CN105048822B - 基于负载条件调节频率和电流的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了基于负载条件调节频率和电流的系统和方法。提供了用于调整电源变换系统的系统和方法。示例系统控制器包括驱动组件和检测组件。驱动组件被配置为向与第一电流相关联的开关输出驱动信号，第一电流流经电源变换系统的初级绕组，开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，驱动信号与多个开关时间周期相关联。检测组件被配置为接收与第一电压和第二电压之差相关联的输入信号，针对第一开关时间周期在检测时段期间检测输入信号在大小上的至少一个波谷，并且至少基于与输入信号相关联的信息输出检测信号以影响驱动信号。

Description

基于负载条件调节频率和电流的系统和方法
分案申请说明
本申请是申请日为2013年8月29日、申请号为201310386241.X、题为“基于负载条件调节频率和电流的系统和方法”的中国发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于基于负载条件调节频率和电流的系统和方法。仅仅作为示例，本发明已应用于电源变换系统。但是将认识到，本发明具有更广泛的应用范围。
背景技术
一般地，传统电源变换系统通常使用变压器来隔离初级侧上的输入电压和次级侧上的输出电压。为了调整输出电压，诸如TL431和光电耦合器之类的某些组件可被用来从次级侧向初级侧上的控制器芯片发送反馈信号。替代地，次级侧上的输出电压可被镜像反应到初级侧，因此通过直接调节初级侧上的一些参数来控制输出电压。
图1(A)是示出具有初级侧感测和调整的传统反激式电源变换系统的简化示图。该电源变换系统100包括控制器102、初级绕组110、次级绕组112、辅助绕组114、电源开关120、电流感测电阻器130、输出电缆的等效电阻器140、电阻器150和152、以及整流二极管160。例如，电源开关120是双极型晶体管。在另一示例中，电源开关120是MOS晶体管。
为了在预定范围内调整输出电压，需要提取与输出电压和输出负载有关的信息。在电源变换系统100中，这样的信息可以通过辅助绕组114来提取。当电源开关120被接通时，能量被存储在次级绕组112中。然后，当电源开关120被关断时，所存储能量被释放到输出端子，并且辅助绕组114的电压如下所示这样映射次级侧上的输出电压。
其中，VFB表示节点154处的电压，并且Vaux表示辅助绕组114的电压。R1和R2分别表示电阻器150和152的电阻值。另外，n表示辅助绕组114与次级绕组112之间的匝数比。具体地，n等于辅助绕组114的匝数除以次级绕组112的匝数。Vo和Io分别表示输出电压170和输出电流172。此外，VF表示整流二极管160的正向电压，并且Req表示等效电阻器140的电阻值。此外，k表示反馈系数，如下所示：
图1(B)是示出反激式电源变换系统100的传统操作机制的简化示图。如图1(B)所示，变换系统100的控制器102使用采样和保持机制。当次级侧上的退磁过程几乎完成并且初级绕组112的电流Isec几乎变为零时，次级绕组112的电压Vaux例如在图1(B)的点A处被采样。所采样电压值通常被保持直到下一电压采样被执行为止。通过负反馈环，所采样电压值可变得等于参考电压Vref。因此，
VFB＝Vref (式3)
组合式1和式3，可获得下式：
基于式4，输出电压随着输出电流的增大而减小。
但是，该电源变换系统100通常在操作中具有一些问题，例如，在轻负载条件下具有音频噪声。因此，改善初级侧感测和调整的技术变得非常重要。
发明内容
本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于基于负载条件调节频率和电流的系统和方法。仅仅作为示例，本发明已应用于电源变换系统。但是将认识到，本发明具有更广泛的应用范围。
根据一个实施例，一种用于调整电源变换系统的系统控制器包括驱动组件和检测组件。驱动组件被配置为向与第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述第一电流流经电源变换系统的初级绕组，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联。检测组件被配置为接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号，针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测所述输入信号在大小上的至少一个波谷，并且至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。所述驱动组件还被配置为，响应于所述检测组件针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期。所述检测时段在第一预定时间段的结束处开始并且在第二预定时间段的结束处结束，所述第二预定时间段的持续时间大于所述第一预定时间段。
根据另一实施例，一种用于调整电源变换系统的系统控制器包括电流控制组件和驱动组件。电流控制组件被配置为接收与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的电流感测信号以及与所述电源变换系统的输出电流相关联的第一信号，并且至少基于与所述电流感测信号和所述第一信号相关联的信息输出一个或多个第二信号。驱动组件被配置为至少基于与所述一个或多个第二信号相关联的信息生成驱动信号，并且向开关输出驱动信号以影响所述第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关时间周期相关。所述电流控制组件和所述驱动组件还被配置为：响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便减小分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的一个或多个峰值大小。另外，所述电流控制组件和所述驱动组件还被配置为：响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便增大分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小。
根据又一实施例，一种用于调整电源变换系统的系统控制器包括驱动组件和检测组件。驱动组件被配置为向与第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述第一电流流经电源变换系统的初级绕组，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联，所述第一开关时间周期包括导通时间段和跟随着所述导通时间段的退磁时段。检测组件被配置为接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号，处理与所述输入信号相关联的信息，并且至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。所述驱动组件还被配置为：响应于所述检测组件针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期。所述驱动组件还被配置为：响应于所述检测组件针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间未检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期。所述驱动组件还被配置为：响应于所述检测时段在所述退磁时段结束之前结束，在所述退磁时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期。
在一个实施例中，一种用于调整电源变换系统的方法包括：向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联；接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号；以及处理与所述输入信号相关联的信息。该方法还包括：针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测所述输入信号在大小上的至少一个波谷；以及至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号包括：响应于针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期。所述检测时段在第一预定时间段的结束处开始并且在第二预定时间段的结束处结束，所述第二预定时间段的持续时间大于所述第一预定时间段。
在另一实施例中，一种用于调整电源变换系统的方法包括：接收与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的电流感测信号以及与所述电源变换系统的输出电流相关联的第一信号；处理与所述电流感测信号相关联的信息；以及至少基于与所述电流感测信号和所述第一信号相关联的信息输出一个或多个第二信号。该方法包括：至少基于与所述一个或多个第二信号相关联的信息生成驱动信号；以及向开关输出所述驱动信号以影响所述第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关时间周期相关。向开关输出所述驱动信号以影响所述第一电流包括：响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便减小分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的一个或多个峰值大小；以及响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便增大分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小。
在又一实施例中，一种用于调整电源变换系统的方法包括：向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联，所述第一开关时间周期包括导通时间段和跟随着所述导通时间段的退磁时段；接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号；处理与所述输入信号相关联的信息；以及至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号包括：响应于针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期；响应于针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间未检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期；以及响应于所述检测时段在所述退磁时段结束之前结束，在所述退磁时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期。
取决于实施例，可以获得一个或多个益处。参考下面的详细描述和附图可以全面地理解本发明的这些益处以及各个另外的目的、特征和优点。
附图说明
图1(A)是示出具有初级侧感测和调整的传统反激式电源变换系统的简化示图。
图1(B)是示出如图1(A)所示的反激式电源变换系统的传统操作机制的简化示图。
图2是示出根据本发明一个实施例的电源变换系统的简化示图。
图3(A)是示出如图2所示电源变换系统的开关频率与输出电流之间的关系的简化示图，并且图3(B)是示出根据本发明一些实施例的如图2所示电源变换系统的电流感测信号的峰值大小与输出电流之间的关系的简化示图。
图3(C)是示出如图2所示电源变换系统的开关频率与输出电流之间的关系的简化示图，并且图3(D)是示出根据本发明一些实施例的如图2所示电源变换系统的电流感测信号的峰值大小与输出电流之间的关系的简化示图。
图4(A)是示出如图2所示电源变换系统的开关频率与输出电流之间的关系的简化示图，并且图4(B)是示出根据本发明一些实施例的如图2所示电源变换系统的电流感测信号的峰值大小与输出电流之间的关系的简化示图。
图4(C)是示出如图2所示电源变换系统的开关频率与输出电流之间的关系的简化示图，并且图4(D)是示出根据本发明一些实施例的如图2所示电源变换系统的电流感测信号的峰值大小与输出电流之间的关系的简化示图。
图5是示出根据本发明一个实施例的作为如图2所示电源变换系统的一部分的控制器的简化示图。
图6(A)是示出如图5所示的开关频率与误差放大信号之间的关系的简化示图，并且图6(B)是示出根据本发明一些实施例的如图5所示的电流感测信号的峰值大小与误差放大信号之间的关系的简化示图。
图6(C)是示出如图5所示的开关频率与误差放大信号之间的关系的简化示图，并且图6(D)是示出根据本发明一些实施例的如图5所示的电流感测信号的峰值大小与误差放大信号之间的关系的简化示图。
图7(A)是示出如图5所示的开关频率与误差放大信号之间的关系的简化示图，并且图7(B)是示出根据本发明一些实施例的如图5所示的电流感测信号的峰值大小与误差放大信号之间的关系的简化示图。
图7(C)是示出如图5所示的开关频率与误差放大信号之间的关系的简化示图，并且图7(D)是示出根据本发明一些实施例的如图5所示的电流感测信号的峰值大小与误差放大信号之间的关系的简化示图。
图8(A)示出了根据本发明一个实施例的如图2所示的电源变换系统在重负载条件下的时序图。
图8(B)示出了根据本发明另一实施例的操作于波谷切换模式中的如图2所示电源变换系统的时序图。
图8(C)示出了根据本发明又一实施例的如图2所示电源变换系统在轻负载条件下的时序图。
图9是示出根据本发明一个实施例的如图2所示电源变换系统的操作方法的简化示图。
具体实施方式
本发明涉及集成电路。更具体地，本发明提供了用于基于负载条件来调节开关频率和初级电流的系统和方法。仅仅作为示例，本发明已应用于电源变换系统。但是将认识到，本发明具有更广泛的应用范围。
图2是示出根据本发明一个实施例的电源变换系统的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。电源变换系统200包括控制器202、初级绕组210、次级绕组212、辅助绕组214、电源开关220、电流感测电阻器230、输出电缆的等效电阻器240、电阻器250和252、以及整流二极管260。另外，控制器202包括端子290,292和294。例如，电源开关220是双极型晶体管。在另一示例中，电源开关220是MOS晶体管。
根据一个实施例，当电源开关220闭合(例如，接通)时，能量被存储在次级绕组212中。例如，当电源开关220断开(例如，关断)时，所存储能量被释放到输出端子。在另一示例中，辅助绕组214的电压258如下所示这样映射次级侧上的输出电压256。
其中，VFB表示节点254处的信号268，并且Vaux表示辅助绕组214的电压258。R1和R2分别表示电阻器250和252的电阻值。另外，n表示辅助绕组214与次级绕组212之间的匝数比。作为一个示例，n等于辅助绕组214的匝数除以次级绕组212的匝数。Vo和Io分别表示输出电压256和输出电流262。此外，VF表示整流二极管260的正向电压，并且Req表示等效电阻器240的电阻值。此外，k表示反馈系数，如下所示：
根据另一实施例，控制器202输出驱动信号266到开关220。例如，如果开关220响应于信号266而闭合，则初级电流270流经初级绕组210，并且流过电阻器230生成电流感测信号264，电流感测信号264表示流经初级绕组210的峰值电流(例如，针对每个开关时间周期(switching period))。在另一示例中，控制器202根据与开关时间周期相关联的开关频率在逻辑高电平与逻辑低电平之间改变信号266。在又一示例中，开关时间周期与开关频率成反比。在又一示例中，开关时间周期对应于开关周期(switching cycle)。
根据又一实施例，控制器202被配置为针对每个开关周期在检测时段期间检测开关220的漏源电压中的一个或多个波谷。例如，如果控制器202针对特定开关周期在检测时段期间检测到开关220的漏源电压中的波谷，则控制器202进一步被配置为在检测到波谷时改变驱动信号266，以便开始新的开关周期。在另一示例中，检测时段基于最小开关频率和最大开关频率来确定。在又一示例中，最小开关频率与最大开关时间周期相关联，并且最大开关频率与最小开关时间周期相关联。在又一示例中，检测时段在与最大开关频率相对应的最小开关时间周期的结束处开始，并且在与最小开关频率相对应的最大开关时间周期的结束处结束。在又一示例中，如果控制器202针对特定开关周期在检测时段期间未检测到开关220的漏源电压中的波谷，则控制器202被配置为在最大开关时间周期的结束处，改变驱动信号266以开始新的开关周期。在又一示例中，最小开关时间周期和最大开关时间周期指示电源变换系统200的开关时间周期的范围。
根据又一实施例，对于特定开关周期，开关220闭合(例如，接通)的导通时段和最小开关时间周期两者在该开关周期的开始处开始，并且退磁时段在该导通时段的结束处开始。例如，如果最小开关时间周期早于退磁时段结束，则控制器202还被配置为在退磁时段的结束处闭合(例如，接通)开关202以便开始新的开关周期。
图3(A)是示出电源变换系统200的开关频率与输出电流262之间的关系的简化示图，并且图3(B)是示出根据本发明一些实施例的电源变换系统200的电流感测信号264的峰值大小与输出电流262之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。如图3(A)和图3(B)所示，区域I对应于输出电流262大于或等于I0但小于I3，区域II对应于输出电流262大于或等于I3但小于或等于I5，并且区域III对应于输出电流262的大小大于I5。
波形302表示区域I中开关频率(例如，fsw)与输出电流262(例如，Iout)之间的关系，并且波形304表示区域I中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的关系。波形364表示区域II中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的关系，波形366表示区域II中最大开关频率(例如，fmax)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系，并且波形368表示区域II中最小开关频率(例如，fmin)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系。例如，如果Iout＝I0，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Iout＝I5，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，I0≤I1≤I2≤I3≤I4≤I5。
根据一些实施例，如图3(A)所示，在区域I中，如果输出电流262满足I0≤Iout<I1，则电源变换系统200在电压模式脉宽调制(VPWM)模式中操作，并且开关频率(例如，fsw)几乎保持恒定(例如，f1)。例如，如果输出电流262满足I1≤Iout<I2，则电源变换系统200在脉冲频率调制(PFM)模式中操作，并且开关频率(例如，fsw)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。在另一示例中，如果输出电流262满足I2≤Iout<I3，则电源变换系统200在脉宽调制(PWM)模式中操作，并且开关频率(例如，fsw)几乎保持恒定(例如，f2)。如图3(B)所示，根据一些实施例，如果I0≤Iout<I1，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流262改变(例如，以斜率S1p)。例如，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，I0处的Vcs_min)变为第一大小(例如，I1处的Vc1)。在另一示例中，如果I1≤Iout<I2，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vc1)。在又一示例中，如果I2≤Iout<I3，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S2p)。在又一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从第一大小(例如，I2处的Vc1)变为第二大小(例如，I3处的Vc2)。
根据一些实施例，控制器202至少部分基于区域II(例如，I3≤Iout≤I5)中开关220的漏源电压来执行波谷切换。例如，控制器202响应于针对每个开关周期在检测时段期间在开关220的漏源电压中检测到的一个或多个波谷，将驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平。在另一示例中，在区域II中，开关频率(例如，fsw)在最小频率(例如，fmin)和最大频率(例如，fmax)之间。在又一示例中，如果输出电流262满足I3≤Iout<I4，则电源变换系统200在第一波谷切换模式中操作。在又一示例中，在第一波谷切换模式中，最大开关频率(例如，fmax)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)，并且最小开关频率(例如，fmin)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。在又一示例中，如果输出电流262满足I4≤Iout≤I5,，则电源变换系统200在第二波谷切换模式中操作。在又一示例中，在第二波谷切换模式中，最大开关频率(例如，fmax)几乎保持恒定(例如，f5)，并且最小开关频率(例如，fmin)几乎保持恒定(例如，f3)。在又一示例中，在第二波谷切换模式中，开关频率的均值(例如，favg)几乎保持恒定(例如，f4)。根据某些实施例，如图3(B)所示，如果I3≤Iout<I4，则电流感测信号264(例如，Vcs)几乎保持恒定(例如，Vc2)。例如，如果I4≤Iout≤I5，则电流感测信号264(例如，Vcs)随着输出电流改变(例如，以斜率S3p)。在另一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)从第二大小(例如，I4处的Vc2)变为最大大小(例如，I5处的Vcs_max)。
根据另一实施例，最小开关频率(例如，fmin)与最大开关时间周期(例如，Tmax)相关联，并且最大开关频率(例如，fmax)与最小开关时间周期(例如，Tmin)相关联。例如，控制器202被配置为在检测时段期间检测开关220的漏源电压中的一个或多个波谷，该检测时段在最小开关时间周期(例如，Tmin)的结束处开始，并且在最大开关时间周期(例如，Tmax)的结束处结束。在又一示例中，在区域II中，响应于控制器202针对特定开关周期在检测时段期间检测到波谷出现在开关220的漏源电压中，控制器202还被配置为在检测到波谷时改变驱动信号266以开始新的开关周期。在另一示例中，在区域I中，响应于控制器202针对特定开关周期在检测时段期间未检测到开关220的漏源电压中的任何波谷，控制器202还被配置为在最小开关时间周期(例如，Tmin)之后改变驱动信号266以开始新的开关周期。在又一示例中，在区域III中，如果最小开关时间周期(例如，Tmin)的持续时间大于退磁时段(例如，Tdemag)与开关220在其期间闭合(例如，接通)的导通时段(例如，Ton)之和，则控制器202还被配置为在退磁时段的结束处闭合(例如，接通)开关202，以开始新的开关周期，该退磁时段开始于导通时段的结束处。
如上面讨论并在此进一步讨论的，图3(A)和图3(B)仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，当电源变换系统200从一个操作模式(例如，VPWM)变为另一操作模式(例如，PFM)时存在过渡区域，并且在这样的过渡区域中，电源变换系统200的驱动信号266的脉宽和开关频率(例如，fsw)两者几乎保持恒定，如图3(C)和图3(D)所示。
图3(C)是示出电源变换系统200的开关频率与输出电流262之间的关系的简化示图，并且图3(D)是示出根据本发明一些实施例的电源变换系统200的电流感测信号264的峰值大小与输出电流262之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。如图3(C)和图3(D)所示，区域IV对应于输出电流262大于或等于I6但小于I11，区域V对应于输出电流262大于或等于I11但小于或等于I15，并且区域VI对应于输出电流262的大小大于I15。
波形306表示区域IV中开关频率(例如，fsw)与输出电流262(例如，Iout)之间的关系，并且波形308表示区域IV中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的变化关系。波形382表示区域V中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的变化关系，波形388表示区域V中最大开关频率(例如，fmax′)和输出电流262(例如，Iout)之间的变化关系，并且波形384表示区域V中最小开关频率(例如，fmin′)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系。例如，如果Iout＝I6，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Iout＝I15，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，I6≤I7≤I8≤I9≤I10≤I11≤I12≤I13≤I14≤I15。另一示例中，在每一模式下，其最大开关频率与最小开关频率是随负载电流的大小而变化的。
根据一些实施例，如图3(C)和3(D)所示，如果输出电流262满足I6≤Iout<I7，则电源变换系统200在VPWM模式中操作；如果输出电流262满足I8≤Iout<I9，则电源变换系统200在PFM模式中操作；如果输出电流262满足I10≤Iout<I11，则电源变换系统200在PWM模式中操作。例如，如果输出电流262满足I7≤Iout<I8，则电源变换系统200在VPWM模式和PFM模式之间的过渡区域中操作，并且如果输出电流262满足I9≤Iout<I10，则电源变换系统200在PFM模式和PWM模式之间的过渡区域中操作。根据一个实施例，如果输出电流262满足I11≤Iout<I13，则电源变换系统200在第三波谷切换模式中操作，并且如果输出电流262满足I14≤Iout<I15，则电源变换系统200在第四波谷切换模式中操作。例如，如果输出电流262满足I11≤Iout<I12，则电源变换系统200在PWM模式与第三波谷切换模式之间的过渡区域中操作，并且如果输出电流262满足I13≤Iout<I14，则电源变换系统200在第三波谷切换模式与第四波谷切换模式之间的过渡区域中操作。
根据一些实施例，如图3(C)所示，在区域IV中，如果输出电流262满足I6≤Iout<I8，则开关频率(例如，fsw)几乎保持恒定(例如，f6)。例如，如果输出电流262满足I8≤Iout<I9，则开关频率(例如，fsw)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。在另一示例中，如果输出电流262满足I9≤Iout<I11，则开关频率(例如，fsw)几乎保持恒定(例如，f7)。如图3(D)所示，根据一些实施例，如果I6≤Iout<I7，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S4p)。例如，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，I6处的Vcs_min′)变为第三大小(例如，I7处的Vc3)。在另一示例中，如果I7≤Iout<I10，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vc3)。在又一示例中，如果I10≤Iout<I11，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S5p)。在又一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从第三大小(例如，I10处的Vc3)变为第四大小(例如，I11处的Vc4)。
根据一些实施例，控制器202至少部分基于区域V(例如，I11≤Iout≤I15)中开关220的漏源电压来执行波谷切换。例如，控制器202响应于针对每个开关周期在检测时段期间在开关220的漏源电压中检测到的一个或多个波谷，将驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平。在另一示例中，开关频率(例如，fsw)在最小频率(例如，fmin′)和最大频率(例如，fmax′)之间。在又一示例中，在第三波谷切换模式中(例如，I11≤Iout≤I13)，最大开关频率(例如，fmax′)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)，并且最小开关频率(例如，fmin′)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。在又一示例中，在第四波谷切换模式中(例如，I13≤Iout≤I15)，最大开关频率(例如，fmax′)几乎保持恒定(例如，f10)，并且最小开关频率(例如，fmin′)几乎保持恒定(例如，f8)。在又一示例中，在第四波谷切换模式中，开关频率的均值(例如，favg′)几乎保持恒定(例如，f9)。根据某些实施例，如图3(D)所示，如果I11≤Iout<I14，则电流感测信号264(例如，Vcs)几乎保持恒定(例如，Vc4)。例如，如果I14≤Iout≤I15，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S6p)。在另一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从第四大小(例如，I14处的Vc4)变为最大大小(例如，I15处的Vcs_max′)。在又一示例中，斜率S4p等于斜率S1p。在又一示例中，斜率S5p等于斜率S2p。在又一示例中，斜率S6p等于斜率S3p。在又一示例中，Vcs_max′等于Vcs_max。在又一示例中，Vcs_min′等于Vcs_min。
根据另一实施例，最小开关频率(例如，fmin′)与最大开关时间周期(例如，Tmax′)相关联，并且最大开关频率(例如，fmax′)与最小开关时间周期(例如，Tmin′)相关联。例如，控制器202被配置为在检测时段期间检测开关220的漏源电压中的一个或多个波谷，该检测时段在最小开关时间周期(例如，Tmin′)的结束处开始，并且在最大开关时间周期(例如，Tmax′)的结束处结束。在又一示例中，在区域V中，响应于控制器202针对特定开关周期在检测时段期间检测到波谷出现在开关220的漏源电压中，控制器202还被配置为在检测到波谷时改变驱动信号266以开始新的开关周期。在另一示例中，在区域IV中，响应于控制器202针对特定开关周期在检测时段期间未检测到开关220的漏源电压中的任何波谷，控制器202还被配置为在最大开关时间周期(例如，Tmax′)之后(结束处)改变驱动信号266以开始新的开关周期。在又一示例中，在区域VI中，如果最小开关时间周期(例如，Tmin′)的持续时间小于退磁时段(例如，Tdemag′)与开关220在其期间闭合(例如，接通)的导通时段(例如，Ton′)之和，则控制器202还被配置为在退磁时段的结束处闭合(例如，接通)开关202，以开始新的开关周期，该退磁时段开始于导通时段的结束处。
图4(A)是示出电源变换系统200的开关频率与输出电流262之间的关系的简化示图，并且图4(B)是示出根据本发明一些实施例的电源变换系统200的电流感测信号264的峰值大小与输出电流262之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。如图4(A)和图4(B)所示，区域VII对应于输出电流262大于或等于I16但小于I20，区域VIII对应于输出电流262大于或等于I20但小于或等于I22，并且区域IX对应于输出电流262的大小大于I22。
波形402表示区域VII中开关频率(例如，fsw)与输出电流262(例如，Iout)之间的关系，并且波形404表示区域VII中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的关系。波形464表示区域VIII中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的关系，波形466表示区域VIII中最大开关频率(例如，fmax)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系，并且波形468表示区域VIII中最小开关频率(例如，fmin)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系。例如，如果Iout＝I16，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Iout＝I22，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，I16≤I17≤I18≤I19≤I20≤I21≤I22。
根据一些实施例，如图4(A)所示，在区域VII中，如果输出电流262满足I16≤Iout<I19，则电源变换系统200在脉冲频率调制(PFM)模式中操作，并且开关频率(例如，fsw)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。例如，开关频率(例如，fsw)从频率值(例如，I16处的f12)变为另一频率值(例如，I19处的f15)。在另一示例中，如果输出电流262满足I19≤Iout<I20，则电源变换系统200在脉宽调制(PWM)模式中操作，并且开关频率(例如，fsw)几乎保持恒定(例如，f15)。如图4(B)所示，根据一些实施例，如果输出电流262从I16增大到I18，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vc5)。例如，如果输出电流262继续增大(例如，I18处)，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从大小Vc5变为最小大小(例如，Vcs_min″)。在另一示例中，在输出电流262的特定大小(例如，I18)处，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从大小Vc5减小为最小大小(例如，Vcs_min″)。在又一示例中，当输出电流262的大小稍微增大(例如，从I18到稍微大于I18的大小)时，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从大小Vc5减小为最小大小(例如，Vcs_min″)。
根据一个实施例，如果I18≤Iout<I19，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小保持为最小大小(例如，Vcs_min″)。例如，如果输出电流262从I19减小到I17，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vcs_min″)。在另一示例中，如果输出电流262继续减小(例如，在I17处)，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，Vcs_min″)变为大小Vc5。在又一示例中，在输出电流262的特定大小(例如，I17)处，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，Vcs_min″)增大为大小Vc5。在又一示例中，当输出电流262的大小稍微减小(例如，从I17到稍微小于I18的大小)时，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，Vcs_min″)增大为大小Vc5。在又一示例中，如果I16≤Iout<I17，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小保持为大小Vc5。在又一示例中，大小Vc5与最小大小Vcs_min″之差与迟滞范围有关。在又一示例中，如果I19≤Iout<I20，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S7p)。在又一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，I19处的Vcs_min″)变为另一大小(例如，I20处的Vc6)。
根据一些实施例，控制器202至少部分基于区域VIII(例如，I20≤Iout≤I22)中开关220的漏源电压来执行波谷切换。例如，控制器202响应于在开关220的漏源电压中检测到的一个或多个波谷，将驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平。在另一示例中，在区域VIII中，开关频率(例如，fsw)在最小频率(例如，fmin″)和最大频率(例如，fmax″)之间。在又一示例中，如果输出电流262满足I20≤Iout<I21，则电源变换系统200在第五波谷切换模式中操作。在又一示例中，在第五波谷切换模式中，最大开关频率(例如，fmax″)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)，并且最小开关频率(例如，fmin″)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。在又一示例中，如果输出电流262满足I21≤Iout≤I22,，则电源变换系统200在第六波谷切换模式中操作。在又一示例中，在第六波谷切换模式中，最大开关频率(例如，fmax″)几乎保持恒定(例如，f23)，并且最小开关频率(例如，fmin″)几乎保持恒定(例如，f22)。在又一示例中，在第六波谷切换模式中，开关频率的均值(例如，favg″)几乎保持恒定(例如，f16)。根据某些实施例，如图4(B)所示，如果I20≤Iout<I21，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vc6)。例如，如果I21≤Iout≤I22，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S8p)。在另一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从大小Vc6(例如，I21处)变为最大大小(例如，I22处的Vcs_max″)。
根据另一实施例，最小开关频率(例如，fmin″)与最大开关时间周期(例如，Tmax″)相关联，并且最大开关频率(例如，fmax″)与最小开关时间周期(例如，Tmin″)相关联。例如，控制器202被配置为在检测时段期间检测开关220的漏源电压中的一个或多个波谷，该检测时段在最小开关时间周期(例如，Tmin″)的结束处开始，并且在最大开关时间周期(例如，Tmax″)的结束处结束。在又一示例中，在区域VIII中，响应于控制器202针对特定开关周期在检测时段期间检测到波谷出现在开关220的漏源电压中，控制器202还被配置为在检测到波谷时改变驱动信号266以开始新的开关周期。在另一示例中，在区域VII中，响应于控制器202针对特定开关周期在检测时段期间未检测到开关220的漏源电压中的任何波谷，控制器202还被配置为在最大开关时间周期(例如，Tmax″)之后改变驱动信号266以开始新的开关周期。在又一示例中，在区域IX中，如果最小开关时间周期(例如，Tmin″)的持续时间小于退磁时段(例如，Tdemag″)与开关220在其期间闭合(例如，接通)的导通时段(例如，Ton″)之和，则控制器202还被配置为在退磁时段的结束处闭合(例如，接通)开关202，以开始新的开关周期，该退磁时段开始于导通时段的结束处。
如上面讨论并在此进一步讨论的，图4(A)和图4(B)仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，当电源变换系统200从一个操作模式(例如，PFM)变为另一操作模式(例如，PWM)时存在过渡区域，并且在这样的过渡区域中，电源变换系统200的驱动信号266的脉宽和开关频率(例如，fsw)两者几乎保持恒定，如图4(C)和图4(D)所示。
图4(C)是示出电源变换系统200的开关频率与输出电流262之间的关系的简化示图，并且图4(D)是示出根据本发明一些实施例的电源变换系统200的电流感测信号264的峰值大小与输出电流262之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。如图4(C)和图4(D)所示，区域X对应于输出电流262大于或等于I23但小于I28，区域XI对应于输出电流262大于或等于I28但小于或等于I32，并且区域XII对应于输出电流262的大小大于I32。
波形406表示区域X中作为输出电流262(例如，Iout)的函数的开关频率(例如，fsw)，并且波形408表示区域X中作为输出电流262(例如，Iout)的函数的电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小。波形482表示区域XI中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和输出电流262(例如，Iout)之间的关系，波形488表示区域XI中最大开关频率(例如，fmax″′)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系，并且波形484表示区域XI中最小开关频率(例如，fmin″′)和输出电流262(例如，Iout)之间的关系。例如，如果Iout＝I23，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Iout＝I32，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，I23≤I24≤I25≤I26≤I27≤I28≤I29≤I30≤I31≤I32。
根据一些实施例，如图4(C)和4(D)所示，如果输出电流262满足I23≤Iout<I26，则电源变换系统200在脉冲频率调制(PFM)模式中操作，并且如果输出电流262满足I27≤Iout<I28，则电源变换系统200在脉宽调制(PWM)模式中操作。例如，如果输出电流262满足I26≤Iout<I27，则电源变换系统200在PFM模式和PWM模式之间的过渡区域中操作。在另一示例中，如果输出电流262满足I28≤Iout<I30，则电源变换系统200在第七波谷切换模式中操作，并且如果输出电流262满足I31≤Iout<I32，则电源变换系统200在第八波谷切换模式中操作。在又一示例中，如果输出电流262满足I28≤Iout<I29，则电源变换系统200在PWM模式与第七波谷切换模式之间的过渡区域中操作。在又一示例中，如果输出电流262满足I30≤Iout<I31，则电源变换系统200在第七波谷切换模式与第八波谷切换模式之间的过渡区域中操作。
根据一些实施例，如图4(C)所示，在区域X中，如果输出电流262满足I23≤Iout<I26，则开关频率(例如，fsw)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。例如，开关频率(例如，fsw)从频率值(例如，I23处的f17)变为另一频率值(例如，I26处的f20)。在另一示例中，如果输出电流262满足I26≤Iout<I29，则开关频率(例如，fsw)几乎保持恒定(例如，f20)。如图4(D)所示，根据一些实施例，如果输出电流262从I23增大到I25，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vc7)。例如，如果输出电流262继续增大(例如，I25处)，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从大小Vc7变为最小大小(例如，Vcs_min″′)。在另一示例中，如果I25≤Iout<I27，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小保持为最小大小(例如，Vcs_min″′)。在又一示例中，如果输出电流262从I27减小I24为，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小几乎保持恒定(例如，Vcs_min″′)。在又一示例中，如果输出电流262继续减小(例如，在I24处)，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，Vcs_min″′)变为大小Vc7。在又一示例中，如果I23≤Iout<I24，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小保持为大小Vc7。在又一示例中，大小Vc7与最小大小Vcs_min″′之差与迟滞范围有关。在又一示例中，如果I27≤Iout<I28，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S9p)。在又一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从最小大小(例如，I27处的Vcs_min″′)变为另一大小(例如，I28处的Vc8)。
根据一些实施例，控制器202至少部分基于区域XI(例如，I28≤Iout≤I32)中开关220的漏源电压来执行波谷切换。例如，控制器202响应于针对每个开关周期在检测时段期间在开关220的漏源电压中检测到的一个或多个波谷，将驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平。在另一示例中，开关频率(例如，fsw)在最小频率(例如，fmin″′)和最大频率(例如，fmax″′)之间。在又一示例中，在第七波谷切换模式中(例如，I28≤Iout≤I31)，最大开关频率(例如，fmax″′)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)，并且最小开关频率(例如，fmin″′)随着输出电流262增大(例如，线性地或指数地)。在又一示例中，在第八波谷切换模式中(例如，I31≤Iout≤I32)，最大开关频率(例如，fmax″′)几乎保持恒定(例如，f25)，并且最小开关频率(例如，fmin″′)几乎保持恒定(例如，f24)。在又一示例中，在第八波谷切换模式中，开关频率的均值(例如，favg″′)几乎保持恒定(例如，f21)。在另一示例中，如果I28≤Iout<I31，则电流感测信号264(例如，Vcs)几乎保持恒定(例如，Vc8)。在又一示例中，如果I31≤Iout≤I32，则电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小随着输出电流改变(例如，以斜率S10p)。在又一示例中，电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小从大小Vc8(例如，I31处)变为最大大小(例如，I32处的Vcs_max″′)。在又一示例中，斜率S9p等于斜率S7p。在又一示例中，斜率S10p等于斜率S8p。在又一示例中，Vcs_max″′等于Vcs_max″。在又一示例中，Vcs_min″′等于Vcs_min″。在又一示例中，fmax″′等于fmax″。在又一示例中，fmin″′等于fmin″。
图5是示出根据本发明一个实施例的作为电源变换系统200的一部分的控制器202的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。控制器202包括误差放大器502、采样组件504、电容器506、动态响应组件508、退磁检测器510、波谷检测器512、电流控制组件514、输出线补偿组件516、低通滤波器组件518、抖动组件520、定时器组件522、模式控制组件524、逻辑单元526和驱动组件528。另外，控制器202包括参考信号生成器530、前沿消隐(LEB)组件532、比较器534,538和540、峰值电流控制器536和求和组件542。控制器202还包括端子296(例如，端子GND)。
根据某些实施例，如图5所示，采样组件504对来自端子294(例如，端子FB)的信号268采样，并且与电容器506一起生成采样信号550。例如，求和组件542接收来自参考信号生成器530的参考信号544和来自输出线补偿组件516的补偿信号548，并且输出信号546。在另一示例中，误差放大器502接收采样信号550和信号546并且输出误差放大信号552(例如，Vcomp)，误差放大信号552指示采样信号550与信号546之差并且与输出电流262相关联。
根据一个实施例，误差放大信号552由低通滤波器组件518接收，低通滤波器组件518输出滤波信号586给输出线补偿组件516。例如，动态响应组件508接收信号268并且输出信号572(Dynamic)给定时器组件522。在另一示例中，定时器组件522接收误差放大信号552、驱动信号266和来自抖动组件520的抖动信号584并且输出定时信号558(例如，脉冲信号)给逻辑单元526。在另一示例中，退磁检测器510基于信号268检测与电源变换系统200的退磁过程相关联的信息(例如，退磁过程的开始和结束)，并且输出退磁检测信号560给逻辑单元526。在又一示例中，波谷检测器512检测开关220的漏源电压中的一个或多个波谷并且输出波谷检测信号562给逻辑单元526。在又一示例中，误差放大信号552由模式控制组件524接收，模式控制组件524输出信号554给逻辑单元526以影响电源变换系统200的操作模式。在又一示例中，定时信号558与最大开关频率值相关联，最大开关频率值可基于抖动信号584来调节。在又一示例中，定时信号558中的脉冲具有与最大开关频率值成反比的宽度。在又一示例中，最大开关频率值与最小时间周期的持续时间成反比，最小时间周期的持续时间与定时信号558的脉宽成比例。
根据另一实施例，电流控制组件514接收退磁检测信号560、来自参考信号生成器530的参考信号564和来自LEB组件532的信号566，并且输出信号586给逻辑单元526。例如，比较器534接收阈值信号568(例如，VCS_max)和信号566并且输出比较信号570给逻辑单元526。在另一示例中，比较器540接收阈值信号576(例如，VCS_min)和信号566并且输出比较信号580给逻辑单元526。在又一示例中，峰值电流控制器536接收信号572和误差放大信号552(例如，Vcomp)并且输出信号574(例如，VCS_PK)。在又一示例中，比较器538比较信号574(例如，VCS_PK)和与电流感测信号264(例如，Vcs)相关联的信号566，并且输出比较信号578给逻辑单元526以影响初级电流270。在又一示例中，如果信号566的大小变得大于信号574(例如，VCS_PK)，则比较器538输出比较信号578以断开(例如，关断)开关220。
图6(A)是示出开关频率与误差放大信号552之间的关系的简化示图，并且图6(B)是示出根据本发明一些实施例的电流感测信号264的峰值大小与误差放大信号552之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，V0,V1,V2,V3,V4和V5分别对应于I0,I1,I2,I3,I4和I5。如图6(A)和图6(B)所示，区域I对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V0但小于V3，区域II对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V3但小于或等于V5，并且区域III对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)的大小大于V5。
波形602表示区域I中开关频率(例如，fsw)与误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形604表示区域I中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。波形664表示区域II中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，波形666表示区域II中最大开关频率(例如，fmax)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形668表示区域II中最小开关频率(例如，fmin)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。例如，如果Vcomp＝V0，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Vcomp＝V5，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，V0≤V1≤V2≤V3≤V4≤V5。
如上面讨论并在此进一步讨论的，图6(A)和图6(B)仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，当电源变换系统200从一个操作模式(例如，VPWM)变为另一操作模式(例如，PFM)时存在过渡区域，并且在这样的过渡区域中，电源变换系统200的驱动信号266的脉宽和开关频率(例如，fsw)两者几乎保持恒定，如图6(C)和图6(D)所示。
图6(C)是示出开关频率与误差放大信号552之间的关系的简化示图，并且图6(D)是示出根据本发明一些实施例的电流感测信号264的峰值大小与误差放大信号552之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，V6,V7,V8,V9,V10,V11,V12,V13,V14和V15分别对应于I6,I7,I8,I9,I10,I11,I12,I13,I14和I15。如图6(C)和图6(D)所示，区域IV对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V6但小于V11，区域V对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V11但小于或等于V15，并且区域VI对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)的大小大于V15。
波形606表示区域IV中开关频率(例如，fsw)与误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形608表示区域IV中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。波形682表示区域V中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，波形688表示区域V中最大开关频率(例如，fmax′)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形684表示区域V中最小开关频率(例如，fmin′)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。例如，如果Vout＝V6，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Vout＝V15，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，V6≤V7≤V8≤V9≤V10≤V11≤V12≤V13≤V14≤V15。
图7(A)是示出开关频率与误差放大信号552之间的关系的简化示图，并且图7(B)是示出根据本发明一些实施例的电流感测信号264的峰值大小与误差放大信号552之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，V16,V17,V18,V19,V20,V21和V22分别对应于I16,I17,I18,I19,I20,I21和I22。如图7(A)和图7(B)所示，区域VII对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V16但小于V20，区域VIII对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V20但小于或等于V22，并且区域IX对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)的大小大于V22。
波形702表示区域VII中开关频率(例如，fsw)与误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形704表示区域VII中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。波形764表示区域VIII中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，波形766表示区域VIII中最大开关频率(例如，fmax)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形768表示区域VIII中最小开关频率(例如，fmin)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。例如，如果Vout＝V16，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Vout＝V22，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，V16≤V17≤V18≤V19≤V20≤V21≤V22。
如上面讨论并在此进一步讨论的，图7(A)和图7(B)仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，当电源变换系统200从一个操作模式(例如，PFM)变为另一操作模式(例如，PWM)时存在过渡区域，并且在这样的过渡区域中，电源变换系统200的驱动信号266的脉宽和开关频率(例如，fsw)两者几乎保持恒定，如图7(C)和图7(D)所示。
图7(C)是示出开关频率与误差放大信号552之间的关系的简化示图，并且图7(D)是示出根据本发明一些实施例的电流感测信号264的峰值大小与误差放大信号552之间的关系的简化示图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。例如，V23,V24,V25,V26,V27,V28,V29,V30,V31和V32分别对应于I23,I24,I25,I26,I27,I28,I29,I30,I31和I32。如图7(C)和图7(D)所示，区域X对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V23但小于V28，区域XI对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)大于或等于V28但小于或等于V32，并且区域XII对应于误差放大信号552(例如，Vcomp)的大小大于V32。
波形706表示区域X中作为误差放大信号552(例如，Vcomp)的函数的开关频率(例如，fsw)，并且波形708表示区域X中作为误差放大信号552(例如，Vcomp)的函数的电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小。波形782表示区域XI中电流感测信号264(例如，Vcs)的峰值大小和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，波形788表示区域XI中最大开关频率(例如，fmax″′)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系，并且波形784表示区域XI中最小开关频率(例如，fmin″′)和误差放大信号552(例如，Vcomp)之间的关系。例如，如果Vout＝V23，则电源变换系统200出于无负载条件下，并且如果Vout＝V32，则电源变换系统200出于满负载条件下。在另一示例中，V23≤V24≤V25≤V26≤V27≤V28≤V29≤V30≤V31≤V32。
图8(A),8(B)和8(C)是根据本发明一些实施例的电源变换系统200在不同负载条件下的简化时序图。这些示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。
图8(A)示出了根据本发明一个实施例的电源变换系统200在重负载条件下的时序图。例如，图8(A)示出了操作于区域III(例如，如图3(A),图3(B),图6(A)和/或图6(B)所示)、区域VI(例如，如图3(C),图3(D),图6(C)和/或图6(D)所示)、区域IX(例如，如图4(A),图4(B),图7(A)和/或图7(B))所示)和/或区域XII(例如，如图4(C),图4(D),图7(C)和/或图7(D)所示)中的电源变换系统200的时序图。
如图8(A)所示，波形802表示作为时间的函数的驱动信号266，波形804表示作为时间的函数的电流感测信号264，波形806表示作为时间的函数的退磁检测信号560，并且波形808表示作为时间的函数的开关220的漏源电压。图8(A)示出了四个时间段。导通时间段Ton1开始于时刻t0并结束于时刻t1，并且退磁时段Tdemag1开始于时刻t1并结束于时刻t4。另外，与最大开关频率相对应的最小时间段Tmin1开始于时刻t0并结束于时刻t2，并且与最小开关频率相对应的最大时间段Tmax1开始于时刻t0并结束于时刻t3。例如，t0≤t1≤t2≤t3≤t4≤t5。在另一示例中，最小时间段Tmin1与定时信号558相关联，并且受抖动信号584的影响。作为一个示例，最大时间段Tmax1被确定为其中，fmin表示最小开关频率值。作为另一示例，最小时间段Tmin1被确定为其中，fmax表示最大开关频率值。
根据某些实施例，如图8(A)所示，如果最大时间段Tmax1的持续时间小于导通时间段Ton1与退磁时段Tdemag1之和，则下一开关周期在退磁时段Tdemag1之后开始。在一个实施例中，在t0处，驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平，并且开关周期开始。例如，在t1处，驱动信号266从逻辑高电平变为逻辑低电平，并且退磁检测信号560从逻辑低电平变为指示退磁过程开始的逻辑高电平。在另一示例中，最大时间段Tmax1结束于t3，并且此后，退磁检测信号560在t4处从逻辑高电平变为逻辑低电平。在又一示例中，下一开关周期开始于t5，t5晚于退磁检测信号560的下降沿(例如，t4处)。例如，最大时间段Tmax1的持续时间是恒定的。在另一示例中，最大时间段Tmax1的持续时间不是恒定的。例如，最小时间段Tmin1的持续时间是恒定的。在另一示例中，最小时间段Tmin1的持续时间不是恒定的。
图8(B)示出了根据本发明另一实施例的操作于波谷切换模式中的电源变换系统200的时序图。例如，图8(B)示出了操作于区域II(例如，如图3(A),图3(B),图6(A)和/或图6(B)所示)、区域V(例如，如图3(C),图3(D),图6(C)和/或图6(D)所示)、区域VIII(例如，如图4(A),图4(B),图7(A)和/或图7(B))所示)和/或区域XI(例如，如图4(C),图4(D),图7(C)和/或图7(D)所示)中的电源变换系统200的时序图。
如图8(B)所示，波形810表示作为时间的函数的驱动信号266，波形812表示作为时间的函数的电流感测信号264，波形814表示作为时间的函数的退磁检测信号560，并且波形816表示作为时间的函数的开关220的漏源电压。图8(B)示出了四个时间段。导通时间段Ton2开始于时刻t6并结束于时刻t7，并且退磁时段Tdemag2开始于时刻t7并结束于时刻t9。另外，与最大开关频率相对应的最小时间段Tmin2开始于时刻t6并结束于时刻t8，并且与最小开关频率相对应的最大时间段Tmax2开始于时刻t6并结束于时刻t11。例如，t6≤t7≤t8≤t9≤t10≤t11。在另一示例中，最小时间段Tmin2与定时信号558相关联，并且受抖动信号584的影响。
根据一个实施例，在t6处，驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平，并且开关周期开始。例如，在t7处，驱动信号266从逻辑高电平变为逻辑低电平，并且退磁检测信号560从逻辑低电平变为指示退磁过程开始的逻辑高电平。在又一示例中，退磁检测信号560在t9处从逻辑高电平变为逻辑低电平，t9早于最大时间段Tmax2的结束(例如，t11处)。在又一示例中，如波形816所示，波谷出现在最小时间段Tmin2的结束(例如t8)与最大时间段Tmax2的结束(例如t11)之间的开关220的漏源电压中(例如，t10处)。在又一示例中，响应于检测到波谷(例如，t10处)，下一开关周期开始并且驱动信号266再次从逻辑低电平变为逻辑高电平。例如，最大时间段Tmax2的持续时间是恒定的。在另一示例中，最大时间段Tmax2的持续时间不是恒定的。例如，最小时间段Tmin2的持续时间是恒定的。在另一示例中，最小时间段Tmin2的持续时间不是恒定的。在又一示例中，波谷出现在各自与开关220的漏源电压的局部最小值相对应的t6和t10处。在又一示例中，如果在t11处检测到波谷，则下一开关周期开始于t11。
图8(C)示出了根据本发明又一实施例的电源变换系统200在轻负载条件下的时序图。例如，图8(C)示出了操作于区域I(例如，如图3(A),图3(B),图6(A)和/或图6(B)所示)、区域IV(例如，如图3(C),图3(D),图6(C)和/或图6(D)所示)、区域VII(例如，如图4(A),图4(B),图7(A)和/或图7(B))所示)和/或区域X(例如，如图4(C),图4(D),图7(C)和/或图7(D)所示)中的电源变换系统200的时序图。
如图8(C)所示，波形818表示作为时间的函数的驱动信号266，波形820表示作为时间的函数的电流感测信号264，波形822表示作为时间的函数的退磁检测信号560，并且波形824表示作为时间的函数的开关220的漏源电压。图8(C)示出了四个时间段。导通时间段Ton3开始于时刻t12并结束于时刻t13，并且退磁时段Tdemag3开始于时刻t13并结束于时刻t14。另外，与最大开关频率相对应的最小时间段Tmin3开始于时刻t12并结束于时刻t15，并且与最小开关频率相对应的最大时间段Tmax3开始于时刻t12并结束于时刻t16。例如，t12≤t13≤t14≤t15≤t16。在另一示例中，最小时间段Tmin3与定时信号558相关联，并且受抖动信号584的影响。
根据一个实施例，在t12处，驱动信号266从逻辑低电平变为逻辑高电平，并且开关周期开始。例如，在t13处，驱动信号266从逻辑高电平变为逻辑低电平，并且退磁检测信号560从逻辑低电平变为指示退磁过程开始的逻辑高电平。在另一示例中，退磁检测信号560在t14处从逻辑高电平变为逻辑低电平，t14早于最大时间段Tmax3的结束(例如，t16处)。在又一示例中，在最小时间段Tmin3的结束(例如t15)与最大时间段Tmax3的结束(例如t16)之间没有波谷被检测到，则驱动信号266在最大时间段Tmax3的结束从逻辑低电平变为逻辑高电平。在又一示例中，当最大时间段Tmax3结束时(例如，t16处)，下一开关周期开始。例如，最大时间段Tmax3的持续时间是恒定的。在另一示例中，最大时间段Tmax3的持续时间不是恒定的。例如，最小时间段Tmin3的持续时间是恒定的。在另一示例中，最小时间段Tmin3的持续时间不是恒定的。
图9是示出根据本发明一个实施例的电源变换系统200的操作方法的简化示图。该示图仅仅是示例，其不应当不当地限制权利要求的范围。本领域技术人员将认识到许多变体、替换和修改。
方法900至少包括：用于针对特定开关周期闭合(例如，接通)开关220的处理902、用于激活定时器组件522以进行计时的处理904、用于基于由定时器组件522计数的时间来确定最小时间段(例如，1/fmax)的结束的处理906、用于将最大时间段(其等于最小时间段加上预定延迟时段(例如，Td))的持续时间与导通时间段(例如，Ton)加上退磁时段(例如，Tdemag)的持续时间相比较的处理908、用于在退磁时段之后闭合(例如，接通)开关220以开始下一开关周期的处理910、用于执行下一开关周期的处理912、用于判断是否在最小时间段的结束与最大时间段的结束之间在开关220的漏源电压中检测到波谷的处理914、用于当在最小时间段的结束于最大时间段的结束之间在开关220的漏源电压中检测到波谷时，在最小时间段之后的第一波谷时闭合(例如，接通)开关220以开始下一开关周期的处理916、以及用于在最大时间段之后闭合(例如，接通)开关220的处理918。
根据一个实施例，在处理902中开关220闭合(例如，接通)。例如，在流程904中，定时器组件522被激活以进行计时。在另一示例中，在处理906中，基于由定时器组件522计数的时间来确定最小时间段(例如，1/fmax)的结束。在又一示例中，最大时间段被确定为Tmax＝Tmin+Td，其中Tmin表示最小时间段并且Td表示预定延迟时段。在又一示例中，在处理908处，将最大时间段的持续时间与导通时间段(例如，Ton)加上退磁时段(例如，Tdemag)的持续时间相比较。在又一示例中，在处理910中，如果最大时间段早于退磁时段(其跟随在导通时间段之后(例如，如图8(A)中的波形802、806和808所示))结束，则开关220在退磁时段之后被闭合(例如，接通)以开始下一开关周期。在又一示例中，下一开关周期在处理912中确定。
根据另一实施例，在处理914处，如果最大时间段晚于退磁时段结束，则判断是否在最小时间段的结束与最大时间段的结束之间在开关220的漏源电压中检测到波谷。例如，在处理916中，如果检测到波谷(例如，如图8(B)中的波形810、814和816所示)，则在最小时间段之后闭合(例如，接通)开关220以开始下一开关周期。在另一示例中，在处理918中，如果在最小时间段的结束与最大时间段的结束之间在开关220的漏源电压中检测未到波谷(例如，如图8(C)中的波形818、822和824所示)，则在最大时间段之后闭合(例如，接通)开关220以开始下一开关周期。
根据另一实施例，一种用于调整电源变换系统的系统控制器包括驱动组件和检测组件。驱动组件被配置为向与第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述第一电流流经电源变换系统的初级绕组，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联。检测组件被配置为接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号，针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测所述输入信号在大小上的至少一个波谷，并且至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。所述驱动组件还被配置为，响应于所述检测组件针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期。所述检测时段在第一预定时间段的结束处开始并且在第二预定时间段的结束处结束，所述第二预定时间段的持续时间大于所述第一预定时间段。例如，该系统控制器至少根据图2,图3(A),图3(B),图3(C),图3(D),图4(A),图4(B),图4(C),图4(D),图5,图6(A),图6(B),图6(C),图6(D),图7(A),图7(B),图7(C),图7(D),图8(B)和/或图9来实现。
根据另一实施例，一种用于调整电源变换系统的系统控制器包括电流控制组件和驱动组件。电流控制组件被配置为接收与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的电流感测信号以及与所述电源变换系统的输出电流相关联的第一信号，并且至少基于与所述电流感测信号和所述第一信号相关联的信息输出一个或多个第二信号。驱动组件被配置为至少基于与所述一个或多个第二信号相关联的信息生成驱动信号，并且向开关输出驱动信号以影响所述第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关时间周期相关。所述电流控制组件和所述驱动组件还被配置为：响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便减小分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的一个或多个峰值大小。另外，所述电流控制组件和所述驱动组件还被配置为：响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便增大分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小。例如，该系统控制器至少根据图2,图4(B),图4(D),图5,图7(B)和/或图7(D)来实现。
根据又一实施例，一种用于调整电源变换系统的系统控制器包括驱动组件和检测组件。驱动组件被配置为向与第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述第一电流流经电源变换系统的初级绕组，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联，所述第一开关时间周期包括导通时间段和跟随着所述导通时间段的退磁时段。检测组件被配置为接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号，处理与所述输入信号相关联的信息，并且至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。所述驱动组件还被配置为：响应于所述检测组件针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期。所述驱动组件还被配置为：响应于所述检测组件针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间未检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期。所述驱动组件还被配置为：响应于所述检测时段在所述退磁时段结束之前结束，在所述退磁时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期。例如，该系统控制器至少根据图2,图3(A),图3(B),图3(C),图3(D),图4(A),图4(B),图4(C),图4(D),图5,图6(A),图6(B),图6(C),图6(D),图7(A),图7(B),图7(C),图7(D),图8(A),图8(B),图8(C)和/或图9来实现。
在一个实施例中，一种用于调整电源变换系统的方法包括：向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联；接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号；以及处理与所述输入信号相关联的信息。该方法还包括：针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测所述输入信号在大小上的至少一个波谷；以及至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号包括：响应于针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期。所述检测时段在第一预定时间段的结束处开始并且在第二预定时间段的结束处结束，所述第二预定时间段的持续时间大于所述第一预定时间段。例如，该方法至少根据图2,图3(A),图3(B),图3(C),图3(D),图4(A),图4(B),图4(C),图4(D),图5,图6(A),图6(B),图6(C),图6(D),图7(A),图7(B),图7(C),图7(D),图8(B)和/或图9来实现。
在另一实施例中，一种用于调整电源变换系统的方法包括：接收与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的电流感测信号以及与所述电源变换系统的输出电流相关联的第一信号；处理与所述电流感测信号相关联的信息；以及至少基于与所述电流感测信号和所述第一信号相关联的信息输出一个或多个第二信号。该方法包括：至少基于与所述一个或多个第二信号相关联的信息生成驱动信号；以及向开关输出所述驱动信号以影响所述第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关时间周期相关。向开关输出所述驱动信号以影响所述第一电流包括：响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便减小分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的一个或多个峰值大小；以及响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便增大分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小。例如，该方法至少根据图2,图4(B),图4(D),图5,图7(B)和/或图7(D)来实现。
在又一实施例中，一种用于调整电源变换系统的方法包括：向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号，所述开关包括与第一电压相关的第一开关端子和与第二电压相关的第二开关端子，所述驱动信号与包括第一开关时间周期和第二开关时间周期的多个开关时间周期相关联，所述第一开关时间周期包括导通时间段和跟随着所述导通时间段的退磁时段；接收与所述第一电压和所述第二电压之差相关联的输入信号；处理与所述输入信号相关联的信息；以及至少基于与所述输入信号相关联的信息输出检测信号以影响所述驱动信号。向与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的开关输出驱动信号包括：响应于针对所述第一开关时间周期在检测时段期间检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段期间改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并且开始所述第二开关时间周期，所述第二开关时间周期跟随着所述第一开关时间周期；响应于针对所述第一开关时间周期在所述检测时段期间未检测到所述输入信号的波谷，在所述检测时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期；以及响应于所述检测时段在所述退磁时段结束之前结束，在所述退磁时段的结束处改变所述驱动信号以结束所述第一开关时间周期并开始所述第二开关时间周期。例如，该方法至少根据图2,图3(A),图3(B),图3(C),图3(D),图4(A),图4(B),图4(C),图4(D),图5,图6(A),图6(B),图6(C),图6(D),图7(A),图7(B),图7(C),图7(D),图8(A),图8(B),图8(C)和/或图9来实现。
例如，本发明各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地是利用一个或多个软件组件、一个或多个硬件组件和/或软件与硬件组件的一种或多种组合来实现的。在另一示例中，本发明各个实施例中的一些或所有组件单独地和/或与至少另一组件相组合地在一个或多个电路中实现，例如在一个或多个模拟电路和/或一个或多个数字电路中实现。在又一示例中，本发明的各个实施例和/或示例可以相组合。
虽然已描述了本发明的具体实施例，然而本领域技术人员将明白，还存在于所述实施例等同的其它实施例。因此，将明白，本发明不受所示具体实施例的限制，而是仅由权利要求的范围来限定。

Claims (7)

1.一种用于调整电源变换系统的系统控制器，该系统控制器包括：
电流控制组件，被配置为接收与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的电流感测信号以及与所述电源变换系统的输出电流相关联的第一信号，并且至少基于与所述电流感测信号和所述第一信号相关联的信息输出一个或多个第二信号；以及
驱动组件，被配置为至少基于与所述一个或多个第二信号相关联的信息生成驱动信号，并且向开关输出驱动信号以影响所述第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关时间周期相关；
其中，所述电流控制组件和所述驱动组件还被配置为：
响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便减小分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的一个或多个峰值大小；以及
响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便增大分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小。
2.如权利要求1所述的系统控制器，其中，所述电流控制组件和所述驱动组件还被配置为：
响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，当所述输出电流从第一大小增大到第二大小时，改变所述驱动信号以影响所述第一电流从而减小所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小；以及
响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，当所述输出电流从第三大小减小到第四大小时，改变所述驱动信号以影响所述第一电流从而增大所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小，所述第一大小大于所述第三大小。
3.如权利要求2所述的系统控制器，其中，所述第一大小小于所述第二大小。
4.如权利要求2所述的系统控制器，其中，所述第三大小大于所述第四大小。
5.如权利要求1所述的系统控制器，其中，所述电流控制组件包括：
第一比较器，被配置为接收所述电流感测信号和第一阈值信号并且至少基于与所述电流感测信号和所述第一阈值信号相关联的信息输出第一比较信号；
峰值控制组件，被配置为接收所述第一信号并且至少基于与所述第一信号相关联的信息输出第二阈值信号，所述第二阈值信号的大小大于所述第一阈值信号；以及
第二比较器，被配置为接收所述电流感测信号和所述第二阈值信号并且至少基于与所述电流感测信号和所述第二阈值信号相关联的信息输出第二比较信号，所述第一比较信号和所述第二比较信号与所述一个或多个第二信号相关。
6.如权利要求5所述的系统控制器，其中，所述电流控制组件还包括第三比较器，被配置为接收所述电流感测信号和第三阈值信号并且至少基于与所述电流感测信号和所述第三阈值信号相关联的信息输出第三比较信号，所述第三比较信号与所述一个或多个第二信号相关。
7.一种用于调整电源变换系统的方法，该方法包括：
接收与流经电源变换系统的初级绕组的第一电流相关联的电流感测信号以及与所述电源变换系统的输出电流相关联的第一信号；
处理与所述电流感测信号相关联的信息；
至少基于与所述电流感测信号和所述第一信号相关联的信息输出一个或多个第二信号；
至少基于与所述一个或多个第二信号相关联的信息生成驱动信号；以及
向开关输出所述驱动信号以影响所述第一电流，所述驱动信号与一个或多个开关时间周期相关；
其中，向开关输出所述驱动信号以影响所述第一电流包括：
响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小增大，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便减小分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的一个或多个峰值大小；以及
响应于所述第一信号指示所述输出电流的大小减小，改变所述驱动信号以影响所述第一电流，以便增大分别与所述一个或多个开关时间周期相对应的所述电流感测信号的所述一个或多个峰值大小。
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Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102916586B (zh) 2011-08-04 2014-04-02 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
CN103024994B (zh) 2012-11-12 2016-06-01 昂宝电子（上海）有限公司 使用triac调光器的调光控制系统和方法
TWI533578B (zh) * 2013-08-07 2016-05-11 崇貿科技股份有限公司 功率轉換器的控制電路以及其方法
CN103414350B (zh) 2013-08-29 2016-08-17 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的系统和方法
US9515545B2 (en) * 2014-02-14 2016-12-06 Infineon Technologies Austria Ag Power conversion with external parameter detection
US9941798B2 (en) * 2014-02-14 2018-04-10 Infineon Technologies Austria Ag Switched-mode power conversion
US10243472B2 (en) 2014-02-26 2019-03-26 Infineon Technologies Austria Ag Valley to valley switching in quasi-resonant mode for driver
US20150280576A1 (en) * 2014-03-26 2015-10-01 Infineon Technologies Austria Ag System and Method for a Switched Mode Power Supply
US9698695B1 (en) 2014-03-27 2017-07-04 Infineon Technologies Austria Ag Peak power limitation and overpower protection for switched-mode power supplies
CN104953840B (zh) * 2014-03-31 2017-11-21 比亚迪股份有限公司 采样装置和具其的开关电源管理芯片及充电器
US9369048B2 (en) * 2014-04-22 2016-06-14 Power Integrations, Inc. Dimming edge detection for power converter
CN103957634B (zh) 2014-04-25 2017-07-07 广州昂宝电子有限公司 照明系统及其控制方法
CN104066254B (zh) 2014-07-08 2017-01-04 昂宝电子（上海）有限公司 使用triac调光器进行智能调光控制的系统和方法
US9397560B2 (en) * 2014-08-15 2016-07-19 Power Integrations, Inc. Controller for a power supply with transition region regulation
CN104779799B (zh) * 2015-04-28 2017-05-31 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和应用其的反激式变换器
CN105099207B (zh) 2015-08-20 2017-12-15 昂宝电子（上海）有限公司 用于调节准谐振模式下运行的电源变换系统的系统和方法
WO2017074305A1 (en) * 2015-10-26 2017-05-04 Dialog Semiconductor Inc. Adaptive valley mode switching
US9716437B2 (en) * 2015-12-18 2017-07-25 Champion Microelectronic Corporation Power converter for a switching power supply and manner of operation thereof
US9917519B2 (en) * 2016-01-25 2018-03-13 Dialog Semiconductor Inc. Frequency hopping for reducing switching noise in a switching power converter
CN107086799B (zh) * 2016-02-15 2019-08-09 通嘉科技股份有限公司 可进行波谷切换的开关式电源供应器与相关的控制方法
US10069428B2 (en) * 2016-02-24 2018-09-04 Infineon Technologies Austria Ag Power supply systems and feedback through a transformer
US10742118B2 (en) * 2016-08-03 2020-08-11 Apple Inc. Quasi-resonant power converter with reduced dynamic switching losses
US10505445B2 (en) 2016-08-08 2019-12-10 Apple Inc. Power converter with output voltage control
TWI605671B (zh) * 2016-09-01 2017-11-11 通嘉科技股份有限公司 具有改善的動態反應以及降低的開關損失之開關式電源供應器與相關之控制方法
US11121573B1 (en) 2016-09-22 2021-09-14 Apple Inc. Low-profile power converter
US10148178B2 (en) 2016-09-23 2018-12-04 Apple Inc. Synchronous buck converter with current sensing
CN107645804A (zh) 2017-07-10 2018-01-30 昂宝电子（上海）有限公司 用于led开关控制的系统
CN107682953A (zh) 2017-09-14 2018-02-09 昂宝电子（上海）有限公司 Led照明系统及其控制方法
CN107995730B (zh) 2017-11-30 2020-01-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于与triac调光器有关的基于阶段的控制的系统和方法
CN108200685B (zh) 2017-12-28 2020-01-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于可控硅开关控制的led照明系统
US10491125B2 (en) * 2018-02-12 2019-11-26 Silanna Asia Pte Ltd Switched-mode power controller with multi-mode startup
CN109922564B (zh) 2019-02-19 2023-08-29 昂宝电子（上海）有限公司 用于triac驱动的电压转换系统和方法
US11509227B2 (en) * 2019-07-19 2022-11-22 Texas Instruments Incorporated Active clamp flyback converter
CN110493913B (zh) 2019-08-06 2022-02-01 昂宝电子（上海）有限公司 用于可控硅调光的led照明系统的控制系统和方法
CN110831295B (zh) 2019-11-20 2022-02-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于可调光led照明系统的调光控制方法和系统
CN110831289B (zh) 2019-12-19 2022-02-15 昂宝电子（上海）有限公司 Led驱动电路及其操作方法和供电控制模块
CN111031635B (zh) 2019-12-27 2021-11-30 昂宝电子（上海）有限公司 用于led照明系统的调光系统及方法
CN111432526B (zh) 2020-04-13 2023-02-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于led照明系统的功率因子优化的控制系统和方法
US11689103B2 (en) 2021-03-25 2023-06-27 Infineon Technologies Austria Ag Power supply monitoring and switching frequency control
US11699955B2 (en) * 2021-06-21 2023-07-11 Silanna Asia Pte Ltd Feedback voltage modulation to reduce power converter quiescent current

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101841242A (zh) * 2010-04-14 2010-09-22 上海明石光电科技有限公司 开关电源及其输出电流的调节方法
CN102790531A (zh) * 2012-07-24 2012-11-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电流控制的系统和方法
CN102916586A (zh) * 2011-08-04 2013-02-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法

Family Cites Families (52)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5568044A (en) 1994-09-27 1996-10-22 Micrel, Inc. Voltage regulator that operates in either PWM or PFM mode
US5729448A (en) 1996-10-31 1998-03-17 Hewlett-Packard Company Low cost highly manufacturable DC-to-DC power converter
US6418056B1 (en) 1999-06-02 2002-07-09 Bae Systems, Inc. Method and apparatus for a voltage responsive reset for EEPROM
US6603223B2 (en) 2000-05-24 2003-08-05 Seiko Instruments Inc. Electronic apparatus having dual-mode load circuit
JP2002199708A (ja) 2000-12-22 2002-07-12 Hitachi Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
KR100418197B1 (ko) * 2001-08-28 2004-02-11 페어차일드코리아반도체 주식회사 버스트모드 동작의 스위치모드 파워서플라이
TWI275232B (en) 2002-04-25 2007-03-01 Quanta Comp Inc Dual frequency pulse-width-modulation voltage regulation device
JP3688676B2 (ja) 2002-11-14 2005-08-31 ローム株式会社 スイッチング電源装置及びそのコントローラｉｃ
US6972548B2 (en) 2003-11-25 2005-12-06 Aimtron Technology Corp. Pulse frequency modulated voltage regulator capable of prolonging a minimum off-time
JP4387170B2 (ja) 2003-11-27 2009-12-16 株式会社リコー スイッチングレギュレータ
US20050222646A1 (en) 2004-04-06 2005-10-06 Kai Kroll Method and device for treating cancer with modified output electrical therapy
JP4652726B2 (ja) 2004-06-11 2011-03-16 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、ｄｃ−ｄｃコンバータ及び電子機器
US7173404B2 (en) 2004-08-11 2007-02-06 Niko Semiconductor Co., Ltd. Auto-switching converter with PWM and PFM selection
CN100413191C (zh) 2005-03-30 2008-08-20 昂宝电子（上海）有限公司 用于控制电源变换器中的开关频率变化的系统和方法
US7265999B2 (en) 2005-04-06 2007-09-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Power supply regulator circuit and semiconductor device
US7382114B2 (en) 2005-06-07 2008-06-03 Intersil Americas Inc. PFM-PWM DC-DC converter providing DC offset correction to PWM error amplifier and equalizing regulated voltage conditions when transitioning between PFM and PWM modes
CN100559678C (zh) 2005-08-18 2009-11-11 昂宝电子（上海）有限公司 具有恒定最大电流的电源变换器保护控制系统与方法
US7116089B1 (en) 2005-10-28 2006-10-03 Monolithic Power Systems, Inc. Constant-peak-current minimum-off-time pulse frequency modulator for switching regulators
CN100495881C (zh) 2005-12-21 2009-06-03 昂宝电子（上海）有限公司 用于驱动双极晶体管的系统和用于控制电源变换器的系统
JP4850540B2 (ja) 2005-12-26 2012-01-11 富士通セミコンダクター株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路
CN101079576B (zh) 2006-05-24 2010-04-07 昂宝电子（上海）有限公司 用于提供对电源调节器的开关的系统
KR101248910B1 (ko) * 2006-08-04 2013-03-28 삼성전자주식회사 스위칭 모드 전원공급장치, 이를 구비한 화상형성장치 및이의 구동 방법
JP4910575B2 (ja) 2006-08-31 2012-04-04 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 スイッチング電源装置
JP4916824B2 (ja) 2006-09-07 2012-04-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 スイッチング電源装置およびスイッチング電源装置における制御方法
US7310247B1 (en) * 2006-11-29 2007-12-18 Spi Electronic Co., Ltd. Method for controlling transformer excitation cycles and circuit for controlling the same
KR101274214B1 (ko) * 2006-11-30 2013-06-14 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
US7911808B2 (en) 2007-02-10 2011-03-22 Active-Semi, Inc. Primary side constant output current controller with highly improved accuracy
KR101176179B1 (ko) 2007-03-14 2012-08-22 삼성전자주식회사 전압 변환 모드 제어 장치 및 그 제어 방법
KR101309293B1 (ko) * 2007-03-28 2013-09-16 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위칭 모드 파워 서플라이 및 그 구동 방법
CN100459392C (zh) 2007-04-28 2009-02-04 电子科技大学 具有电压纹波检测电路的稳流开关电源
US7742320B2 (en) * 2007-05-07 2010-06-22 Infineon Technologies Ag Method and apparatus for regulating power in a flyback converter
US7834601B2 (en) 2007-11-09 2010-11-16 Freescale Semiconductor, Inc. Circuit and method for reducing output noise of regulator
CN101515756B (zh) 2008-02-18 2011-11-23 昂宝电子（上海）有限公司 具有多种模式的用于高效功率控制的方法和系统
US7898825B2 (en) 2008-03-24 2011-03-01 Akros Silicon, Inc. Adaptive ramp compensation for current mode-DC-DC converters
US8385088B2 (en) * 2010-12-06 2013-02-26 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode with output reset in a power converter
US7952895B2 (en) * 2008-05-29 2011-05-31 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for implementing an unregulated dormant mode in a power converter
US8553431B2 (en) * 2009-02-03 2013-10-08 Iwatt Inc. Switching power converter with load impedance detection
CN101826796B (zh) * 2009-03-02 2015-10-21 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振系统和方法
US8149600B2 (en) * 2009-05-22 2012-04-03 Infineon Technologies Ag System and method for ringing suppression in a switched mode power supply
KR101023381B1 (ko) * 2009-06-01 2011-03-18 삼성전기주식회사 어댑터 전원 장치
US9088217B2 (en) 2009-08-20 2015-07-21 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for load compensation with primary-side sensing and regulation for flyback power converters
US8611106B2 (en) 2011-01-12 2013-12-17 On-Bright Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Systems and methods for adjusting current consumption of control chips to reduce standby power consumption of power converters
CN102624237B (zh) * 2011-02-01 2015-09-16 昂宝电子（上海）有限公司 用于反激式电源变换器的动态阈值调节的系统和方法
CN102185484B (zh) * 2011-05-10 2013-09-18 成都芯源系统有限公司 开关电源及其控制电路和控制方法
CN102801325B (zh) 2011-05-23 2015-02-04 广州昂宝电子有限公司 用于电源变换器的开关频率和峰值电流调节的系统和方法
US8630103B2 (en) * 2011-06-15 2014-01-14 Power Integrations, Inc. Method and apparatus for programming a power converter controller with an external programming terminal having multiple functions
US8693217B2 (en) * 2011-09-23 2014-04-08 Power Integrations, Inc. Power supply controller with minimum-sum multi-cycle modulation
US9344002B2 (en) 2012-01-17 2016-05-17 System General Corp. Adaptive sampling circuit for detecting the demagnetized voltage of the transformer
ITMI20120088A1 (it) * 2012-01-26 2013-07-27 Dora Spa Dispositivo di controllo per un alimentatore a commutazione.
CN102946197B (zh) * 2012-09-14 2014-06-25 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电压和电流控制的系统和方法
US9124189B2 (en) * 2013-02-01 2015-09-01 Infineon Technologies Austria Ag Converter with galvanic isolation
CN103414350B (zh) 2013-08-29 2016-08-17 昂宝电子（上海）有限公司 基于负载条件调节频率和电流的系统和方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101841242A (zh) * 2010-04-14 2010-09-22 上海明石光电科技有限公司 开关电源及其输出电流的调节方法
CN102916586A (zh) * 2011-08-04 2013-02-06 昂宝电子（上海）有限公司 用于开关电源变换器的系统和方法
CN102790531A (zh) * 2012-07-24 2012-11-21 昂宝电子（上海）有限公司 用于电源变换系统的电流控制的系统和方法

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