的信息執行數字編碼，並且產生被用來確定補償電流1436的大小的信號1552。例如，信號1552包括信號S0 、S1 ...Sq ...和SQ 。q和Q都是整數，其中0 q Q 。在另一示例中，補償電流1436與n ramp ×T 具有如下非線性關係：
I c (n ramp ×T )=I max -C ×F s 　(等式21)，
其中，
另外，Imax 和C都表示常數。此外，tON 表示開關720保持導通時的時間段，並且tDemag 表示退磁過程的時間段。此外，tramp 表示信號712的大小上升到信號762的位準時的時間段。例如，tramp 等於n ramp ×T 。在另一示例中，Imax 和C都由系統1400的某些組件確定。
根據一個實例，通過比較等式13和22，可以確定用於補償電流1436的等式22的C與用於補償電流936的等式13的(T a ×V AVDD )/R 1 相對應。根據另一實例，補償電流1436將信號1464的大小提高了
ΔV =I max ×R 2 -C ×F s ×R 2 　(等式23)，
其中，ΔV表示由於補償電流1436而使信號1464增大的量。另外，R2 表示電阻器968的電阻。因此，作為示例，閾值信號999有效地被減小了ΔV，如下：
V thoc_eff =V c -ΔV 　(等式24)
其中，Vthoc_eff 表示有效閾值電壓，並且Vc 表示閾值信號999的大小。在一個實例中，比較器1478有效地比較Vthoc_eff 與Vs ，其中，Vs 表示假設補償電流1436為零時的信號1464的大小。
組合等式23和24，可以獲得：
V thoc_eff =V c -ΔV =V c -(I max ×R 2 -C ×F s ×R 2 )　(等式25)。
因此，根據一個實例，參考等式12，
V thoc 0 =V c -I max ×R 2 　(等式26)，
k thoc =C ×R 2 　(等式27)。
根據另一實例，利用等式25、26和27，等式8也變為等式11。
如圖15所示，根據一些實例，信號1552被用來控制開關1570。開關1570包括開關15700 、15701 ...1570q ...和1570Q 。q和Q都是整數，其中，0 q Q 。在另一示例中，開關15700 、15701 ...1570q ...和1570Q 分別由信號S0 、S1 ...Sq ...和SQ 控制。在一個實例中，如果信號Sq 為邏輯高位準(例如“1”位準)，則開關1570q 閉合。在另一實例中，如果信號Sq 為邏輯低位準(例如“0”位準)，則開關1570q 斷開。
根據某些實例，開關1570連接到電流源1572。例如，電流源1572包括電流源I0 、I1 ...Iq ...和IQ 。q和Q是整數，其中0 q Q 。在另一示例中，開關15700 、15701 ...1570q ...和1570Q 分別連接到電流源I0 、I1 ...Iq ...和IQ 。在一個實例中，如果開關1570q 閉合，則電流源Iq 影響補償電流1436。在另一實例中，如果開關1570q 斷開，則電流源Iq 不影響補償電流1436。
如圖15所示，補償電流1436由低通濾波器(LPF)濾波。例如，低通濾波器(LPF)包括電阻器2590和電容器2592。在另一示例中，電晶體2580將電流2570轉換為電壓2572以用於低通濾波，電晶體2582將經濾波的電壓2574轉換為另一電壓2576，並且電晶體2584和2586將電壓2576轉換為補償電流1436。
在一個實例中，編碼組件1550與數字電流產生器1438的其它組件一起執行分段曲線擬合處理以近似實現等式21。在另一實例中，執行下面的6段曲線擬合處理：
第1段：根據一個實例，如果n ramp ×T <16×T ，則I c (n ramp ×T )=0(μA)。例如，當clkj信號(32<j N )都為邏輯低位準(例如“0”位準)時，信號S0 、S1 ...Sq ...和SQ 都為邏輯低位準(例如“0”位準)，其中，Q等於15。
第2段：根據一個實例，如果16×T n ramp ×T <32×T ，則(μA)。例如，當clk32信號變為邏輯高位準(例如“1”位準)並且clkj信號(64<j N )都保持邏輯低位準(例如“0”位準)時，信號S0 ,S1 ,S2 和S3 以2×T 的間隔順序地變為邏輯高位準(例如“1”位準)。在另一示例中，電流源I0 ,I1 ,I2 和I3 的大小都等於1 μA。
第3段：根據一個實例，如果32×T n ramp ×T <128×T ，則(μA)。例如，當clk128信號變為邏輯高位準(例如“1”位準)並且clkj信號(256<j N )都保持邏輯低位準(例如“0”位準)時，信號S4 ,S5 ,S6 和S7 以8×T 的間隔順序地變為邏輯高位準(例如“1”位準)，並且信號S0 ,S1 ,S2 和S3 保持邏輯高位準(例如“1”位準)。在另一示例中，電流源I4 ,I5 ,I6 和I7 的大小都等於1 μA。
第4段：根據一個實例，如果128×T n ramp ×T <512×T ，則(μA)。例如，當clk512信號變為邏輯高位準(例如“1”位準)並且clkj信號(1024<j N )都保持邏輯低位準(例如“0”位準)時，信號S8 ,S9 ,S10 和S11 以32×T 的間隔順序地變為邏輯高位準(例如“1”位準)，並且信號S0 ,S1 ,...和S7 保持邏輯高位準(例如“1”位準)。在另一示例中，電流源I8 ,I9 ,I10 和I11 的大小都等於0.75μA。
第5段：根據一個實施例，如果512×T n ramp ×T <2048×T ，則(μA)。例如，當clk64信號變為邏輯高位準(例如“1”位準)並且clkj信號(2048<j N )都保持邏輯低位準(例如“0”位準)時，信號S12 ,S13 ,S14 和S15 以128×T 的間隔順序地變為邏輯高位準(例如“1”位準)，並且信號S0 ,S1 ,...和S11 保持邏輯高位準(例如“1”位準)。在另一示例中，電流源I12 ,I13 ,I14 和I15 的大小都等於1.25 μA。
第6段：根據一個實施例，如果2048×T <n ramp ×T ，則I c (n ramp ×T )=44(μA)。例如，當clk4096信號(32<j N )變為邏輯高位準(例如“1”位準)時，信號S0 、S1 ...Sq ...和SQ 都為邏輯高位準(例如“1”位準)，其中，Q等於15。
根據某些實例，如果信號762的電壓大小停留在1V和3V之間達8×T 的時間，則電源變換系統1400被確定為穩定的工作在恆壓(CV)模式。例如，作為響應，數字電流產生器1438利用信號1522控制觸發器組件1540儲存信號1414，信號1414指示n ramp ×T 的大小tramp 。在另一示例中，信號1542由編碼組件1550接收，編碼組件1550執行數字編碼處理並產生信號1552。在又一示例中，信號1552被用來控制連接到電流源1572的開關1570，並確定補償電流1436的大小。
如上面所討論並且在這裡進一步地強調，圖15僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。例如，電阻器2590在控制器晶片1498上，但電容器2592不在控制器晶片1498上。在另一示例中，電容器2592通過控制器晶片1498的端子連接到電阻器2590。
圖16是示出根據本發明實例之由反激式電源變換系統1400的數字電流產生器1438產生、作為n ramp ×T 的函數的補償電流1436的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。曲線1690表示由如圖15所示的數字電流產生器1438產生的、作為n ramp ×T 的函數的補償電流1436，並且與等式21和22一致。例如，T等於2 μS。
圖17是示出根據本發明實例之由反激式電源變換系統1400的數字電流產生器1438產生、作為Fs 的函數的補償電流1436的簡化示圖。該示圖僅僅是示例，其不應當不當地限制申請專利範圍的範疇。該項技術領域具有通常知識者將認識到許多形變、替換和修改。曲線1790表示由如圖15所示的數字電流產生器1438產生、作為Fs 的函數的補償電流1436，並且與等式21一致。例如，T等於2 μS。
根據另一實例，一種用於調節電源變換系統的閾值的系統包括：閾值產生器，配置以接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生閾值信號；比較器，配置以接收閾值信號和第二信號並且產生比較信號；以及閘驅動器，配置以至少基於與比較信號相關聯的信息產生驅動信號。該閘驅動器至少被耦合到配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流的開關。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使開關斷開。該驅動信號與一開關頻率相關聯。第二信號在大小方面隨著電流的增大而增大並且在大小方面隨著電流的減小而減小，並且該閾值信號在大小方面隨著開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。例如，該系統至少根據圖7來實現。
根據另一實例，一種用於調節電源變換系統的有效閾值的系統包括：電流產生器，配置以接收第一信號並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生第一電流；以及第一比較器，配置以接收預定閾值電壓和第一電壓並且產生第一比較信號。第一電壓是第二電壓和第三電壓之和。另外，該系統包括閘驅動器，配置以至少基於與比較信號相關聯的信息產生驅動信號。閘驅動器至少被耦合到配置以接收驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流的開關。如果第一電壓在大小方面大於預定閾值電壓，則驅動信號使得開關斷開。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小，並且第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小。第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。例如，該系統至少根據圖9、圖13和/或圖14實現。
根據又一實例，一種用於調節電源變換系統的閾值的方法包括：接收第一信號；處理與第一信號相關聯的信息；並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生閾值信號。另外，該方法包括：接收閾值信號和第二信號；並且至少基於與閾值信號和第二信號相關聯的信息產生比較信號。此外，該方法包括：處理與比較信號相關聯的信息；並且至少基於與第一比較信號相關聯的信息產生驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流。如果第二信號在大小方面大於閾值信號，則驅動信號使電流減小。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二信號在大小方面隨著電流的增大而增大並且在大小方面隨著電流的減小而減小，並且閾值信號在大小方面隨著開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。例如，該方法至少根據圖7來實現。
根據又一實例，一種用於調節電源變換系統的有效閾值的方法包括：接收第一信號；處理與第一信號相關聯的信息；並且至少基於與第一信號相關聯的信息產生第一電流。另外，該方法包括：接收預定閾值電壓和第一電壓，並且至少基於與閾值電壓和第一電壓相關聯的信息產生第一比較信號。第一電壓是第二電壓和第三電壓之和。此外，該方法包括：處理與第一比較信號相關聯的信息；並且至少基於與第一比較信號相關聯的信息產生驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流。如果第一電壓在大小方面大於預定閾值電壓，則驅動信號使得第二電流減小。驅動信號與一開關頻率相關聯。第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小，並且第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小。第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。例如，該方法至少根據圖9、圖13和/或圖14來實現。
與傳統技術相比，通過本發明可以獲得許多益處。本發明的某些實例利用脈衝-頻率調節來動態地調節功率管開啟工作持續時間。本發明的一些實例提高了最小頻率(例如，無負載條件下的頻率)並且改善了針對負載改變的動態響應，而不會減小負載變化範圍或增加待機功耗。
儘管已描述了本發明的特定實例，然而該項技術領域具有通常知識者將明白，存在與所描述實例等同的其它實例。因此，將明白，本發明不局限於所示出的特定實例，而是僅由申請專利範圍的範疇來限定。
本申請涉及共同轉讓的美國專利申請第12/859,138號，為了所有目的而結合引用於此。
100．．．電源變換系統
110．．．初級繞組
112．．．次級繞組
114．．．輔助繞組
120．．．功率開關
130．．．電流感測電阻器
140．．．等效電阻器
150、152．．．電阻器
154．．．節點
160．．．二極體
300．．．電源變換系統
310．．．指數產生器
312．．．斜坡信號
320．．．開關
322．．．電阻器
330、332、334．．．端子
340．．．初級繞組
342．．．次級繞組
350．．．採樣信號
352．．．電容器
360．．．誤差放大器
362．．．放大信號
370．．．比較器
372、376、382、392、396、398．．．信號
374．．．觸發器組件
380．．．退磁檢測器
384．．．閘驅動器
386．．．比較器
388．．．比較信號
390．．．振盪器
399．．．閾值信號
400．．．電源變換系統
410．．．指數產生器
412．．．斜坡信號
420．．．開關
422．．．電阻器
430、432、434．．．端子
440．．．初級繞組
442．．．次級繞組
450．．．採樣信號
452．．．電容器
460．．．誤差放大器
462．．．放大信號
470．．．比較器
472、476、482、492、496、498．．．信號
474．．．觸發器組件
480．．．退磁檢測器
484．．．閘驅動器
486．．．比較器
488．．．比較信號
490．．．振盪器
499．．．閾值信號
500．．．指數產生器
510．．．開關
512、522、526、542、552、554、556．．．信號
514．．．電容器
520．．．開關
524．．．電容器
532．．．時鐘信號
540．．．開關
550．．．計數器
560．．．分頻器
570．．．開關控制器
580．．．反閘
610、620、630、640、650．．．波形
700．．．電源變換系統
710．．．指數產生器
712．．．斜坡信號
720．．．開關
730、732、734．．．端子
740．．．初級繞組
742．．．次級繞組
744．．．輔助繞組
750．．．採樣信號
752．．．電容器
754．．．採樣控制器
756．．．採樣開關
760．．．誤差放大器
762．．．放大信號
764、772、775、777、782、792、796．．．信號
770．．．比較器
774．．．觸發器組件
776．．．閘驅動器
778．．．比較器
780．．．退磁檢測器
790．．．振盪器
798．．．控制器晶片
799．．．閾值信號
810、820．．．曲線
836．．．電阻器
838．．．閾值產生器
900．．．電源變換系統
936．．．補償電流
938．．．電流產生器
964．．．信號
968．．．電阻器
975．．．比較信號
978．．．比較器
998．．．控制器晶片
999．．．閾值信號
1010．．．單穩態(one-shot)產生器
1012．．．單穩態信號
1020．．．電阻器
1022．．．電壓信號
1030．．．電壓到電流轉換器
1032．．．電流信號
1036．．．端子
1040．．．電流鏡
1050．．．恆定電流產生器
1052．．．恆定電流
1060．．．電容器
1070．．．低壓降(low-dropout)線性調整器(LDO)
1072、1122、1162、1172、1414、1464、1475．．．信號
1110．．．D觸發器組件
1120．．．反(NOT)閘
1130．．．電流源
1132．．．電壓源
1134．．．恆定電壓信號
1136．．．恆定電流信號
1140．．．PMOS電晶體
1142．．．NMOS電晶體
1150．．．電容器
1152．．．電壓信號
1160．．．比較器
1170．．．反(NOT)閘
1180．．．觸發器組件
1210、1220、1230．．．波形
1300．．．系統
1368．．．電阻器
1400．．．電源變換系統
1436．．．補償電流
1438．．．數字電流產生器
1478．．．比較器
1498．．．控制器晶片
1510、1512．．．比較器
1520．．．觸發器組件
1522、1532、1542、1552、1562．．．信號
1530．．．信號產生器
1540．．．觸發器組件
1550．．．編碼組件
1560．．．及(AND)閘
1570．．．開關
1572．．．電流源
1690、1790．．．曲線
2570．．．電流
2572、2574、2576．．．電壓
2580、2582、2584、2586．．．電晶體
2590．．．電阻器
2592．．．電容器
圖1是示出具有初級側檢測和調整之傳統反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖2是示出反激式電源變換系統之傳統工作機制的簡化示圖；
圖3和圖4都是示出了在脈衝頻率調節下具有針對恆定輸出電壓的初級側檢測和調整的傳統反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖5是示出用於傳統電源變換系統之傳統指數產生器的簡化示圖；
圖6是示出電源變換系統之某些傳統波形的簡化示圖；
圖7是示出根據本發明一實例的具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖8是示出根據本發明一實例之具有動態閾值調節時的輸出功率與具有恆定閾值位準時的輸出功率之間的比較的簡化示圖；
圖9是示出根據本發明另一實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖10是示出根據本發明另一實例之電源變換系統的電流產生器的簡化示圖；
圖11是示出根據本發明另一實例之用於電源變換系統的電流產生器中單穩態產生器的簡化示圖；
圖12是示出根據本發明另一實例之電源變換系統的電流產生器中單穩態產生器的某些波形的簡化示圖；
圖13是示出根據本發明又一實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖14是示出根據本發明又一實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的簡化示圖；
圖15是示出根據本發明一個實例之具有動態閾值調節的反激式電源變換系統的數字電流產生器的簡化示圖；
圖16是示出根據本發明實施例之由反激式電源變換系統的數字電流產生器產生、作為n ramp ×T 的函數的補償電流的簡化示圖；以及
圖17是示出根據本發明實施例之由反激式電源變換系統的數字電流產生器產生、作為Fs 的函數的補償電流的簡化示圖。
700．．．電源變換系統
710．．．指數產生器
712．．．斜坡信號
720．．．開關
730、732、734．．．端子
740．．．初級繞組
742．．．次級繞組
744．．．輔助繞組
750．．．採樣信號
752．．．電容器
754．．．採樣控制器
756．．．採樣開關
760．．．誤差放大器
762．．．放大信號
764、772、775、777、782、792、796．．．信號
770、778．．．比較器
774．．．觸發器組件
776．．．閘驅動器
780．．．退磁檢測器
790．．．振盪器
798．．．控制器晶片
799．．．閾值信號
836．．．電阻器
838．．．閾值產生器

Claims (33)

  1. 一種用於調節電源變換系統的閾值的系統，該系統包括：閾值產生器，配置以接收第一信號並且至少基於與該第一信號相關聯的信息產生閾值信號；比較器，配置以接收該閾值信號和第二信號並且產生比較信號；以及閘驅動器，配置以至少基於與該比較信號相關聯的信息產生驅動信號，該閘驅動器至少被耦合到配置以接收該驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流的開關；其中，如果該第二信號在大小方面大於該閾值信號，則該驅動信號使該開關斷開；其中：該驅動信號與一開關頻率相關聯；該第二信號在大小方面隨著該電流的增大而增大並且在大小方面隨著該電流的減小而減小；該閾值信號在大小方面隨著該開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著該開關頻率的減小而減小。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，該閾值信號在大小方面隨著該開關頻率的增大而線性增大並且在大小方面隨著該開關頻率的減小而線性減小。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中：該閾值信號是第一電壓信號；並且該第二信號是第二電壓信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的系統，其中，該第二電壓信號在大小方面與該電流成比例。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中：該開關包括電晶體；如果該第二信號在大小方面大於該閾值信號，則該驅動信號通過使該電晶體截止而使該開關斷開。
  6. 一種用於調節電源變換系統的有效閾值的系統，該系統包括：電流產生器，配置以接收第一信號並且至少基於與該第一信號相關聯的信息產生第一電流；第一比較器，配置以接收預定閾值電壓和第一電壓並且產生第一比較信號，該第一電壓是第二電壓和第三電壓之和；以及閘驅動器，配置以至少基於與該比較信號相關聯的信息產生驅動信號，該閘驅動器至少被耦合到配置以接收該驅動信號並且影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流的開關；其中，如果該第一電壓在大小方面大於該預定閾值電壓，則該驅動信號使得該開關斷開；其中：該驅動信號與一開關頻率相關聯；該第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小；該第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小；其中，該第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的系統，其中，該第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而線性減小，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性增大。
  8. 如申請專利範圍第6項所述的系統，其中，該第二電壓在大小方面與該第一電流成比例。
  9. 如申請專利範圍第6項所述的系統，其中，該第三電壓在大小方面與該第二電流成比例。
  10. 如申請專利範圍第6項所述的系統，其中：該第一比較器還配置以將有效閾值電壓與該第三電壓進行有效比較；以及該有效閾值電壓等於該預定閾值電壓減去該第二電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的系統，其中，該有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的增大而增大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的系統，其中，該有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的增大而線性增大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性減小。
  13. 如申請專利範圍第6項所述的系統，其中，該閘驅動器還被配置來接收至少與該第一比較信號相關聯的調節信號，並且至少基於與該調節信號相關聯的信息來產生該驅動信號。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的系統，其中：該調節信號與該開關頻率相關聯；並且該第一信號包括該調節信號。
  15. 如申請專利範圍第6項所述的系統，還包括：信號產生器，配置以產生第二信號以及一個或多個第三信號；以及第二比較器，配置以接收該第二信號和第四信號，並且產生第二比較信號。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的系統，其中，該閘驅動器還配置以接收至少與該第一比較信號和該第二比較信號相關聯的調節信號，並且至少基於與該第一比較信號和該第二比較信號相關聯的信息來產生該驅動信號。
  17. 如申請專利範圍第14項所述的系統，其中，該第一信號包括該一個或多個第三信號。
  18. 一種用於調節電源變換系統的閾值的方法，該方法包括：接收第一信號；處理與該第一信號相關聯的信息；至少基於與該第一信號相關聯的信息產生閾值信號；接收該閾值信號和第二信號；至少基於與該閾值信號和該第二信號相關聯的信息產生比較信號；處理與該比較信號相關聯的信息；以及至少基於與該第一比較信號相關聯的信息產生驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的電流；其中，如果該第二信號在大小方面大於該閾值信號，則該驅動信號使該電流減小；其中：該驅動信號與一開關頻率相關聯；該第二信號在大小方面隨著該電流的增大而增大並且在大小方面隨著該電流的減小而減小；並且該閾值信號在大小方面隨著該開關頻率的增大而增大並且在大小方面隨著該開關頻率的減小而減小。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的方法，其中，該閾值信號在大小方面隨著該開關頻率的增大而線性增大並且在大小方面隨著該開關頻率的減小而線性減小。
  20. 如申請專利範圍第18項所述的方法，其中：該閾值信號是第一電壓信號；並且該第二信號是第二電壓信號。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的方法，其中，該第二電壓信號在大小方面與該電流成比例。
  22. 一種用於調節電源變換系統的有效閾值的方法，該方法包括：接收第一信號；處理與該第一信號相關聯的信息；至少基於與該第一信號相關聯的信息產生第一電流；接收預定閾值電壓和第一電壓，該第一電壓是第二電壓和第三電壓之和；至少基於與該預定閾值電壓和該第一電壓相關聯的信息產生第一比較信號；處理與該第一比較信號相關聯的信息；以及至少基於與該第一比較信號相關聯的信息產生驅動信號，以影響流經與次級繞組耦合的初級繞組的第二電流；其中，如果該第一電壓在大小方面大於該預定閾值電壓，則該驅動信號使得該第二電流減小；其中：該驅動信號與一開關頻率相關聯；該第二電壓在大小方面隨著第一電流的增大而增大並且在大小方面隨著第一電流的減小而減小；該第三電壓在大小方面隨著第二電流的增大而增大並且在大小方面隨著第二電流的減小而減小；其中，該第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而減小並且在大小方面隨著開關頻率的減小而增大。
  23. 如申請專利範圍第22項所述的方法，其中，該第一電流在大小方面隨著開關頻率的增大而線性減小，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性增大。
  24. 如申請專利範圍第22項所述的方法，其中，該第二電壓在大小方面與該第一電流成比例。
  25. 如申請專利範圍第22項所述的方法，其中，該第三電壓在大小方面與該第二電流成比例。
  26. 如申請專利範圍第22項所述的方法，其中：用於產生第一比較信號的處理包括：將有效閾值電壓與該第三電壓進行有效比較；並且該有效閾值電壓等於該預定閾值電壓減去該第二電壓。
  27. 如申請專利範圍第26項所述的方法，其中，該有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的增大而增大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而減小。
  28. 如申請專利範圍第27項所述的方法，其中，該有效閾值電壓在大小方面隨著開關頻率的增大而線性增大，並且在大小方面隨著開關頻率的減小而線性減小。
  29. 如申請專利範圍第22項所述的方法，還包括：接收至少與該第一比較信號相關聯的調節信號；其中，用於至少基於與該第一比較信號相關聯的信息來產生驅動信號的處理包括：至少基於與該調節信號相關聯的信息來產生該驅動信號。
  30. 如申請專利範圍第29項所述的方法，其中：該調節信號與該開關頻率相關聯；以及該第一信號包括該調節信號。
  31. 如申請專利範圍第22項所述的方法，還包括：產生第二信號以及一個或多個第三信號；接收該第二信號和第四信號；以及至少基於與該第二信號和該第四信號相關聯的信息來產生第二比較信號。
  32. 如申請專利範圍第31項所述的方法，還包括：接收至少與該第一比較信號和該第二比較信號相關聯的調節信號；以及至少基於與該第一比較信號和該第二比較信號相關聯的信息來產生該驅動信號。
  33. 如申請專利範圍第32所述的方法，其中，該第一信號包括該一個或多個第三信號。
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