KR20130054201A - 초저부하 및 무부하 동작을 위한 파워 서플라이 레귤레이션 - Google Patents

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Abstract

스위칭 파워 컨버터의 컨트롤러는 스위칭 파워 컨버터에서 초-저 대기 전력을 달성하는 저 부하 및 무-부하를 개선하는 동적으로 적응되는 파워 서플라이 레귤레이션 접근 방법(dynamically adaptive power supply regulation approach)을 이용한다. 초-저 부하 조건에서 딥 딥 펄스 폭 변조(deep deep pulse width modulation)(DDPWM)가 적용되는 경우, 상기 컨트롤러는 상기 컨트롤 신호의 상기 "온" 주기가 최소 값에 도달할 때까지, 상기 파워 스위치를 턴 온하거나 또는 턴 오프하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호의 "온" 주기를 감소함으로써 상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 파워 스위치의 실제 온-타임을 감소한다. 상기 파워 스위치의 상기 온 타임을 더 감소하기 위해, 상기 컨트롤 신호의 상기 "온" 주기가 최고 값에서 유지되는 동안, 상기 컨트롤러는 상기 스위치를 턴 온하도록 상기 파워 스위치에 인가되는 상기 파워를 더 천천히 감소한다. 상기 컨트롤 신호의 상기 "온" 주기의 최고 값과 상기 스위치에 인가되는 상기 최소 파워는 동적으로 컨트롤된다.

Description

초저부하 및 무부하 동작을 위한 파워 서플라이 레귤레이션{POWER SUPPLY REGULATION FOR ULTRA-LOW LOAD AND NO-LOAD OPERATION}
본 출원은 미국 임시 특허 출원 제61/560,039호(2011년 11월 15일 출원)에 대한 우선권 주장을 수반하며(35 U.S.C. §119(e)), 상기 출원은 본 출원에서 참조된다.
본원은 저 부하 또는 무-부하 상태에서 파워 컨버터의 효율을 높이기 위해 하나 이상의 동작 모드에서 스위칭 파워 컨버터의 제어에 연관된다.
휴대용 전자 디바이스에서의 증가되는 효율성 요구는 스위칭 파워 컨버터의 저-부하 또는 무-부하 동작에서 파워를 조절하기 위한 과제를 낳는다(create challenges). 이러한 과제는 디바이스가 플러그-인되는 경우 신속하게 파워를 제공할 수 있는 반면에, 대기 모드에서 거의 전력을 소모하지 않는다(include consuming nearly no power in standby mode).
저-부하 또는 무-부하 동작에서, 스위칭 파워 컨버터는 FSW로 표현되는 낮은 스위칭 주파수에서 동작한다. 반면에, 낮은 스위칭 주파수는 스위칭 파워 컨버터에서 빠른 동적 부하 응답(dynamic load response)(DLR)의 요구를 충족하는 것을 어렵게 만든다. 이러한 경쟁 요구 사항의 영향은 프라이머리-사이드 피드백 스위칭 파워 컨버터(primary-side feedback switching power converter)와 함께 플라이백 파워 컨버터의 동작에서 더 명백할 수 있다(may be even more apparent).
프라이머리-사이드 피드백 플라이 파워 컨버터에서, 프라이머리 전압 피드백은 사이클-바이-사이클의 부하 변화에 응답한다(the primary voltage feedback responds to the load change cycle-by-cycle). 출력 전압 스위칭 사이클-바이-스위칭 사이클을 조절하기 위해(To regulate the output voltage switching cycle-by-switching cycle), 프라이머리 피드백 전압은 일반적으로 스위칭 사이클 당 한번 샘플링된다(is typically sampled once per switching cycle).
상기 스위칭 주파수가 매우 낮은 경우, 결과 스위칭 주기는 연속 스위칭 사이클들의 사이의 샘플 정보에서 너무 길어질 수 있고 출력 전압의 왜곡된 파형을 초래한다. 반면, 스위칭 주파수의 증가는 파워 서플라이 소비에 있어서 비례하는 바람직하지 않은 증가를 초래한다(results in a proportional undesirable increase).
실시예들은 스위칭 파워 컨버터에서 매우-낮은 대기 파워를 달성하도록 저 부하와 무-부하 규정을 개선하는 규정 기법과 동적으로 적응적인 스위칭 파워 서플라이를 포함한다(include a dynamically adaptive switching power supply with a regulation scheme). 매우-낮은 부하 조건에서 DDPWM(deep deep pulse width modulation) 모드의 경우는 상기 스위칭 파워 컨버터에 입력 파워가 감소되는 경우(as the input power to the switching power converter is decreased) 상기 스위칭 파워 컨버터를 제어하는데 사용되고, 상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 파워 스위치의 실세 온-타임은 감소된다.
초-저 부하 조건에서 딥 딥 펄스 폭 변조(deep deep pulse width modulation)(DDPWM) 모드는 상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 입력 파워를 감소하도록(as the input power to the switching power converter is decreased), 상기 파워 스위치를 턴 온하고 턴 오프하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호의 "온" 주기를 상기 컨트롤 신호의 "온" 주기가 최소 값에 도달할 때까지 감소하도록 하여 상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 파워 스위치의 상기 실제 온-타임을 감소하기 위해(the actual on-time of the power switch of the switching power converter is reduced by decreasing the “on” duration of the control signal used to turn on or off the power switch), 상기 스위칭 파워 컨버터를 컨트롤 하는데 사용된다.
상기 컨트롤 신호의 상기 "온" 주기가 상기 최소 값에 도달하는 경우, 상기 "온" 주기는 상기 입력 파워가 추가로 감소되어도 더 이상 감소하지 않고(is not reduced any further even with the input power further decreasing), 오히려 상기 최소 값에서 유지된다(but rather maintained at the minimum value). 대신, 이를 테면, 바이폴라 트랜지스터가 상기 파워 스위치로 사용되는 경우 상기 스위치 드라이버에 의해 제공되는 베이스 전류를 감소시킴으로써(by reducing the base current provided by the switch driver), 또는 파워 MOSFET이 상기 파워 스위치로 사용되는 경우 상기 스위치 드라이버의 온-레지스턴스를 증가시킴으로써(by increasing the on-resistance), 상기 파워 스위치의 상기 실제 온-타임은 상기 파워 스위치의 턴 온을 더 느리게 하도록 하여 더 감소된다(is further reduced by making the power switch turn on more slowly).
따라서, 상기 스위칭 파워 컨버터는 상기 최소 값 보다 낮은 상기 스위치를 턴 온하거나 턴 오프하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호(the control signal used to turn on or off the power switch lower than the minimum value)의 상기 "온" 주기의 추가 감소 없이 상기 파워 스위치의 상기 실제 온-타임을 더 감소할 수 있다.
이것은 상기 스위칭 파워 컨버터가 상기 출력 전압의 적절한 감지 및 레귤레이션을 허용하도록 상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력 전압의 적절한 파형을 유지하면서 매우 낮은 입력 파워에 응답하여 매우 낮은 파워를 전달하는 초-저 부하 조건에서(under ultra-low load conditions) 동작하는 것을 허용한다.
상기 파워 스위치를 턴 온하거나 또는 턴 오프하는 상기 컨트롤 신호의 "온" 주기의 최소 값은 상기 스위칭 파워 컨버터가 초기 값과 또 다른 증가된 값 사이를 전환하는데 사용되는 경우(when the switching power converter is in use, toggling between an initial value and another increased value) 동적으로 결정될 수 있다.
상기 스위칭 파워 컨버터의 왜곡된 출력 전압 감지 파형이 상기 스위칭 파워 컨버터의 사용 동안 검출되는 경우, 상기 파워 스위치를 턴 온하거나 또는 턴 오프하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호의 상기 "온" 주기의 상기 최소 값은 상기 초기의 값으로부터 상기 증가된 값으로 증가되고, 타이머는 설정될 수 있다(and a timer may be set). 상기 타이머가 미리 결정된 한도에 도달하고(reaches a predetermined limit) 상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력 전압의 상기 파형이 왜곡되지 않을 경우(is not distorted), 상기 파워 스위치를 턴 온하거나 또는 턴 오프하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호의 상기 "온" 주기의 상기 최소 값은 다시 상기 초기의 값으로 감소된다.
바이폴라 트랜지스터를 구동하기 위한 최소 베이스 전류 또는 파워 MOSFET을 구동하기 위한 최대 온-레지스턴스는 위에서 기술된 바와 같이 상기 "온" 주기의 최소 값과 같은 방법으로 동적으로 조정될 수 있다(can be dynamically adjusted in the same way as the minimum value of the "on" duration as described above).
명세서에 기술된 기능과 장점들은 포함되지 않고(The features and advantages described in the specification are not all inclusive), 보다 특정하게, 많은 추가적인 기능 및 장점은 도면과 명세서에서 본 발명이 속한 기술 분야에서의 통상의 지식을 갖는 자에게 인식될 수 있다. 게다가, 본 명세서에서 사용되는 언어는 주로 가독성과 이해(readability and instructional purposes)를 위해 선택되었으며, 본 발명을 제한하는 것은 아니다.
본원의 실시예들의 제시는 첨부된 도면과 함께 다음의 상세한 설명을 고려함으로써 쉽게 이해될 수 있다.
도 1은 일실시예에 따른, 스위칭 파워 컨버터를 도시하는 회로도이다.
도 2는 일실시예에 따른 도 1의 상기 스위칭 파워 컨버터의 동작을 도시한다.
도 3a는 일실시예에 따른, 스위칭 파워 컨버터의 상기 동작 모드를 도시하는 그래프이다.
도 3b는 일실시예에 따른, 저-부하 및 무-부하 상태에서 도 3a의 상기 동작 모드들을 도시하는 그래프이다.
도 3c는 일실시예에 따른, 저-부하 및 무-부하 상태에서 도 3b의 상기 동작 모드들을 더 상세히 도시하는 그래프이다.
도 3d는 일실시예에 따른, 최소 TON _ min을 설정하는 방법을 도시한다.
도 3e는 일실시예에 따른, 최소 RDS _ ON _ max를 설정하는 방법을 도시한다.
도면과 다음의 설명은 그림의 방법에 의해 본 원의 바람직한 실시예들에 연관된다. 다음과 같은 논의에서, 여기서 공개되는 구조 및 방법의 대안의 실시예들은 본원의 원칙으로부터 출발 없이 이용될 수 있는 실행 가능한 대안으로 쉽게 인식되는 것으로 언급되어야 한다.
참조는 본원의 몇몇의 실시예들에서 세부적으로 이루어지며, 이것의 실시예들는 첨부된 도면에서 도시된다. 실행이 유사하거나 동일한 참조번호는 도면 어디에서나 사용될 수 있고 유사하거나 동일한 기능을 나타낼 수 있다는 것으로 언급된다. 도면은 그림의 목적으로만 본 명세서의 실시예들을 도시한다. 본 발명이 속한 기술 분야에서 통상의 지식을 갖는 자는 여기서 도시되는 구조 및 방법의 대안의 실시예들이 여기서 기술된 실시예들의 원칙으로부터의 출발 없이 이용될 수 있는 다음의 설명으로부터 쉽게 인식할 수 있다.
도 1은 일실시예에 따른 스위칭 파워 컨버터(100)를 도시하는 회로도이다. 파워 컨버터(100)는 프라이머리-사이드 피드백 플라이백 컨버터(a primary-side feedback flyback converter)이고, 이를 테면, 프런트 엔드(front end)(104), 파워 스테이지(power stage), 및 세컨드리 스테이지(secondary stage)와 같은 세 개의 주요한 섹션을 포함한다.
프런트 엔드(104)는 노드(L, N)에서 AC 전압 소스(미도시)에 연결되고, 및 인덕터(L1), 레지스터(R1 및 F1), 다이오드(D1, D2, D3, 및 D4), 및 캐패시터(C2)로 구성되는 브리지 정류기(bridge rectifier)를 포함한다. 노드(105)에서 정류된 입력 라인 전압은 레지스터(R10 및 R11)를 통해 컨트롤러 IC(102)의 서플라이 전압 핀 Vcc(핀1)에 입력한다(is input to the supply voltage pin Vcc).
노드(105)에서의 라인 전압은 또한 파워 트랜스포머(T1-A)의 프라이머리 와인딩(primary winding)(106)에 연결된다. 캐패시터(C5)는 상기 정류된 라인 전압으로부터 고주파수 노이즈를 제거한다. 노드(105)에서 프런트 엔드(104)의 출력은 조정되지 않은 DC 입력 전압이다(is an unregulated DC input voltage).
상기 파워 스테이지는 파워 트랜스포머(T1-A), BJT 파워 스위치(Q1), 및 컨트롤러 IC(102)로 구성된다. 파워 트랜스포머(T1-A)는 프라이머리 와인딩(106), 세컨드리 와인딩(107), 및 보조 와인딩(auxiliary winding)(108)을 포함한다. 컨트롤러 IC(102)는 BJT 파워 스위치(Q1)의 ON 및 OFF 상태의 제어를 통해 출력 레귤레이션을 유지한다(maintains output regulation). BJT 파워 스위치(Q1)의 상기 ON 및 OFF 상태는 컨트롤러 IC(102)의 OUTPUT 핀(핀5)으로부터의 제어 신호(110) 출력을 통해 제어된다.
컨트롤 신호(110)는 BJT 파워 스위치(Q1)의 베이스(B)를 드라이브한다(drives the base). BJT 파워 스위치(Q1)의 이미터(E)가 컬렉터 IC(102)의 ISENSE 핀(핀4)에 연결되고 레지스터(R12)를 통해 그라운드로 연결되는 반면, BJT 파워 스위치(Q1)의 컬렉터(C)는 상기 프라이머리 와인딩(106)에 연결된다.
ISENSE 핀은 감지 레지스터(R12)에서 전압의 형태로(in the form of a voltage across sense resistor R12) 프라이머리 와인딩(106)과 BJT 스위치(Q1)를 통해 전류를 감지한다(senses the current). 컨트롤러 IC(102)는 파워 스위치(Q1)의 상기 ON 및 OFF 상태, 컨트롤 신호(110)의 듀티 사이클 및 상기 BJT 베이스 전류 진폭(amplitude)을 컨트롤하기 위해 도 3a 내지 도 3e를 참조하여 아래에서 상세하게 설명되는 변조 기술을 사용한다.
컨트롤러 IC(102)의 GND 핀(핀2)은 그라운드에 연결된다. BJT 스위치(Q1)는 도 1의 실시예에서 상기 파워 스위치로 사용된 데 반하여, 파워 MOSFET 또한 여기에서 다른 실시예들에 따라 스위칭 파워 컨버터(100)를 위한 파워 스위치로 사용될 수 있다.
세컨드리 스테이지는 출력 정류기(output rectifier)로 작동하는 다이오드(D6)와 출력 필터(output filter)로 작동하는 캐패시터(C10)로 구성된다. 노드(109)에서 레귤레이트된 출력 전압(Vout)의 결과는 로드(load)(미도시)와 프리-로드(pre-load)(R14)에 전달된다(is delivered to). 프리-로드(R14)는 로드가 없는 조건에서 상기 파워 컨버터의 출력을 안정화한다(stabilizes the output of the power converter at no load conditions). 또한, ESD(Electrostatic Discharge) 갭(gap)(ESD1)은 프라이머리 와인딩(106)과 다이오드(D6) 사이에 커플링된다.
노드(109)에서 출력 전압(Vout)은 레지스터(R3 및 R4)로 구성되는 레지스티브 전압 디바이더(resistive voltage divider)를 통해 컨트롤러 IC(102)의 VSENSE 핀(핀3)에 입력되는 보조 와인딩(108)에 반영된다. 또한, 컨트롤러 IC(102)가 스타트-업에서 라인 전압(105)에 의해 파워 업되지만, 컨트롤러 IC(102)는 일반 동작에서 스타트-업 후에 보조 와인딩(108)에서 상기 전압에 의해 파워 업된다(controller IC 102 is powered up by the voltage across auxiliary winding 108 after start-up and in normal operation).
따라서, 다이오드(D5) 및 레지스터(R2)는 일반 동작 동안 스타트-업 후에 컬렉터 IC(102)의 상기 VCC 핀(핀1)에 공급 전압 입력으로 사용하기 위해(for use as the supply voltage input) 보조 와인딩(108)에 걸쳐 전압을 정류하는 정류기를 형성한다(form a rectifier for rectifying the voltage across auxiliary winding). 캐패시터(C9)는 스위칭 사이클 사이에서 스타트-업 후에 보조 와인딩(108)에 걸쳐 상기 전압으로부터 또는 스타트-업에서의 노드(105)에서 상기 라인 전압으로부터 파워를 홀드하는데 사용된다.
도 2는 상기 프라이머리 사이드 피드백 플라이백 파워 컨버터의 동작에 따른 상태에 의해 세그먼트된 예시적인 보조 와인딩 전압 파형(VSENSE)을 도시한다. 상기 보조 와인딩 전압은 상기 세컨드리 와인딩 전압을 반영하고 프라이머리 사이드 피드백 플라이백 파워 컨버터에서 상기 출력 전압을 감지하는데 사용된다(is used for sensing the output voltage).
도 1 및 도 2를 참조하면, 상기 파워 스위치의 실제 턴-온 타임(tON)으로 표현되는, 상태1에서, 파워 트랜지스터(Q1)는 턴 온한다. 상태 2에서, 상기 파워 스위치(Q1)는 턴 오프된다. 상기 출력 다이오드(D6)에서의 상기 세컨드리 전류(iSEC)는 상기 파워 스위치의 패러시틱 캐패시턴스 및 누설 인덕턴스로 인한 상기 출력 전압 발생에서 링잉을 시작하고 수행을 시작한다(starts conducting, and ringing on the output voltage occurs due to the leakage inductance and the parasitic capacitance of the power switch).
상태3에서, 출력 전압은 출력 캐패시터(C10)의 등가 직렬 저항(equivalent series resistance)(ESR) 및 다이오드(D6)에서의 IR 드롭으로 인해 드롭한다(the output voltage drops due to the IR drop across the diode (D6) and the equivalent series resistance (ESR) of the output capacitor (C10)). 상태 3에서의 상기 전압 드롭의 크기는 주로 비교적 일정한, 상기 세컨드리 전류(iSEC)의 변화의 레이트의 함수(function of the rate of change of the secondary current)이다.
상태 4에서, 상기 세컨드리 전류(iSEC)는 제로에 접근하고 상기 세컨드리 다이오드(D6)에서의 전압 드롭은 감소한다(he voltage drop across the secondary diode (D6) decreases). 상태 5에서, 상기 출력 전압의 진동(oscillation)은 트랜스포머(T1)의 자화 인덕턴스(magnetizing inductance)와 상기 파워 스위치(Q1)의 패러시틱 캐패시턴스(parasitic capacitance) 사이에 발생한다.
상기 출력 전압을 적절히 레귤레이트하기 위해, 상기 VSENSE 파형은 상기 세컨드리 전류(iSEC)가 제로에 도달하는 경우(이를 테면, 출력 다이오드(D6)가 수행을 중지하는(stops conducting) 경우)에 일반적으로 발생하는 상기 출력 전압을 정확하게 반영하는(accurately reflects) 니 포인트가 있어야 한다(should have a knee point). 경우에 따라 상기 파워 트랜지스터 실제 "온 타임"(tON)이 매우 작은 곳에서, 상기 파워 트랜지스터(Q1)는 완전히 턴 온되지 않을 수 있고(may not be fully turned on) 또는 상기 출력에 전달되는 에너지가 매우 작을 수 있다(energy delivered to the output may be too small).
따라서, 상기 보조 와인딩 파형(VSENSE)은 왜곡될 수 있고 상기 출력 전압을 정확하게 반영하지 못할 수 있다(may become distorted and fail to accurately reflect the output voltage).
다른 한편으로, 저-부하 및 무 부하 동작 상태에서 매우 낮은 파워를 달성하고, 상대적으로 높은 스위칭 주파수를 유지하기 위해, 파워 스위치(Q1)에 대하여 100ns와 같은, 매우 짧은 실제 "온 타임"을 갖는 것은 바람직하다. 그러나, 상기 파워 트랜지스터의 스위칭 스피드에 따라, 상기 트랜지스터 스위치는 매우 짧은 온-타임의 컨트롤 신호에 의해 구동된다(is driven by a control signal with too short an on-time).
일실시예에서, 상기 파워 스위치를 턴 온하거나 턴 오프하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호의 매우 짧은 "온 타임"에 의한 VSENSE 왜곡을 피하기 위해, 최소 "온 타임"(TON _ MIN)은 정확한 감지 및 레귤레이션에 적합한 VSENSE 파형을 생성하도록 설정될 수 있다. 라인 전압 및 상기 파워 트랜지스터 타입을 포함하는 팩터(Factors including line voltage and the power transistor type)는 상기 파워 스위치를 턴 온하거나 또는 턴 오프 하는데 사용되는 상기 컨트롤 신호의 최소 온-타임(TON _ MIN)을 결정하도록 고려될 수 있다.
게다가, TON _ MIN의 결정(determination)은 아래에서 더 상세히 설명되는 바와 같이 여기서의 실시예들에 따라, 동적으로 구성될 수 있다(is made dynamically). 이를 테면, 90 V와 같은, 낮은 라인 전압(입력 전압)에서, 800 ns의 TON _ MIN은 적절한 VSENSE 파형을 생성하기 위해 요구될 수 있는 반면에, 230 V와 같은, 높은 라인 전압(입력 전압)에서, 150 ns의 TON _ MIN은 정확한 감지에 적합한 VSENSE 파형을 생성하기에 충분할 수 있다(may be sufficient to generate a VSENSE waveform suitable for accurate sensing).
게다가, 상기 파워 스위치로 사용되는 느린 MOSFET에 대하여 라인 전압 230 V에서 200 ns의 TON _ MIN은 적합할 수 있는(may be appropriate) 반면에, 상기 파워 스위치로 사용되는 빠른 MOSFET에 대하여, 230 V 의 라인 전압에서 120 ns의 TON _ MIN은 정확한 감지에 적합한 VSENSE 파형을 생성하기에 충분할 수 있다(may be sufficient to generate).
적응 모드 전환(ADAPTIVE MODE TRANSITION)
도 3a는 일실시예에 따른, 스위칭 파워 컨버터(100)의 동작을 도시하는 그래프이다. 라인(J'-K')은 정전압(constant voltage)(CV) 모드에서 스위칭 파워 컨버터(100)의 동작을 나타낸다. 라인(K'-L')은 정전류(constant current)(CC) 모드에서 스위칭 파워 컨버터(100)의 동작을 나타낸다.
일실시예에서, 스위칭 파워 컨버터(100)는 라인(M-A', A'-B, B-C, 및 C-D)으로 표시한 것과 같은 모드들에서 동작한다. 직선(M A')으로 나타낸 높은 부하 상태에서, 스위칭 파워 컨버터(100)는 I3에서 최대 출력 전류(I4)까지의 범위에서 출력 전류(Iout)를 생성하기 위해 제1 PWM 모드에서 동작한다.
상기 출력 전류(Iout)가 I3아래로 드롭하는 경우, 상기 파워 컨버터는 제1 PWM 모드(라인(M A')으로 나타낸)로부터 제1 PFM 모드(라인(A'-B)으로 나타낸)로 전환하고 뒤이어 제2 PWM 모드(라인(B-C)으로 나타내고 이하 '딥(deep)' PWM 또는 DPWM라 함)로 다시 뒤이어 제2 PFM 모드(라인(C-D)으로 나타내고 이하 '딥' PFM 또는 DPFM라 함)로 전환한다(If the output current Iout drops below I3, the power converter transitions from first PWM mode (represented by line M A’) to first PFM mode (represented by line A’-B) followed by second PWM mode (hereinafter referred to as ‘deep’ PWM or DPWM, represented by line B-C) which is again followed by second PFM mode (hereinafter referred to as ‘deep’ PFM or DPFM, represented by line C-D)).
I3 아래의 출력 전류 레벨 동안 사용되는 라인(A'-D)으로 나타낸 싱글 PFM 모드에서 종래의 파워 컨버터와는 다르다(Contrast this with conventional power converters where a single PFM mode represented by line A’-D is used throughout the output current level below I3).
더 구체적으로, 스위칭 파워 컨버터(100)의 출력 전류(Iout)는 I3으로 드롭하고(drops to I3), 스위칭 파워 컨버터(100)는 라인(A'-B)으로 나타낸 PFM 모드로 스위치한다(switches to PFM mode). 전 세계 에너지 기준은 네 개의 로딩 포인트(loading points)에서(25% 로드, 50% 로드, 75% 로드, 및 100% 로드) 효율의 평균에 기초하여 상기 파워 컨버터의 평균 효율을 명시한다.
이러한 기준을 만족하기 위해, 최대 로드의 실질적으로 25% 보다 높은 레벨에서 I3을 설정하여 스위칭 파워 컨버터(100)가 25% 로드 레벨 근처의 PFM 모드에서 동작하는 것은(operates in PFM mode around the 25% load level) 바람직하다. 일실시예에서, I3은 최대 출력 전류(I4)의 50% 정도로 설정된다(I3 is set around 50% of the maximum output current I4).
스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 출력 전류가 I2로 추가로 드롭하는 경우(drops further to I2), 스위칭 파워 컨버터(100)는 모든 PWM 모드에서와 같이 상기 스위치의 듀티 사이클이 각각의 스위칭 사이클에서 상기 스위치의 온-타임의 주기를 조정함으로써 제어되는 DPWM 모드로 전환한다.
DPWM 모드 동안, 상기 스위칭 주파수는 가청 주파수(audible frequency) 범위 보다 높은 FSW2에서 유지된다(is maintained at FSW2). 일실시예에서, 상기 FSW2는 상기 가청 주파수보다 더 높은 약 20 kHz이다. 스위칭 파워 컨버터(100)는 스위칭 파워 컨버터(100)가 I1과 I2 사이에서 출력 전류(Iout)를 생산하는 라인(B-C)으로 나타낸 DPWM 모드에서 동작한다. 일실시예에서, I1 및 I2는 각각 최대 출력 전류(I4)의 약 5% 및 20%로 설정된다.
경부하 조건에서 PWM모드 동작(PWM MODE OPERATION IN LIGHT LOAD CONDITIONS)
또 다른 실시예에서, 스위칭 파워 컨버터(100)는 동적 부하 응답을 향상하는 무-부하 조건 또는 매우-경-부하의(in very-light-load or no-load conditions to improve dynamic load response) 제3 PWM 모드(이하 '깊은-깊은(deep-deep) PWM' 또는 DDPWM로 언급)에서 동작한다.
스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 출력에서 상기 로드가 갑자기 증가되는 경우(이를 테면, 스위칭 파워 컨버터(100)가 낮은-부하 또는 무-부하 상태인 동안에(while) 초기에 스위치 파워 컨버터(100)를 외부의 출력 로드에 연결함으로써), 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 출력 전압은 허용 레벨(permissible level) 아래로 드롭할 수 있고, 또한 상기 낮은-부하 조건에서 낮은 스위칭 주파수로 인한 레귤레이트된 출력 전압을 다시 복구하는 시간의 양이 늘어날 수 있다(also take an extended amount of time to recover back to the regulated output voltage).
상기 낮은-부하 또는 무-부하 조건에서 동적 출력 레귤레이션 성능을 개선하기 위해, 일실시예에 따른 스위칭 파워 컨버터(100)는 미리 결정된 스위칭 주파수에서 DDPWM 모드로 동작하도록 스위치하고(switches to operate in DDPWM mode) 스위칭 파워 컨버터(100)의 출력에서 상기 부하가 감소됨으로써(the load across the output of switching power converter 100 is decreased) DDPFM 모드 또는 제3 PFM 모드(이하 '깊은-깊은 PFM' 또는 DDPFM로 언급되는)로 전환한다(transitions to DDPFM mode or a third PFM mode).
도 3b는 일실시예에 따른, DDPWM 및 DDPFM 모드를 수행하는 스위칭 파워 컨버터(100)의 동작 모드들을 도시하는 그래프이다. 도 3b는 도 3a에서 점선 서클로 그려진 영역을 더 상세히 도시한다. 출력 전류 레벨(I1) 이상의(above) 스위칭 파워 컨버터(100)의 동작(도 3a)은 도 3a를 참조하여 위에서 기술된 실시예들과 기본적으로 동일하며(is essentially the same as the embodiment), 그러므로, 앞에서 언급된 내용의 자세한 설명은 간결함을 위해 여기서 생략된다.
이러한 실시예에서, 스위칭 파워 컨버터(100)는 이러한 조건을 통해 싱글 DPFM 모드에서의 동작 대신에(instead of operating in a single DPFM mode throughout these conditions) 상기 출력 전류(Iout)가 레벨(I1) (도 3b에서 입력 파워 레벨(P1)에 대응하는 도 3a의 I1) 아래인 낮은-부하 및 무-부하의 조건에서 두 개의 추가적인 모드(DDPWM 모드 및 DDPFM 모드)로 동작한다.
스위칭 파워 컨버터(100)의 입력 파워가 P1 아래로 점차 감소되는 시나리오에서(스위칭 파워 컨버터(100)의 출력 전류가 도 3a에서 도시한 것과 같이 I1일 경우 P1는 스위칭 파워 소비 컨버터(100)의 입력 파워 소비에 대응한다), 스위칭 파워 컨버터(100)는 상기 PFM 모드와 같이, 라인(C E)으로 나타낸 DPFM 모드로 동작한다(operates in DPFM mode represented by line C E, as in the PFM mode).
이를 테면, P1은 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 최대 입력 파워 소비의 약 2%가 될 수 있다. 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 입력 파워가 Pa로 드롭하는 경우, 스위칭 파워 컨버터(100)는 동그라미 라인(E-F)으로 표시된 DDPWM 모드로 전환하고 동작한다. 그리고, 스위칭 파워 컨버터(100)는 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 입력 파워가 Pb 아래로 드롭하는 경우 라인(F-D)으로 표시된 것처럼 DDPFM 모드로 다시 전환하고 동작한다.
도 3c는 또 다른 실시예예 따른, 상기 DDPWM 동작 모드를 더 상세하게 도시하는 그래프이다. 곡선(302)는 스위칭 파워 컨버터(100)d의 상기 스위칭 주파수를 나타내고, 곡선(304)는 스위칭 사이클에서 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치를 턴 온하거나 턴 오프하는 컨트롤 신호(110)의 온-타임(TON)의 주기를 나타내고, 곡선(306)은 파워 MOSFET이 상기 파워 스위치로 사용되는 경우 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치의 드라이버의 온-레지스턴스(RDS_ON)를 나타내며(indicates the on-resistance of the driver of the power switch), 및 곡선(308)은 바이폴라 트랜지스터가 상기 파워 스위치로 사용되는 경우 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치의 드라이버에 의해 제공되는 베이스 전류를 나타낸다(indicates the base current provided by the driver of the power switch).
일실시예에서, 상기 동그라미의 라인(E-F)은 일반적으로 스위칭 파워 컨버터(100)의 입력이 파워 소스에 연결되지만 스위칭 파워 컨버터(100)의 출력은 어떤 부하에도 연결되지 않은 동안인 무-부하 동작에 대응한다(corresponds to no-load operation during which the input of switching power converter 100 is connected to a power source but the output of switching power converter 100 is not connected to any load).
무-부하 조건에서, 스위칭 파워 컨버터(100)의 실제 출력 전류는 0 또는 0에 근접하지만 스위칭 파워 컨버터(100)에 의한 파워 소비로 인해 입력 파워는 0이 아니다. Pa 및 Pb는 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 입력 파워 소비의 레벨을 나타낸다. 이를 테면, Pa는 스위칭 파워 컨버터(100)의 최대 입력 파워 소비의 약 1%가 될 수 있다. 또 다른 실시예에서, Pb는 스위칭 파워 컨버터(100)의 최대 입력 파워 소비의 약 0.5%가 될 수 있다.
도 3b 및 도 3c의 수평 축(horizontal axis)은 스위칭 파워 컨버터(100)의 입력 파워를 나타낸다(수평 축이 스위칭 파워 컨버터(100)의 출력 전류를 나타내는 도 3a와 달리). 부하가 감소함으로써(As the load decreases), 스위칭 파워 컨버터(100)에 의해 소비되는 파워는 상기 부하에 의해 소비되는 파워에 비해 더 우세하게 되고(becomes more dominant compared to the power consumed by the load), 더 이상 무시할 수 없다(can no longer be disregarded).
그러므로, 도 3b 및 도 3c에서, 레퍼런스 포인트(Pa 및 Pb)는 스위칭 파워 컨버터(100)의 최대 출력 전류 대신 스위칭 파워 컨버터(100)의 최대 입력 파워의 일부로 표시된다(are indicated as a fraction of the maximum input power).
도 3c로 돌아가서, DDPWM 모드는 TON 컨트롤 영역 및 RDS _ ON 컨트롤 영역인 두 개의 컨트롤 영역으로 나뉠 수 있다. 입력 파워(Pa 및 P2) 사이의 상기 TON 컨트롤 영역에서, 스위칭 파워 컨버터(100)는 DDPWM 모드로 동작하지만 상기 입력 파워가 감소되기 때문에 TON이 감소되고 컨트롤 신호(100)의 주기(TON)를 제어함으로써(by controlling the duration (TON) of control signal 110 directly and reducing TON as the input power is decreased) 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치의 실제 온-타임을 제어한다.
TON이 TON _ MIN에 도달하는 경우, 스위칭 파워 컨버터(100)는 상기 입력 파워가 P2를 지나서 더 감소하지만 TON _ min에서 TON을 유지함에도 불구하고 컨트롤 신호(100)의 온-주기(TON)를 더 감소하지 않는다(does not further reduce the on-duration (TON) of control signal 100 despite the input power decreasing further beyond P2, but rather maintains TON at TON _ min). 대신에, 상기 입력 파워가 P2를 지나 더 감소하는 경우, 스위칭 파워 컨버터(100)는 상기 파워 스위치를 더 느리게 턴 온함으로써(by turning on the power switch more slowly) 이를 테면, BJT 파워 스위치가 파워 컨버터(100)에서 사용되는 경우 상기 파워 스위치를 구동하는 드라이버에 의해 제공되는 베이스 전류(Ib)를 감소시킴으로써(by decreasing the base current), 또는 파워 MOSFET 파워 스위치가 스위칭 파워 컨버터(100)에서 사용되는 경우 상기 드라이버의 온-레지스턴스(RDS_ON)를 증가시킴으로써(by increasing the on-resistance), 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치의 상기 실제 온-타임을 감소시킨다(decreases the actual on-time of the power switch).
따라서, 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치가 BJT일 경우, 상기 BJT 파워 스위치를 구동하는 상기 드라이버에 의해 제공되는 상기 베이스 전류(Ib)는 입력 파워(Pa 및 P2) 사이에서 일정하지만(is constant between input powers Pa and P2), 상기 입력 파워가 곡선(308)에 의해 도시된 Pb에서의 그것의 최소 값, Ibmin에 도달할 때까지(until it reaches its minimum value, Ibmin, at Pb as shown by curve 308) 감소되기 때문에 입력 파워(P2 및 Pb) 사이에서 감소된다(is decreased between input powers P2 and Pb as the input power is decreased).
다른 한편으로, 스위칭 파워 컨버터(100)의 상기 파워 스위치가 파워 MOSFET일 경우, 상기 파워 MOSFET을 구동하는 상기 드라이버의 상기 온-레지스턴스(RDS_ON)는 입력 파워(Pa 및 P2) 사이에서 일정하지만, 곡선(304)으로 도시된 Pb에서 그것의 최대 값, RDS _ ON _ max에 도달할 때까지 상기 입력 파워가 감소되기 때문에(as the input power is decreased, until it reaches its maximum value, RDS _ ON _ max, at Pb as shown by curve 304) 입력 파워(P2 및 Pb)사이에서 증가된다.
상기 입력 파워가 P2로부터 Pb까지 감소됨으로써 상기 파워 스위치가 더 천천히 턴 온되기 때문에(Because the power switch is turned on more slowly as the input power is decreased from P2 to Pb), 상기 파워 스위치의 상기 실제 온-타임은 감소되고(is decreased) 및 적은 파워가 스위칭 파워 컨버터(100)에 의해 부하로 전달되고(is delivered by switching power converter 100 to the load), 그렇게 함으로써 상기 감소하는 입력 파워는 스위칭 파워 컨버터(100)에 적절하게 응답한다(thereby appropriately responding to the decreasing input power to switching power converter).
일실시예에서, TON _ min, RDS _ ON _ max, 또는 Ibmin은 TON _ min, RDS _ ON _ max, 또는 Ibmin에 대해 사용하기 위한 값을 결정하는 경우 스위칭 파워 컨버터(100)의 회로 파라미터뿐만아니라 스위칭 파워 컨버터(100)의 동작 조건이 고려되어 동작에서 동적으로 결정된다(are determined dynamically in operation).
도 3d는 TON _ min 컨트롤을 위한 예시적 컨트롤 알고리즘을 도시한다. 도 1과 함께 도 3d를 참조하면, 펄스 트레인(the pulse train)은 파워 트랜지스터(Q1)에 스위칭 입력을 제공하기 위해 컨트롤 신호(110)로써 컨트롤 IC(102)로부터 일련의 펄스 출력을 도시한다(illustrates a series of pulses output from controller IC 102 as control signal 110 to provide a switching input to the power transistor).
배드(Bad) VSENSE 신호(404)는 적절한 VSENSE 파형을 렌더링 하는데 시간이 매우 짧은 펄스 트레인에서 상기 펄스의 온-타임의 주기로 인해(due to the duration of the on-time of the pulses in the pulse train being too short to render a proper VSENSE waveform), 상기 VSENSE 파형이 왜곡 되었는지(이를 테면, 배드 VSENSE는 하이(is high)) 아닌지의 여부를 나타내는 신호이다.
타이머 신호(402)는 배드 VSENSE 신호(404)가 적절히 왜곡되지 않은 VSENSE 파형의 결과인 온-타임의 최소 양 근처에서 TON _ min을 유지하기 위해 작동하는 라이트하게 로드된 스프링 텐션의 역할을 하는 프리 러닝 타이머(free running timer that functions as a lightly loaded spring tension)이다.
TON _ min 신호(406)는 어떻게 TON _ min의 값이 예시적인 컨트롤 알고리즘에 따라 스위칭 사이클-바이-스위칭 사이클 베이시스로 조정될 수 있는지를 나타낸다(TON _ min signal 406 indicates how the value of TON _ min may be adjusted on a switching cycle-by-switching cycle basis according to the exemplary control algorithm). 처음에, TON _ min는 예상된 라인 전압 변화(estimated line voltage variation) 또는 다른 적절한 시스템 파라미터에 기초하여 미리 결정된 값으로 설정될 수 있다.
또는, TON _ min는 낮은 값(이를 테면, 0)으로부터 왜곡되지 않은 VSENSE 파형을 획득할 수 있는 값으로(이를 테면, 배드 VSENSE 파형이 로직 로우에 있음(is at logic low)) 값을 램핑함으로써(by ramping) 처음에 설정될 수 있다. TON _ min의 이 값은 도 3d에서 T1으로 언급된다.
이를 테면, 컨트롤러 IC(102)는 미리 결정된 인터발에서 점차적으로 TON _ min의 값을 램프할 수 있다(may ramp)(이를 테면, 클럭 사이클의 일부 또는 클럭 사이클의 정수로(by a fraction of a clock cycle or an integer number of clock cycles)). 일실시예에서, 상기 미리 결정된 인터발은 펄스 트레인에서 펄스의 하나 또는 그 이상의 엣지의 발생과 관련될 수 있다(may be associated with the occurrence of one or more edges of pluses in pulse train).
또 다른 실시예에서, 상기 미리 결정된 인터발은 파워 컨버터(100)의 예상된 출력 파워 출력(estimated output power output), 예상된 라인 전압 변화 또는 다른 적절한 시스템 파라미터에 기초될 수 있는 미리 결정된 값과 관련될 수 있다.
상기 라인 전압이 스위칭 사이클 동안 늘어지는 경우에서(In cases where the line voltage sags during a switching cycle), T1은 적절하게 왜곡되지 않은 VSENSE 파형을 생성하는 충분한 에너지를 전달할 수 있다(may deliver). 이에 대응하여(In response), 배드 VSENSE 신호(404)는 로우에서 하이로 전환한다(transitions from a low to a high)(왜곡된 VSENSE 파형을 나타내는).
배드 VSENSE 신호(404)를 전환하기 위한 기준은(The criteria for triggerin) 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 알려진 다양한 파형 분석 기술을 이용하여 결정될 수 있다. 이를 테면, 배드 VSENSE 신호(404)는 (i) 상기 VSENSE 펄스가 임계치 또는 컴플리언스 마스크에 비해 매우 좁을 경우(is too narrow), (ii) VSENSE 파형이 매우 일찍 미리 결정된 값으로 상승하거나 매우 늦게 미리 결정된 값으로 떨어지는 경우, (iii) 상기 VSENSE 파형이 예상된 최대 값으로 상승하는 것이 실패하는 경우, 및/또는 (iv) VSENSE의 다음 사이클이 예상보다 빨리 발생하는 경우, 등등에서 로우로부터 하이로 전환할 수 있다.
상기 배드 VSENSE 신호(404)는 로우로부터 하이로 전환하고, TON _ min의 값은 ΔT에 의해 T1로부터 T1+ ΔT까지 증가한다(min increases by ΔT). TON _ min의 값의 조정이 있을 때마다, 타이머(402)는 "0"으로 리셋되고 카운팅을 재시작한다(is reset to "0" and resumes counting). 타이머(402)가 미리-결정된 임계치에 도달하는 경우, TON _ MIN의 값은 T1+ ΔT로부터 T1까지 ΔT로 감소된다. 미세한 컨트롤 단위를 제공하기 위해, ΔT는 상기 스위칭 사이클의 하프-클럭 사이클(half-clock cycle)로 나타낸다. 이를 테면, 20 MHz 시스템 클럭에 대해, 상기 클럭 주기는 50 ns가 되고 ΔT는 25 ns가 된다(the clock period would be 50 ns and ΔT would be 25 ns).
예시적인 동적 TON _ min 컨트롤 알고리즘은 다음과 같이 동작한다:
1. 모든 스위칭 사이클에서, 배드 VSENSE 신호(404)가 하이로 되는 경우, TON_min은 T1+ΔT까지 ΔT로 증가된다(is increased by ΔT, to T1+ΔT).
2. 모든 스위칭 사이클에서, 타이머(402)가 상기 미리-설정된 임계치에 도달하는 경우, TON _ MIN는 다시 T1까지 ΔT로 감소된다(is decreased by ΔT back to T1).
3. 모든 스위칭 사이클에서, 배드 VSENSE 신호(404)가 하이가 되거나 또는 타이머(402)가 상기 미리-설정된 임계치에 도달하는 경우, 타이머(402)는 0으로 리셋된다. 그렇지 않으면, 타이머(402)는 카운트를 계속한다(continues to count).
그에 맞춰서, 실시예들에 따른 스위칭 파워 컨버터(100)는 여기에서 이상적인 TON _ min를 서치하고(herein searches for the ideal TON _ min), ΔT 차이가 나는 두 개의 값 사이에서 TON _ min을 히스테리하게 조정한다(hysterically adjusts TON _ min between two values with a ΔT difference).
도 3e는 동적인 RDS _ ON 컨트롤을 위한 예시적 알고리즘을 도시한다. 이전에 논의된 바와 같이, 파워 MOSFET이 상기 파워 스위치로 사용되는 경우 상기 파워 스위치의 실제 온-타임은 상기 파워 스위치의 게이트 레지스턴스(RDS_ON)를 조정함으로써(by adjusting) 감소될 수 있다. DDPWM 모드의 RDS _ ON 컨트롤 영역에서, 상기 펄스 트레인에서(TON 타임) 상기 펄스의 "온" 주기는 도 3d에서 기술된 상기 동적 TON _ min 컨트롤 알고리즘에 의해 결정되는 것으로써 TON _ min 보다 큰 값에 또는 TON _ min에 고정된다(is fixed at TON _ min or at a value that is larger than TON _ min as determined by the dynamic TON _ min control algorithm described in FIG. 3D).
일반적으로 동적 RDS _ ON 컨트롤을 위한 예시적 알고리즘은 TON _ min 컨트롤 알고리즘과 유사한 방식으로 동작하지만, 대신 값 RDS _ ON를 동적으로 조정하는데 사용된다(but instead is used to dynamically adjust the value RDS _ ON). RDS _ ON _ max 신호(408)는 어떻게 RDS _ ON의 값을 상기 알고리즘에 따라 스위칭 사이클-바이-스위칭 사이클 베이시스로 조정될 수 있지를 나타낸다(indicates how the value of RDS _ ON may be adjusted on a switching cycle-by-switching cycle basis according to the algorithm).
처음에, RDS _ ON는 스위칭 파워 컨버터(100)에서 사용되는 파워 트랜지스터의 타입 및/또는 다른 시스템 파라미터에 기초가 될 수 있는(may be based on the type), 미리 결정된 값(이를 테면, 50 옴)으로 설정될 수 있다. 도 3e에서, RDS_ON_max는 R1으로 설정된다. R1은 이전에 기술된 것처럼 결정 T1과 유사한 방식으로 결정될 수 있다(may be determined in a similar manner to the determination T1). 배드 VSENSE 신호(404)는 왜곡된 VSENSE를 나타내기 위해, 로우로부터 하이로 전환하고(transitions from a low to a high, indicating a distorted VSENSE), RDS _ ON _ max의 값은 ΔR으로 R1으로부터 R1 - ΔR까지 감소된다.
ΔR의 값은 스위칭 파워 컨버터(100)에서 사용되는 파워 트랜지스터의 타입 및/또는 다른 시스템 파라미터에 기초가 될 수 있는, 미리 결정된 값이 될 수 있다. 일실시예에서, RDS _ ON은 50옴으로 설정될 수 있고, RDS _ ON _ max는 300옴으로 설정될 수 있으며, ΔR은 20옴으로 설정될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 상기 펄스 트레인에서 상기 펄스의 "온" 주기가 도 3d에서 기술된 동적 TON _ min 컨트롤 알고리즘에 의해 결정된 것과 같이 TON _ min 보다 큰 값에서 또는 TON _ min에서 고정되는 동안(while the “on” duration of the pulses in the pulse train (TON time) is fixed at TON _ min or at a value that is larger than TON_min as determined by the dynamic TON _ min control algorithm) RDS _ ON, RDS _ ON _ max, 및 ΔR은 왜곡되지 않은 VSENSE를 유지하기 위해 RDS _ ON의 값을 동적으로 조정하도록 컨트롤러(102)가 이용할 수 있는 적절한 다른 값으로 설정될 수 있다.
RDS _ ON _ max의 상기 값의 조정이 있을 때마다(Whenever there is an adjustment of the value of RDS _ ON _ max), 타이머(402)는 "0"으로 리셋되고 카운팅을 재시작한다(resumes counting). 타이머(402)가 미리-결정된 임계치에 도달하는 경우, RDS _ ON _ max의 값은 ΔR로 R1- ΔR로부터 R1까지 증가된다. 예시적인 동적 RDS _ ON _ max 컨트롤 알고리즘은 다음과 같이 동작한다:
1. 모든 스위칭 사이클에서, 배드 VSENSE 신호(404)는 하이로 되는 경우, RDS_ON_max는 하나의 스탭 ΔR로 R1-ΔR까지 감소된다(is reduced by one step ΔR, to R1-ΔR).
2. 모든 스위칭 사이클에서, 타이머(402)가 미리-설정된 임계치에 도달하는 경우, RDS _ ON _ max는 하나의 스탭 ΔR로 다시 R1까지 증가된다.
3. 모든 스위칭 사이클에서(At any switching cycle), 배드 VSENSE(404)가 하이로 되거나 또는 타이머(402)가 상기 미리-설정된 임계치에 도달하는 경우, 타이머(402)는 0으로 리셋된다. 그렇지 않으면, 타이머(402)는 카운트를 계속한다(continues to count).
예시적인 동적 RDS _ ON _ max 컨트롤 알고리즘은 이를 테면, 스위칭 파워 컨버터(100)의 파워 스위치를 어떻게 빠르게 턴 온되게 할 것인지(how rapidly the power switch of switching power converter 100 will be turned on)와 같은, 파워 트랜지스터 구동 강도를 컨트롤하는 방법 중 하나이다.
동적 RDS _ ON 컨트롤 및 RDS _ ON _ max 컨트롤의 동일한 콘셉은 위에서 설명된 바와 같은 바이폴라 접합 트랜지스터(bipolar junction transistor)(BJT) 파워 스위치의 베이스 전류(Ib)를 제어하기 위해 적용될 수 있다. 상기 스위칭 파워 컨버터를 위한 상기 스위칭 디바이스로 사용되는 BJT에 적용에서(Applied to a BJT used as the switching device for the switching power con), 또 다른 예시적인 동적 최소 베이스 전류(Ibmin) 컨트롤 알고리즘(exemplary dynamic minimum base current Ibmin control algorithm)은 다음과 같이 동작할 수 있다:
1. 모든 스위칭 사이클에서, 상기 배드 VSENSE 신호가 하이로 되는 경우, Ibmin은 하나의 스탭 ΔI로 I1으로부터 I1+ΔI까지 증가된다(is increased by one step ΔI from I1 to I1+ΔI).
2. 모든 스위칭 사이클에서, 상기 타이머가 상기 미리-설정된 임계치에 도달하는 경우, Ibmin은 하나의 스탭 ΔI로 다시 I1까지 감소된다.
3. 모든 스위칭 사이클에서, 상기 배드 VSENSE 신호가 하이로 되거나 또는 상기 타이머가 상기 미리-설정된 임계치에 도달하는 경우, 상기 타이머는 0으로 리셋된다. 그렇지 않으면, 상기 타이머는 카운트를 계속한다(Otherwise, the Timer continues to count).
본 명세서를 읽을 시, 본 발명이 속하는 통상의 기술자는 스위칭 파워 컨버터를 위한 추가적인 대안의 설계를 인지할 수 있다. 이를 테면, 컨트롤러 IC(102) 및 도 2에 도시된 이것의 어플리케이션 회로는 상기 프라이머리-사이드 피드백 컨트롤에 기초하지만, 본 원의 동일한 원칙은 상기 세컨드리-사이드 피드백 컨트롤(secondary-side feedback control)에 기초하여 대안의 설계에 적용된다.
따라서, 본 발명의 특정 실시예들 및 어플리케이션이 도면과 함께 설명되었으며, 여기에 기술된 정확한 구조 및 구성 요소에 국한되지 않은 것으로 이해될 수 있으며, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명백한 다양한 수정, 변경 및 변형은 여기에 기술된 본원의 방법 및 장치의 어레인지먼트, 동작 및 세부 설명으로 본 명세서의 사상 및 범위를 벗어나지 않고 이루어질 수 있다.

Claims (36)

  1. 스위칭 파워 컨버터에 있어서,
    입력 전압에 커플링되는 프라이머리 와인딩 및 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력에 커플링되는 세컨드리 와인딩을 포함하는 트랜스포머;
    상기 트랜스포머의 상기 프라이머리 와인딩에 커플링되는 스위치 - 상기 프라이머리 와인딩을 통한 전류는 상기 스위치가 턴 온되는 동안 생성되고 상기 스위치가 턴 오프되는 동안 생성되지 않음 -; 및
    컨트롤 신호를 생성하여 상기 스위치를 턴 온하거나 또는 턴 오프하도록 구성되는 컨트롤러 - 상기 스위치는 상기 컨트롤 신호가 제1 상태인 것에 응답하여 턴 온되고, 상기 스위치는 상기 컨트롤 신호가 제2 상태인 것에 응답하여 턴 오프됨 -;
    를 포함하고,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 전류가 제1 전류 레벨 보다 큰 것에 응답하여, 상기 컨트롤러는 제1 펄스 폭 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하도록 더 구성되고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 상기 전류가 상기 제1 전류 레벨 보다 작고 제2 전류 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제2 전류 레벨은 상기 제1 전류 레벨 보다 작음 -, 상기 컨트롤러는 제1 펄스 주파수 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하도록 더 구성되고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 상기 전류가 상기 제2 전류 레벨 보다 작고 제3 전류 레벨 보다 큰 것에 반응하여 - 상기 제3 전류 레벨은 상기 제2 전류 레벨 보다 작음 -, 상기 컨트롤러는 제2 펄스 폭 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하도록 더 구성되고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 상기 전류가 상기 제3 전류 레벨 보다 작고 상기 스위칭 파워 컨버터의 입력 파워가 제1 파워 레벨보다 큰 것에 응답하여, 상기 컨트롤러는 제2 펄스 주파수 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하도록 더 구성되고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 입력 파워가 상기 제1 파워 레벨 보다 작고 제2 파워 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제2 파워 레벨은 상기 제1 파워 레벨 보다 작음 -, 상기 컨트롤러는 제3 펄스 폭 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하도록 더 구성되고; 및
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 입력 파워가 상기 제2 파워 레벨 보다 작은 것에 응답하여, 상기 컨트롤러는 제3 펄스 주파수 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제3 펄스 폭 변조 모드에서,
    상기 입력 파워가 상기 제1 파워 레벨 보다 작고 제3 파워 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제3 파워 레벨은 상기 제2 파워 레벨 보다 크고 상기 제1 파워 레벨 보다 작음 -, 상기 컨트롤러는 상기 입력 파워를 상기 스위치의 턴-온의 실제 주기로 감소되도록 감소함으로써 상기 제1 상태가 되는 상기 컨트롤 신호의 주기를 감소하고,
    상기 입력 파워가 상기 제3 파워 레벨 보다 작고 상기 제2 파워 레벨 보다 큰 것에 응답하여, 상기 컨트롤러는 상기 입력 파워를 상기 스위치의 턴-온의 상기 실제 주기로 감소하도록 감소함으로써 상기 스위치가 턴 온되는 스피드를 감소하는 스위칭 파워 컨버터.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위치는 바이폴라 접합 트랜지스터이고, 상기 컨트롤러는 상기 입력 파워가 감소하여 상기 스위치의 턴-온의 상기 실제 주기를 감소하도록 하여 상기 스위치에 인가되는 베이스 전류(Ib)를 감소시킴으로써 상기 스위치가 턴 온되는 상기 스피드를 감소하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 스위치는 금속 산화막 반도체 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)이고, 상기 컨트롤러는 상기 입력 파워가 감소하여 상기 스위치의 턴-온의 상기 실제 주기를 감소하도록 하여 상기 스위치의 온 레지스턴스(RDS_ON)를 증가시킴으로써 상기 스위치가 턴 온되는 상기 스피드를 감소하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  5. 제2항에 있어서,
    상기 입력 파워 레벨이 상기 제2 파워 레벨 보다 크고 상기 제3 파워 레벨 보다 작은 것에 응답하여, 상기 컨트롤러는 미리 결정된 값에서 상기 제1 상태가 되는 상기 컨트롤 신호의 상기 주기를 유지하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 제3 파워 레벨에서 상기 제1 상태가 되는 상기 컨트롤 신호의 상기 주기를 나타내는 제1 온-주기 값과 제2 온- 주기 값 사이에서 전환함으로써 상기 미리 결정된 값을 조정하도록 더 구성되고, 상기 제2 온 주기 값이 상기 제1 온 주기 값에 상기 스위치 기간(duration)의 미리 결정된 증가분(increment)을 플러스한 것을 나타내는 스위칭 파워 컨버터.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 상기 출력 전압의 파형의 왜곡을 나타내는 미리 결정된 조건을 만족하는 것의 결정에 응답하여 상기 제1 온-주기 값으로부터 상기 제2 온-주기 값으로 상기 미리 결정된 값을 조정하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 컨트롤러는,
    상기 출력 전압의 상기 파형을 검출하고; 및
    상기 출력 전압의 상기 파형의 하나 또는 그 이상의 속성의 값과 하나 또는 그 이상의 미리 결정된 출력 전압 파형 임계 값을 비교하고 상기 비교에 기초하여 상기 출력 전압 파형의 상기 파형이 왜곡되었는지의 여부를 결정하도록 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  9. 제3항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 제1 베이스 전류 값과 제2 베이스 전류 값 사이를 전환함으로써 상기 제2 파워 레벨에서 상기 베이스 전류의 값을 조정하도록 더 구성되고, 상기 제2 베이스 전류 값이 상기 제1 베이스 전류 값에서 미리 결정된 증가분 베이스 전류 값을 마이너스한 것을 나타내는 스위칭 파워 컨버터.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 미리 결정된 조건을 만족하는 것의 결정에 응답하여 상기 제1 베이스 전류 값으로부터 상기 제2 베이스 전류 값으로 상기 베이스 전류의 값을 조정하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  11. 제4항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 제1 온-레지스턴스 값과 제2 온 레지스턴스 값 사이를 전환함으로써 상기 제2 파워 레벨에서 상기 온-레지스턴스의 값을 조정하도록 더 구성되고, 상기 제2 온-레지스턴스 값은 상기 제1 온 레지스턴스 값에 미리 결정된 증가분의 온-레지스턴스 값을 플러스하여 나타내는 스위칭 파워 컨버터.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 미리 결정된 조건을 만족하는 것의 결정에 응답하여 상기 제1 온-레지스턴스 값으로부터 상기 제2 온-레지스턴스 값까지 상기 온-레지스턴스의 값을 조정하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 제1 전류 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 출력 전류 레벨의 약 50 %인 스위칭 파워 컨버터.
  14. 제1항에 있어서,
    상기 제2 전류 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 출력 전류 레벨의 약 20%인 스위칭 파워 컨버터.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 제3 전류 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 출력 전류 레벨의 약 5%인 스위칭 파워 컨버터.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 제1 파워 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 입력 파워 소비의 약 2 %인 스위칭 파워 컨버터.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 제2 파워 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 입력 파워 소비의 약 0 .5%인 스위칭 파워 컨버터.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 제3 파워 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 입력 파워 소비의 약 1 %인 스위칭 파워 컨버터.
  19. 스위칭 파워 컨버터를 컨트롤하는 방법에 있어서,
    상기 스위칭 파워 컨버터는 입력 전압에 커플링되는 프라이머리 와인딩 및 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력에 커플링되는 세컨드리 와인딩을 포함하는 트랜스포머, 및 상기 트랜스포머의 상기 프라이머리 와인딩에 커플링되는 스위치 - 상기 프라이머리 와인딩에 흐르는 전류는 상기 스위치가 턴 온되는 동안 생성되고 상기 스위치가 턴 오프되는 동안 생성되지 않음 -를 포함하고,
    상기 방법은,
    상기 스위치를 턴 온하거나 턴 오프하는 컨트롤 신호를 생성하는 - 상기 스위치는 제1 상태가 되는 상기 컨트롤 신호에 응답하여 턴 온되고 및 상기 스위치는 제2 상태가 되는 상기 컨트롤 신호에 응답하여 턴 오프됨 - 단계를 포함하고, 상기 컨트롤 신호를 생성하는 단계는,
    상기 스위칭 파워 컨버터의 출력에서의 전류가 제1 전류 레벨 보다 큰 것에 응답하여, 제1 펄스 폭 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 상기 전류가 상기 제1 전류 레벨 보다 작고 제2 전류 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제2 전류 레벨은 상기 제1 전류 레벨 보다 작음 -, 제1 펄스 주파수 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 상기 전류가 상기 제2 전류 레벨 보다 작고 제3 전류 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제3 전류 레벨은 상기 제2 전류 레벨 보다 작음 -, 제2 펄스 폭 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 출력에서의 상기 전류가 상기 제3 전류 레벨 보다 작고 상기 스위칭 파워 컨버터의 입력 파워가 제1 파워 레벨 보다 큰 것에 응답하여, 제2 펄스 주파수 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하고;
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 입력 파워가 상기 제1 파워 레벨 보다 작고 제2 파워 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제2 파워 레벨은 상기 제1 파워 레벨 보다 작음 -, 제3 펄스 폭 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하고; 및
    상기 스위칭 파워 컨버터의 상기 입력 파워가 상기 제2 파워 레벨 보다 작은 것에 응답하여, 제3 펄스 주파수 변조 모드에 기초하여 상기 컨트롤 신호를 생성하는
    스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 제3 펄스 폭 변조 모드에서,
    상기 입력 파워가 상기 제1 파워 레벨 보다 작고 제3 파워 레벨 보다 큰 것에 응답하여 - 상기 제3 입력 레벨은 상기 제2 파워 레벨 보다 크고 상기 제1 파워 레벨 보다 작음 -, 상기 스위치의 턴-온의 실제 주기가 감소하도록 입력 파워를 감소시킴으로써 상기 제1 상태로 되는 상기 컨트롤 신호의 주기를 감소하고; 및
    상기 제3 파워 레벨 보다 작지만 상기 제2 파워 레벨 보다 큰 상기 입력 파워에 응답하여, 상기 스위치의 턴-온의 상기 실제 주기가 감소하도록 상기 입력 파워를 감소시킴으로써 상기 스위치가 턴 온되는 스피드를 감소하는
    스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    상기 스위치는 바이폴라 접합 트랜지스터이고,
    상기 입력 파워가 감소하여 상기 스위치의 턴-온의 상기 실제 주기를 감소하도록 하여 상기 스위치에 인가되는 베이스 전류(Ib)를 감소시킴으로써 상기 스위치가 턴 온되는 상기 스피드를 감소시키는 단계를 더 포함하는
    스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  22. 제20항에 있어서,
    상기 스위치는 금속 산화막 반도체 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)이고,
    상기 입력파워가 감소하여 상기 스위치의 턴-온의 상기 실제 주기를 감소하도록 하여 상기 스위치의 온 레지스턴스(RDS_ON)를 증가시킴으로써 상기 스위치가 턴 온되는 상기 스피드를 감소하는 단계를 더 포함하는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 제2 파워 레벨 보다 크지만 상기 제3 파워 레벨 보다 작은 상기 입력 파워 레벨에 응답하여, 미리 결정된 값에서 상기 제1 상태가 되는 상기 컨트롤 신호의 주기를 유지하는 단계를 포함하는
    스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 제3 파워 레벨에서 상기 제1 상태가 되는 상기 컨트롤 신호의 상기 주기를 나타내는 제1 온-주기 값과 제2 온-주기 값 사이에서 전환함으로써 상기 미리 결정된 값을 조정하도록 더 구성되고, 상기 제2 온 주기 값은 상기 제1 온 주기 값에 상기 스위치 기간의 미리 결정된 증가분을 플러스하여 나타내는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  25. 제24항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 상기 출력 전압의 파형의 왜곡을 나타내는 미리 결정된 조건을 만족하는 것의 결정에 응답하여 상기 제1 온-주기 값으로부터 상기 제2 온-주기 값으로 상기 미리 결정된 값을 조정하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 컨트롤러가 상기 출력 전압의 상기 파형을 검출하고; 및
    상기 출력 전압의 상기 파형의 하나 또는 그 이상의 속성의 값과 하나 또는 그 이상의 미리 결정된 출력 전압 파형 임계 값을 비교하고 상기 비교에 기초하여 상기 출력 전압의 상기 파형이 왜곡되었는지의 여부를 결정하도록 구성되는
    스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  27. 제21항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 제1 베이스 전류 값과 제2 베이스 전류 값 사이를 전환함으로써 상기 제2 파워 레벨에서 상기 베이스 전류의 값을 조정하도록 더 구성되고, 상기 제2 베이스 전류 값은 상기 제1 베이스 전류 값에서 미리 결정된 증가분 베이스 전류 값을 마이너스하여 나타내는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  28. 제27항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 미리 결정된 조건을 만족하는 것의 결정에 응답하여 상기 제1 베이스 전류로부터 상기 제2 베이스 전류까지 상기 베이스 전류의 상기 값을 조정하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  29. 제22항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 제1 온-레지스턴스 값과 제2 온 레지스턴스 값 사이를 전환함으로써 상기 제2 파워 레벨에서 상기 온-레지스턴스의 값을 조정하도록 더 구성되고, 상기 제2 온-레지스턴스 값은 상기 제1 온 레지스턴스 값에 미리 결정된 증가분 온-레지스턴스 값을 플러스하여 나타내는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  30. 제29항에 있어서,
    상기 컨트롤러는 상기 스위칭 파워 컨버터의 출력 전압이 미리 결정된 조건을 만족하는 것의 결정에 응답하여 상기 제1 온-레지스턴스 값으로부터 상기 제2 온-레지스턴스 값까지 상기 온-레지스턴스의 값을 조정하도록 더 구성되는 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  31. 제19항에 있어서,
    상기 제1 전류 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 출력 전류 레벨의 약 50%인 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  32. 제19항에 있어서,
    상기 제2 전류 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 출력 전류 레벨의 약 20%인 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  33. 제19항에 있어서,
    상기 제3 전류 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 출력 전류 레벨의 약 5 %인 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  34. 제19항에 있어서,
    상기 제1 파워 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 입력 파워 소비의 약 2 %인 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  35. 제19항에 있어서,
    상기 제2 파워 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 입력 파워 소비의 약0.5 %인 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
  36. 제19항에 있어서,
    상기 제3 파워 레벨은 상기 스위칭 파워 컨버터의 최대 입력 파워 소비의 약 1 %인 스위칭 파워 컨버터 컨트롤 방법.
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