CN100495881C - 用于驱动双极晶体管的系统和用于控制电源变换器的系统 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于驱动双极结晶体管的系统与方法。该系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第一终端，第六终端被偏置到第一预定电压。第四终端被偏置到第二预定电压。第二终端和第三终端在节点处连接，所述节点连接到双极结晶体管的基极。

Description

用于驱动双极晶体管的系统和用于控制电源变换器的系统
技术领域
本发明涉及集成电路。更具体而言，本发明提供了一种用于驱动双极结晶体管的系统与方法。仅仅作为示例，本发明已被应用于电源变换器。但是应当认识到，本发明具有更广阔的应用范围。
背景技术
电源变换器被广泛应用于诸如便携式设备的消费类电子设备。电源变换器将电源从一种形式转换到另一种形式。作为示例，电源被从交流(AC)变换成直流(DC)、从DC变换成AC、从AC变换成AC或者从DC变换成DC。此外，电源变换器可以将电源从一个电平转换到另一个电平。
电源变换器包括线性变换器和开关方式变换器。开关方式变换器通常比线性变换器具有更高的效率，并且通常使用功率晶体管作为开关。例如，功率晶体管是场效应晶体管、双极结晶体管、绝缘栅双极晶体管、和/或其它类型的晶体管。电源开关通常从脉宽调制(PWM)控制器和/或脉冲频率调制(PFM)控制器接收控制信号。可以通过取样输出电压或电流响应于输出负载来调节控制信号。
图1是具有电源开关的简化的现有开关方式变换器。开关方式变换器100包括多电流保护(OCP)比较器110、PWM控制器组件120、栅极驱动器130、电源开关140、初级绕组150和次级绕组160。电源开关140是场效应晶体管(例如高电压功率MOSFET)，并且用于控制被输送到开关方式变换器100的次级侧的功率。例如，如果初级绕组160的电流大于限制级别，则PWM控制器组件120断开电源开关140并关断开关方式变换器100。
作为电源开关，高电压功率MOSFET和高电压功率双极NPN晶体管对于低功率应用可以获得相似的性能。但是高电压功率MOSFET通常比高电压功率双极NPN晶体管昂贵得多。因此，为了降低成本希望在低功率应用的开关方式功率变换器中使用双极NPN晶体管来代替MOSFET。
但是MOSFET的操作与双极结晶体管(BJT)的操作是不同的。MOSFET是电压控制的器件；而BJT是电流控制的器件。作为一个示例，对于MOSFET来说，漏极到源极电流是通过栅极电压来导通和关断的。作为另一示例，对于BJT来说，集电极电流是通过基极电流来导通和关断的。因此，用于驱动功率MOSFET的系统与方法通常不能用来驱动功率BJT。
因此，非常需要用于驱动双极结晶体管的改进技术。
发明内容
本发明涉及集成电路。更具体而言，本发明提供了一种用于驱动双极结晶体管的系统与方法。仅仅作为示例，本发明已被应用于电源变换器。但是应当认识到，本发明具有更广阔的应用范围。
根据本发明的一个实施例，提供了一种用于驱动双极结晶体管的系统。该系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第一终端，并且第六终端被偏置到第一预定电压。第四终端被偏置到第二预定电压。第二终端和第三终端在节点处连接，并且所述节点连接到双极结晶体管的基极。第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关，并且电源变换器包括与电流相关联的初级绕组。双极结晶体管被配置用作与所述电流有关的开关。
根据本发明的另一实施例，一种用于驱动双极结晶体管的系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号，并且第一终端被偏置到第一预定电压。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号，并且第四终端被偏置到第二预定电压。第二终端和第三终端在第一节点处连接。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第一节点，并且第六终端连接到第二节点。第二节点连接到双极结晶体管的基极。第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关。电源变换器包括与电流相关联的初级绕组，并且双极结晶体管被配置用作与所述电流有关的开关。
根据本发明的又一实施例，一种用于驱动双极结晶体管的系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号，并且第一终端被偏置到第一预定电压。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号，并且第四终端被偏置到第二预定电压。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第二终端，并且第三终端和第六终端在节点处连接。所述节点连接到双极结晶体管的基极。第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关。电源变换器包括与电流相关联的初级绕组，并且双极晶体管被配置用作与所述电流有关的开关。
根据又一实施例，一种用于控制电源变换器的系统包括第一电阻器和双极结晶体管，第一电阻器包括第一电阻器终端和第二电阻器终端，双极结晶体管包括基极、集电极和发射极。此外，该系统包括集成电路芯片。所述集成电路芯片包括晶体管，该晶体管包括栅极、第一晶体管终端和第二晶体管终端。而且，所述集成电路芯片包括耦合在第二电阻器终端和第一晶体管终端之间的第一芯片终端，耦合到双极结晶体管的基极的第二芯片终端，以及被配置接收与第一电流相关联的第一信号的第三芯片终端，其中第一电流与电源变换器的初级绕组有关。而且，集成电路芯片包括第四芯片终端、第五芯片终端和第六终端，第四芯片终端被配置接收与第二电流相关联的第二信号，其中第二电流与电源变换器的次级绕组有关；第五芯片终端被配置向集成电路芯片提供第一预定电压，第六终端被配置向集成电路芯片提供第二预定电压。双极结晶体管被配置用作与第一电流有关的开关。
通过本发明实现了优于现有技术的许多优点。例如，本发明的一些实施例提供了一种用于驱动PWM控制的开关方式电源变换器中的功率双极结晶体管的系统与方法。例如，开关方式电源变换器是离线回扫(offlinefly-back)变换器或正向变换器。本发明的某些实施例可以降低低功率应用中的开关方式电源变换器的成本。
根据实施例，可以实现这些优点中的一个或多个。参考下文详细的说明和附图，将充分理解本发明的这些优点以及各种其它目的、特征和好处。
附图说明
图1是具有电源开关的简化的现有开关方式变换器；
图2是根据本发明实施例的用于驱动双极结晶体管的简化系统；
图3是根据本发明另一实施例的用于驱动双极结晶体管的简化系统；
图4是根据本发明又一实施例的用于驱动双极结晶体管的简化系统；
图5是根据本发明实施例的用于开关方式电源变换器的简化控制系统；
图6是根据本发明另一实施例的用于开关方式电源变换器的简化控制系统。
具体实施方式
本发明涉及集成电路。更具体而言，本发明提供了一种用于驱动双极结晶体管的系统与方法。仅仅作为示例，本发明已被应用于电源变换器。但是应当认识到，本发明具有更广阔的应用范围。
图2是根据本发明实施例的用于驱动双极结晶体管的简化系统。该示图仅仅是示例，其不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改形式。系统200包括晶体管210和220、以及电阻器230。虽然使用了选定的一组组件来示出系统200，但是可以有许多替代形式、修改形式和变化形式。例如，一些组件可以被扩展和/或被合并。可以在上面提到的组件中插入其他组件。例如，系统200包括PWM控制器组件240。取决于实施例，组件的安排可以交换，另一些组件可以被替代。例如，系统200被用来调整双极结晶体管250。在另一示例中，双极结晶体管250被用作电源变换器的电源开关。这些组件的进一步细节可在本说明书中找到，下面会更具体地描述。
如图2所示，晶体管210的栅极接收来自PWM控制器组件240的控制信号242，并且晶体管220的栅极接收来自PWM控制器组件240的控制信号244。例如，控制信号242和244与电源变换器的PWM信号有关。在另一示例中，晶体管210和220是NMOS晶体管。晶体管210的源极和晶体管220的漏极在节点212处连接。晶体管210的漏极连接到电阻器230的终端232，并且电阻器230的另一终端234被偏置到第一预定电压。例如，第一预定电压是电源电压VDD。而且，晶体管210的衬底被偏置到与晶体管210的源极相同的电压电平，并且晶体管220的衬底被偏置到与晶体管220的源极相同的电压电平。此外，晶体管220的源极被偏置到第二预定电压。例如，第二预定电压是地电压。第一预定电压高于第二预定电压。如图2所示，系统200在节点212处产生输出电流222。例如，输出电流222被发送到双极结晶体管250的基极。
在一个实施例中，如果信号242携带逻辑高电压而信号244携带逻辑低电压，则晶体管210被接通而晶体管220被关断。作为响应，电流将从终端234开始经过电阻器230和晶体管210作为输出电流222流到双极结晶体管250的基极。例如，双极结晶体管250是双极NPN晶体管。在另一示例中，双极结晶体管250被接通，并且工作在饱和区。
例如，双极结晶体管250的集电极连接到开关方式电源变换器的初级绕组260。双极结晶体管250的发射极通过电阻器270被偏置到第二预定电压。在另一示例中，当双极结晶体管250被接通时，集电极电流响应于初级绕组260逐步形成的电流而倾斜上升。相应地，基极电流如下所示：
I B = V DD _ B - V RS - V be R B + R dsM 1                                          (等式1)
其中IB代表基极电流。VDD_B代表晶体管210的漏极电压，VRS代表电阻器270上的电压降，Vbe代表双极结晶体管250的基极—发射极电压。此外，RB是电阻器230的电阻，RdsM1是晶体管210的接通电阻。在一个实施例中，VDD_B远大于VRS和Vbe，RB远大于RdsM1。例如，VRS小于1伏特，Vbe等于约0.7伏特。因此，等式1变为：
I B ≈ V DD _ B R B                                      (等式2)
这样，基极电流主要是VDD_B和RB的函数。
在另一实施例中，如果信号242携带逻辑低电平而信号244携带逻辑高电平，则晶体管210被关断而晶体管220被接通。双极结晶体管250的基极被晶体管220拉升到第二预定电压。因此，双极结晶体管250的基极电流变为零。双极结晶体管250被关断。
如图2所示，系统200被用于调整双极结晶体管250，其中双极结晶体管250被用作根据本发明实施例的电源变换器的电源开关。双极结晶体管250被基极电流接通或断开，以便控制输送到电源变换器的次级侧上的输出负载的功率。双极结晶体管250的基极电流至少部分由PWM控制器组件240所产生的控制信号242和244来确定。
PWM控制器组件240接收上电复位(power-on-reset)信号245、反馈信号246、信号248和保护信号249。上电复位信号245被用来接通或关断PWM控制器组件240，并且保护信号249被用于保护电源变换器。当PWM控制器组件240被接通时，PWM控制器组件240基于与反馈信号246和信号248相关联的信息来确定电源变换器的负载状况。响应于负载状况，PWM控制器可以调节与控制信号242和244有关的脉冲宽度。因此，控制信号242和244至少部分确定双极结晶体管250的基极电流。例如，基极电流具有与控制信号242和244相同的脉冲宽度。脉冲式的基极电流控制双极结晶体管250的集电极电流，进而还控制输送到电源变换器次级侧上的输出负载的功率。
根据一个实施例，上电复位信号245是由上电复位与欠压锁定(under-voltage-lockout)系统280产生的。此外，反馈信号246是由隔离反馈系统282产生的。而且，信号248是由上升沿消隐(leading edgeblanking LEB)电路286产生的，上升沿消隐电路286接收由电阻器272和电阻器270产生的电流取样信号。而且，保护信号249是由OCP比较器284产生的，OCP比较器284耦合到LEB286。
如上所述以及这里进一步介绍的，图2仅仅是示例，其不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改形式。例如，节点212耦合到电阻器290的一个终端。电阻器290的另一终端被偏置到第二预定电压。在一个实施例中，电阻器290可以将双极结晶体管250基极的电压电平向下拉到第二预定电压，以便在集成电路断电的情况下保护电源变换器。
图3是根据本发明另一实施例的用于驱动双极结晶体管的简化系统。该示图仅仅是示例，其不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改形式。系统300包括晶体管310和320、电阻器330、二极管390和电容器396。虽然使用了选定的一组组件来示出系统300，但是可以有许多替代形式、修改形式和变化形式。例如，一些组件可以被扩展和/或被合并。可以在上面提到的组件中插入其他组件。例如，系统300包括PWM控制器组件340。取决于实施例，组件的安排可以交换，另一些组件可以被替代。例如，系统300被用来调整双极结晶体管350。在另一示例中，双极结晶体管250被用作电源变换器的电源开关。这些组件的进一步细节可在本说明书中找到，下面会更具体地描述。
如图3所示，晶体管310的栅极接收来自PWM控制器组件340的控制信号342，并且晶体管320的栅极接收来自PWM控制器组件340的控制信号344。例如，控制信号342和344与电源变换器的PWM信号有关。在另一示例中，晶体管310是PMOS晶体管，而晶体管320是NMOS晶体管。晶体管310的漏极和晶体管320的漏极在节点312处连接。晶体管310的源极被偏置到第一预定电压。例如，第一预定电压是电源电压VDD。此外，晶体管320的源极被偏置到第二预定电压。例如，第二预定电压是地电压。第一预定电压高于第二预定电压。而且，晶体管310的衬底被偏置到与晶体管310的源极相同的电压电平，并且晶体管320的衬底被偏置到与晶体管320的源极相同的电压电平。如图3所示，晶体管330、二极管390和电容器396在节点312和节点314之间并联。系统300在节点314处产生输出电流322。例如，输出电流322被发送到双极结晶体管350的基极。
在一个实施例中，如果信号342和344每个都携带逻辑低电压，则晶体管310被接通而晶体管320被关断。因此，双极结晶体管的基极被拉高到第一预定电压。例如，电容器396上的电压降是VDD-Vbe-VRS。Vbe代表双极结晶体管350的基极—发射极电压，VRS代表电阻器370上的电压降。在另一示例中，基极电流近似等于：
I B ≈ V DD R B                                   (等式3)
其中RB是电阻器330的电阻。因此，基极电流主要是VDD和RB的函数。例如，双极结晶体管350是双极NPN晶体管。在另一示例中，双极结晶体管350被接通并且工作在饱和区。
例如，双极结晶体管350的集电极被连接到开关方式电源变换器的初级绕组360。双极结晶体管350的发射极通过电阻器370被偏置到第二预定电压。在另一示例中，当双极结晶体管350被接通时，集电极电流响应于初级绕组360逐渐形成的电流而倾斜上升。
在另一实施例中，如果信号342和344每个都携带逻辑高电平，则晶体管310被关断而晶体管320被接通。双极结晶体管350的基极被晶体管320拉到第二预定电压。因此，双极结晶体管350的基极电流变为零。双极结晶体管350被关断。
如图3所示，二极管390和电容器396可以帮助对根据本发明实施例的双极结晶体管350的基极区充电。这样，双极结晶体管350被更快地关断。在另一实施例中，如果选择了电阻器330和电容器396的适当RC时间常数，则在晶体管320被接通的过渡时间段期间，电容器396可以使双极结晶体管350的基极电压变为负。例如，对电容器396充电通常需要时间。因此，电容器396上的电压降在过渡时间段期间应当保持为正。过渡时间段取决于RC时间常数，并且例如等于约几十或几百纳秒。这样，双极结晶体管350的基极—发射极电压是负的，并且双极结晶体管350被更快地关断。双极结晶体管350的快速关断可以减少与双极结晶体管350相关联的开关损耗，进而提高效率。
根据本发明的实施例，系统300被用于调整双极结晶体管350，双极结晶体管350被用作电源变换器的电源开关。双极结晶体管350被基极电流接通和关断，以便控制输送到电源变换器次级侧上的输出负载的功率。双极结晶体管350的基极电流至少部分由PWM控制器组件340所产生的控制信号342和344来确定。
PWM控制器组件340接收上电复位信号345、反馈信号346、信号348和保护信号349。上电复位信号345被用来接通或关断PWM控制器组件340，并且保护信号349被用于保护电源变换器。当PWM控制器组件340被接通时，PWM控制器组件340基于与反馈信号346和信号348相关联的信息来确定电源变换器的负载状况。响应于负载状况，PWM控制器可以调节与控制信号342和344有关的脉冲宽度。因此，控制信号342和344至少部分确定双极结晶体管350的基极电流。例如，基极电流具有与控制信号342和344相同的脉冲宽度。脉冲式的基极电流控制双极结晶体管350的集电极电流，进而还控制输送到电源变换器次级侧上的输出负载的功率。
根据一个实施例，上电复位信号345是由上电复位与欠压锁定系统380产生的。此外，反馈信号346是由隔离反馈系统382产生的。而且，信号348是由上升沿消隐(leading edge blanking LEB)电路386产生的，上升沿消隐电路386接收由电阻器372和电阻器370产生的电流取样信号。而且，保护信号349是由OCP比较器384产生的，OCP比较器384耦合到LEB 386。
图4是根据本发明又一实施例的用于驱动双极结晶体管的简化系统。该示图仅仅是示例，其不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改形式。系统400包括晶体管410和420、以及电阻器430。虽然使用了选定的一组组件来示出系统400，但是可以有许多替代形式、修改形式和变化形式。例如，一些组件可以被扩展和/或被合并。可以在上面提到的组件中插入其他组件。例如，系统400包括PWM控制器组件440。取决于实施例，组件的安排可以交换，另一些组件可以被替代。例如，系统400被用来调整双极结晶体管450。在另一示例中，双极结晶体管450被用作电源变换器的电源开关。这些组件的进一步细节可在本说明书中找到，下面会更具体地描述。
如图4所示，晶体管410的栅极接收来自PWM控制器组件440的控制信号442，并且晶体管420的栅极接收来自PWM控制器组件440的控制信号444。例如，控制信号442和444与电源变换器的PWM信号有关。在另一示例中，晶体管410是PMOS晶体管，而晶体管420是NMOS晶体管。晶体管410的源极被偏置到第一预定电压。例如，第一预定电压是电源电压VDD。此外，晶体管220的源极被偏置到第二预定电压。例如，第二预定电压是地电压。第一预定电压高于第二预定电压。晶体管410的漏极连接到电阻器430的终端432，并且电阻器430的另一终端434在节点412处连接到晶体管420的漏极。而且，晶体管410的衬底被偏置到与晶体管410的源极相同的电压电平，并且晶体管420的衬底被偏置到与晶体管420的源极相同的电压电平。如图4所示，系统400在节点412处产生输出电流422。例如，输出电流422被发送到双极结晶体管450的基极。
在一个实施例中，如果信号442和444每个都携带逻辑低电压，则晶体管410被接通而晶体管420被关断。因此，双极结晶体管的基极被拉高到第一预定电压。基极电流流经电阻器430，并且近似等于：
I B ≈ V DD R B                                         (等式4)
其中RB是电阻器430的电阻。因此，基极电流主要是VDD和RB的函数。例如，双极结晶体管450是双极NPN晶体管。在另一示例中，双极结晶体管450被接通并且工作在饱和区。
例如，双极结晶体管450的集电极被连接到开关方式电源变换器的初级绕组460。双极结晶体管450的发射极通过电阻器470被偏置到第二预定电压。在另一示例中，当双极结晶体管450被接通时，集电极电流响应于初级绕组460逐渐形成的电流而倾斜上升。
在另一实施例中，如果信号442和444每个都携带逻辑高电平，则晶体管410被关断而晶体管420被接通。双极结晶体管450的基极被晶体管420拉到第二预定电压。因此，双极结晶体管450的基极电流变为零。双极结晶体管350被关断。
根据本发明的实施例，系统400被用于调整双极结晶体管450，双极结晶体管450被用作电源变换器的电源开关。双极结晶体管450被基极电流接通和关断，以便控制输送到电源变换器次级侧上的输出负载的功率。双极结晶体管450的基极电流至少部分由PWM控制器组件340所产生的控制信号442和444来确定。
PWM控制器组件440接收上电复位信号445、反馈信号446、信号448和保护信号449。上电复位信号445被用来接通或关断PWM控制器组件440，并且保护信号449被用于保护电源变换器。当PWM控制器组件440被接通时，PWM控制器组件440基于与反馈信号446和信号448相关联的信息来确定电源变换器的负载状况。响应于负载状况，PWM控制器可以调节与控制信号442和444有关的脉冲宽度。因此，控制信号442和444至少部分确定双极结晶体管350的基极电流。例如，基极电流具有与控制信号442和444相同的脉冲宽度。脉冲式的基极电流控制双极结晶体管450的集电极电流，进而还控制输送到电源变换器次级侧上的输出负载的功率。
根据一个实施例，上电复位信号445是由上电复位与欠压锁定系统480产生的。此外，反馈信号446是由隔离反馈系统482产生的。而且，电流取样信号448是由上升沿消隐电路(LEB)486产生的，上升沿消隐电路486接收由电阻器472和电阻器470产生的电流取样信号。而且，保护信号449是由OCP比较器484产生的，OCP比较器384耦合到LEB386。
图5是根据本发明实施例的用于开关方式电源变换器的简化控制系统。该示图仅仅是示例，其不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改形式。该系统是集成电路芯片500，其包括终端510、520、530、540、550和560。例如，终端510、520、530、540、550和560每个都是引脚。虽然使用了选定的一组组件来示出该系统，但是可以有许多替代形式、修改形式和变化形式。例如，一些组件可以被扩展和/或被合并。可以在上面提到的组件中插入其他组件。取决于实施例，组件的安排可以交换，另一些组件可以被替代。例如，系统被用来调整双极结晶体管。在另一示例中，双极结晶体管被用作电源变换器的电源开关。这些组件的进一步细节可在本说明书中找到，下面会更具体地描述。
在一个实施例中，终端510向用于驱动双极结晶体管250的系统200提供电源电压。例如，终端510直接连接到晶体管210的漏极和电阻器230的终端232。在另一示例中，晶体管210在集成电路芯片500上，并且电阻器230在集成电路芯片500的外部。
在另一实施例中，终端520提供基极电流以驱动双极结晶体管。例如，终端520直接连接到节点212和双极结晶体管250的基极。在另一示例中，双极结晶体管250在集成电路芯片500的外部。
在又一实施例中，终端530向集成电路芯片500提供取样信号，该取样信号与和电源变换器的初级侧有关的电流相关联。例如，电源变换器的初级侧包括初级绕组。在另一示例中，终端530连接到电阻器272、PWM控制器组件240和LEB286。在又一示例中，PWM控制器组件240和LEB286在集成电路芯片500上，而电阻器272在集成电路芯片500的外部。
在又一实施例中，终端540向集成电路芯片500提供反馈信号，该反馈信号与和电源变换器的次级侧有关的电流相关联。例如，电源变换器的次级侧包括次级绕组。在另一示例中，终端540连接到隔离反馈系统282和PWM控制器组件240。在又一示例中，PWM控制器组件240在集成电路芯片500上，并且隔离反馈系统282在集成电路芯片500的外部。
在另一实施例中，终端550向集成电路芯片500提供第一预定电压。例如，终端550提供电源电压。在另一示例中，终端550至少连接到上电复位与欠压锁定系统280，上电复位与欠压锁定系统280在集成电路芯片500上。在又一实施例中，终端560向集成电路芯片500提供第二预定电压。例如，终端560提供地电压。在另一示例中，终端560连接到晶体管220的源极，晶体管220在集成电路芯片500上。
图6是根据本发明另一实施例的用于开关方式电源变换器的简化控制系统。该示图仅仅是示例，其不应当不适当地限制权利要求的范围。本领域普通技术人员将认识到许多变化、替换和修改形式。该系统是集成电路芯片600，其包括终端610、620、630、640、650、660和670。例如，终端610、620、630、640、650、660和670每个都是引脚。虽然使用了选定的一组组件来示出该系统，但是可以有许多替代形式、修改形式和变化形式。例如，一些组件可以被扩展和/或被合并。可以在上面提到的组件中插入其他组件。取决于实施例，组件的安排可以交换，另一些组件可以被替代。例如，系统被用来调整双极结晶体管。在另一示例中，双极结晶体管被用作电源变换器的电源开关。这些组件的进一步细节可在本说明书中找到，下面会更具体地描述。
在一个实施例中，终端610向用于驱动双极结晶体管250的系统200提供电源电压。例如，终端610直接连接到晶体管210的漏极和电阻器230的终端232。在另一示例中，晶体管210在集成电路芯片600上，并且电阻器230在集成电路芯片600的外部。
在另一实施例中，终端620提供基极电流以驱动双极结晶体管。例如，终端620直接连接到节点212和双极结晶体管250的基极。在另一示例中，双极结晶体管250在集成电路芯片600的外部。
在又一实施例中，终端630向集成电路芯片600提供取样信号，该取样信号与和电源变换器的初级侧有关的电流相关联。例如，电源变换器的初级侧包括初级绕组。在另一示例中，终端630连接到电阻器272、PWM控制器组件240和LEB 286。在又一示例中，PWM控制器组件240和LEB 286在集成电路芯片600上，而电阻器272在集成电路芯片600的外部。
在又一实施例中，终端640向集成电路芯片600提供反馈信号，该反馈信号与和电源变换器的次级侧有关的电流相关联。例如，电源变换器的次级侧包括次级绕组。在另一示例中，终端640连接到隔离反馈系统282和PWM控制器组件240。在又一示例中，PWM控制器组件240在集成电路芯片600上，并且隔离反馈系统282在集成电路芯片600的外部。
在又一实施例中，终端650向集成电路芯片600提供第一预定电压。例如，终端650提供电源电压。在另一示例中，终端650至少连接到上电复位与欠压锁定系统280，上电复位与欠压锁定系统280在集成电路芯片600上。在又一实施例中，终端660向集成电路芯片600提供第二预定电压。例如，终端660提供地电压。在另一示例中，终端660连接到晶体管220的源极，晶体管220在集成电路芯片600上。在又一实施例中，终端670是用于确定PWM控制器组件240的开关频率的输入/输出终端。
根据本发明的另一实施例，提供了一种用于驱动双极结晶体管的系统。该系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第一终端，并且第六终端被偏置到第一预定电压。第四终端被偏置到第二预定电压。第二终端和第三终端在节点处连接，并且所述节点连接到双极结晶体管的基极。第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关，并且电源变换器包括与电流相关联的初级绕组。双极结晶体管被配置用作与所述电流有关的开关。例如，该系统是根据系统200而实现的。
根据本发明的又一实施例，一种用于驱动双极结晶体管的系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号，并且第一终端被偏置到第一预定电压。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号，并且第四终端被偏置到第二预定电压。第二终端和第三终端在第一节点处连接。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第一节点，并且第六终端连接到第二节点。第二节点连接到双极结晶体管的基极。第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关。电源变换器包括与电流相关联的初级绕组，并且双极结晶体管被配置用作与所述电流有关的开关。例如，该系统是根据系统300而实现的。
根据本发明的又一实施例，一种用于驱动双极结晶体管的系统包括第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端。第一栅极被配置接收第一控制信号，并且第一终端被偏置到第一预定电压。此外，该系统包括第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端。第二栅极被配置接收第二控制信号，并且第四终端被偏置到第二预定电压。而且，该系统包括第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端。第五终端连接到第二终端，并且第三终端和第六终端在节点处连接。所述节点连接到双极结晶体管的基极。第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关。电源变换器包括与电流相关联的初级绕组，并且双极晶体管被配置用作与所述电流有关的开关。例如，该系统是根据系统400而实现的。
根据又一实施例，一种用于控制电源变换器的系统包括第一电阻器和双极结晶体管，第一电阻器包括第一电阻器终端和第二电阻器终端，双极结晶体管包括基极、集电极和发射极。此外，该系统包括集成电路芯片。所述集成电路芯片包括晶体管，该晶体管包括栅极、第一晶体管终端和第二晶体管终端。而且，所述集成电路芯片包括耦合在第二电阻器终端和第一晶体管终端之间的第一芯片终端，耦合到双极结晶体管的基极的第二芯片终端，以及被配置接收与第一电流相关联的第一信号的第三芯片终端，其中第一电流与电源变换器的初级绕组有关。而且，集成电路芯片包括第四芯片终端、第五芯片终端和第六终端，第四芯片终端被配置接收与第二电流相关联的第二信号，其中第二电流与电源变换器的次级绕组有关；第五芯片终端被配置向集成电路芯片提供第一预定电压，第六终端被配置向集成电路芯片提供第二预定电压。双极结晶体管被配置用作与第一电流有关的开关。例如，该系统是根据图5而实现的。在另一示例中，栅极被配置接收与电源变换器的脉宽调制信号有关的控制信号，并且集成电路芯片还包括第七芯片终端，第七芯片终端用于确定与脉宽调制信号有关的开关频率。在又一示例中，系统是根据图6而实现的。
本发明具有许多优点。本发明的一些实施例提供了一种用于驱动PWM控制的开关方式电源变换器中的功率双极结晶体管的系统与方法。例如，开关方式电源变换器是离线回扫变换器或正向变换器。本发明的某些实施例可以降低低功率应用中的开关方式电源变换器的成本。
虽然已经描述了本发明的具体实施例，但是本领域的技术人员将理解，存在与所描述的实施例等同的其他实施例。因此，本发明不应被理解为仅限于具体示出的实施例。本发明仅由权利要求的范围限定。

Claims (28)

1.一种用于驱动双极结晶体管的系统，所述系统包括：
第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端，第一栅极被配置接收第一控制信号；
第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端，第二栅极被配置接收第二控制信号；
第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端，第五终端连接到第一终端，第六终端被偏置到第一预定电压；
其中：
第四终端被偏置到第二预定电压；
第二终端和第三终端在节点处连接；
所述节点连接到双极结晶体管的基极；
第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关；
电源变换器包括电流所流过的初级绕组；
所述双极结晶体管被配置用作所述电流所流过的开关，
其中第一晶体管和第二晶体管每个都是NMOS晶体管，并且
第一预定电压高于第二预定电压，
其中，如果第一控制信号处于逻辑高电压电平，则第二控制信号处于逻辑低电压电平，
如果第一控制信号处于逻辑低电压电平，则第二控制信号处于逻辑高电压电平。
2.如权利要求1所述的系统，其中第一控制信号和第二控制信号是由脉宽调制控制器组件产生的。
3.如权利要求1所述的系统，其中：
第一终端是第一晶体管的第一漏极；
第二终端是第一晶体管的第一源极；
第三终端是第二晶体管的第二漏极；
第四终端是第二晶体管的第二源极。
4.如权利要求1所述的系统，其中：
第一预定电压是电源电压；
第二预定电压是地电压。
5.如权利要求1所述的系统，其中所述双极结晶体管是双极NPN晶体管。
6.如权利要求5所述的系统，其中：
所述双极结晶体管包括所述基极、集电极和发射极；
所述集电极耦合到所述电源变换器的初级绕组；
所述发射极通过第二电阻器被偏置到第二预定电压。
7.如权利要求1所述的系统，还包括第二电阻器，第二电阻器包括两个终端，所述两个终端中的一个耦合到所述节点，所述两个终端中的另一个被偏置到第二预定电压。
8.一种用于驱动双极结晶体管的系统，所述系统包括：
第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端，第一栅极被配置接收第一控制信号，第一终端被偏置到第一预定电压；
第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端，第二栅极被配置接收第二控制信号，第四终端被偏置到第二预定电压，第二终端和第三终端在第一节点处连接；
第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端，第五终端连接到第一节点，并且第六终端连接到第二节点；
其中：
第二节点连接到双极结晶体管的基极；
第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关；
所述电源变换器包括电流所流过的初级绕组；
所述双极结晶体管被配置用作所述电流所流过的开关，
其中第一晶体管是PMOS晶体管，第二晶体管是NMOS晶体管，
第一控制信号和第二控制信号相同，并且
第一预定电压高于第二预定电压。
9.如权利要求8所述的系统，还包括耦合在第一节点和第二节点之间的电容器。
10.如权利要求9所述的系统，还包括耦合在第一节点和第二节点之间的电阻。
11.如权利要求10所述的系统，还包括耦合在第一节点和第二节点之间的二极管。
12.如权利要求8所述的系统，其中第一控制信号和第二控制信号是由脉宽调制控制器组件产生的。
13.如权利要求8所述的系统，其中：
第一终端是第一晶体管的第一源极；
第二终端是第一晶体管的第一漏极；
第三终端是第二晶体管的第二漏极；
第四终端是第二晶体管的第二源极。
14.如权利要求8所述的系统，其中：
第一预定电压是电源电压；
第二预定电压是地电压。
15.如权利要求8所述的系统，其中所述双极结晶体管是双极NPN晶体管。
16.如权利要求15所述的系统，其中：
所述双极结晶体管包括所述基极、集电极和发射极；
所述集电极耦合到所述电源变换器的初级绕组；
所述发射极通过第二电阻器被偏置到第二预定电压。
17.一种用于驱动双极结晶体管的系统，所述系统包括：
第一晶体管，第一晶体管包括第一栅极、第一终端和第二终端，第一栅极被配置接收第一控制信号，第一终端被偏置到第一预定电压；
第二晶体管，第二晶体管包括第二栅极、第三终端和第四终端，第二栅极被配置接收第二控制信号，第四终端被偏置到第二预定电压；
第一电阻器，第一电阻器包括第五终端和第六终端，第五终端连接到第二终端，第三终端和第六终端在节点处连接；
其中：
所述节点连接到双极结晶体管的基极；
第一控制信号和第二控制信号每个都与电源变换器的脉宽调制信号有关；
所述电源变换器包括电流所流过的初级绕组；
所述双极晶体管被配置用作所述电流所流过的开关，
其中第一晶体管是PMOS晶体管，第二晶体管是NMOS晶体管，
第一控制信号和第二控制信号相同，并且
第一预定电压高于第二预定电压。
18.如权利要求17所述的系统，其中第一控制信号和第二控制信号是由脉宽调制控制器组件产生的。
19.如权利要求17所述的系统，其中：
第一终端是第一晶体管的第一源极；
第二终端是第一晶体管的第一漏极；
第三终端是第二晶体管的第二漏极；
第四终端是第二晶体管的第二源极。
20.如权利要求17所述的系统，其中：
第一预定电压是电源电压；
第二预定电压是地电压。
21.如权利要求17所述的系统，其中所述双极结晶体管是双极NPN晶体管。
22.如权利要求21所述的系统，其中：
所述双极结晶体管包括所述基极、集电极和发射极；
所述集电极耦合到所述电源变换器的初级绕组；
所述发射极通过第二电阻器被偏置到第二预定电压。
23.一种用于控制电源变换器的系统，所述系统包括：
第一电阻器，第一电阻器包括第一电阻器终端和第二电阻器终端；
双极结晶体管，所述双极结晶体管包括基极、集电极和发射极；
集成电路芯片，所述集成电路芯片包括：
第一晶体管，所述第一晶体管包括第一栅极、第一漏极和第一源极；
第二晶体管，所述第二晶体管包括第二栅极、第二漏极和第二源极；耦合至第二电阻器终端和第一漏极的第一芯片终端；
耦合到所述双极结晶体管的基极的第二芯片终端；
被配置接收与第一电流相关联的第一信号的第三芯片终端，所述第一电流流过电源变换器的初级绕组；
被配置接收与第二电流相关联的第二信号的第四芯片终端，所述第二电流流过电源变换器的次级绕组；
被配置向所述集成电路芯片提供第一预定电压的第五芯片终端；
被配置向所述集成电路芯片提供第二预定电压的第六芯片终端；
其中所述双极结晶体管被配置用作第一电流所流过的开关，
其中所述第一晶体管和第二晶体管是NMOS晶体管，
所述第二源极连接至第二预定电压，
所述第一源极连接至所述第二漏极，
第一预定电压高于第二预定电压，
所述第一电阻器终端连接至第一预定电压。
24.如权利要求23所述的系统，其中第一芯片终端、第二芯片终端、第三芯片终端、第四芯片终端、第五芯片终端和第六芯片终端中的每个包括引脚。
25.如权利要求23所述的系统，其中所述双极结晶体管是双极NPN晶体管。
26.如权利要求25所述的系统，其中：
所述集电极耦合到所述电源变换器的初级绕组；
所述发射极通过第二电阻器被偏置到第二预定电压。
27.如权利要求23所述的系统，其中所述第一栅极被配置接收与所述电源变换器的脉宽调制信号有关的控制信号。
28.如权利要求27所述的系统，其中所述集成电路芯片还包括第七芯片终端，第七芯片终端用于确定与所述脉宽调制信号有关的开关频率。
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US8305776B2 (en) 2008-07-30 2012-11-06 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for primary-side regulation in off-line switching-mode flyback power conversion system
US8488342B2 (en) * 2008-10-21 2013-07-16 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converters with primary-side sensing and regulation
US8526203B2 (en) 2008-10-21 2013-09-03 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for constant voltage mode and constant current mode in flyback power converter with primary-side sensing and regulation
US9350252B2 (en) 2008-10-21 2016-05-24 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for protecting power conversion systems based on at least feedback signals
US9088217B2 (en) 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
CN102332826B (zh) * 2010-07-13 2013-11-13 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的初级侧感测和调整的系统和方法
CN102624237B (zh) 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
CN102769383B (zh) 2011-05-05 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于利用初级侧感测和调整进行恒流控制的系统和方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的系统和方法
CN104579273B (zh) * 2011-06-20 2021-09-28 昂宝电子（上海）有限公司 通过调节基极电流来驱动双极结型晶体管的系统和方法
CN102843124B (zh) 2011-06-20 2015-03-11 昂宝电子（上海）有限公司 通过调节基极电流来驱动双极结型晶体管的系统和方法
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
CN105246194B (zh) 2011-11-15 2018-07-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于各种操作模式中的恒流控制的led照明系统和方法
CN103368400B (zh) 2012-03-31 2015-02-18 昂宝电子（上海）有限公司 用于恒压控制和恒流控制的系统和方法
US9595874B2 (en) * 2012-04-12 2017-03-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
US10622902B2 (en) 2012-04-12 2020-04-14 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN103378751B (zh) 2012-04-12 2015-04-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关反激式电源变换系统的系统和方法
US9413246B2 (en) 2012-04-12 2016-08-09 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for regulating power conversion systems with output detection and synchronized rectifying mechanisms
CN102790531B (zh) 2012-07-24 2015-05-27 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电流控制的系统
CN102946197B (zh) 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
EP2712083B1 (en) * 2012-09-20 2015-02-25 Infineon Technologies AG Semiconductor device including short-circuit protection depending on an under-voltage detection
WO2014068352A2 (en) * 2012-10-31 2014-05-08 Freescale Semiconductor, Inc. Method and apparatus for driving a power transistor gate
CN103036438B (zh) 2012-12-10 2014-09-10 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统中的峰值电流调节的系统和方法
CN103346536B (zh) * 2013-06-08 2016-02-17 昂宝电子（上海）有限公司 用于对电源变换系统进行两级保护的系统和方法
CN105048822B (zh) 2013-08-29 2019-03-01 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的系统和方法
CN103618292B (zh) 2013-12-06 2017-01-11 昂宝电子（上海）有限公司 用于保护电源变换系统免受热失控的系统和方法
CN103956900B (zh) 2014-04-23 2017-08-11 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换系统中的输出电流调节的系统和方法
US9543819B2 (en) * 2014-12-08 2017-01-10 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive BJT driver for switching power converter
CN104617792B (zh) 2014-12-24 2017-12-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于初级侧调节的电源变换系统的电压调节的系统和方法
CN106026703B (zh) 2016-05-23 2018-07-13 昂宝电子（上海）有限公司 具有用于同步整流控制器的预测机制的系统和方法
US10826479B2 (en) * 2016-07-06 2020-11-03 Delta Electronics, Inc. Waveform conversion circuit for gate driver
CN106817031B (zh) 2017-02-24 2019-05-28 昂宝电子（上海）有限公司 具有对于同步整流控制器的定时控制的系统和方法
CN108512442B (zh) * 2017-11-27 2020-11-13 昂宝电子（上海）有限公司 开关电源控制系统
CN109995351B (zh) * 2017-12-30 2023-08-01 无锡华润微电子有限公司 开关集成器件
TWI686040B (zh) * 2018-01-05 2020-02-21 台達電子工業股份有限公司 波形轉換電路以及閘極驅動電路
CN108809101B (zh) * 2018-05-16 2021-03-23 深圳原能电器有限公司 一种高集成电源管理集成电路
CN109768709B (zh) 2018-12-29 2021-03-19 昂宝电子（上海）有限公司 基于功率变换器中的负载条件的电压补偿系统和方法
CN111146961B (zh) 2020-01-20 2022-04-12 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制同步整流系统的控制电路及方法
CN111697838B (zh) 2020-05-29 2023-09-26 昂宝电子（上海）有限公司 同步整流控制电路、方法和开关电源系统

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2643840B2 (ja) * 1994-06-16 1997-08-20 日本電気株式会社 半導体集積回路装置
CN1588774A (zh) * 2004-07-16 2005-03-02 中国科学院上海光学精密机械研究所 低功率半导体激光器驱动电源

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS4836975B1 (zh) * 1967-12-06 1973-11-08
JP3770741B2 (ja) * 1998-11-20 2006-04-26 富士通株式会社 半導体集積回路、および半導体集積回路内のトランジスタのソース電位切換方法
JP3770008B2 (ja) * 1999-11-05 2006-04-26 株式会社日立製作所 半導体電力変換装置
US20040212405A1 (en) * 2002-05-28 2004-10-28 Deas Alexander Roger Pull up for high speed structures
US20040141338A1 (en) 2003-01-17 2004-07-22 Delta Electronics, Inc. Output voltage stabilizer for switching mode power supply
US6943069B2 (en) * 2003-10-14 2005-09-13 Semiconductor Components Industries, L.L.C. Power system inhibit method and device and structure therefor
US7061301B2 (en) * 2003-12-19 2006-06-13 Power Integrations, Inc. Method and apparatus switching a semiconductor switch with a multi-state drive circuit
CN100495881C (zh) 2005-12-21 2009-06-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于驱动双极晶体管的系统和用于控制电源变换器的系统
CN101079576B (zh) * 2006-05-24 2010-04-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于提供对电源调节器的开关的系统

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2643840B2 (ja) * 1994-06-16 1997-08-20 日本電気株式会社 半導体集積回路装置
CN1588774A (zh) * 2004-07-16 2005-03-02 中国科学院上海光学精密机械研究所 低功率半导体激光器驱动电源

Also Published As

Publication number Publication date
US20070139095A1 (en) 2007-06-21
US20110248770A1 (en) 2011-10-13
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US8330525B2 (en) 2012-12-11
US7990202B2 (en) 2011-08-02

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