CN108574414A - 用于准谐振qr转换器的频率降低的方法和用于准谐振qr转换器的控制器 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及一种用于准谐振QR转换器的频率降低的方法和一种用于准谐振QR转换器的控制器。本发明公开了一种用于准谐振QR转换器的频率降低的方法，该方法包括通过检测到谐振波形的电压电平降至第一阈值电压以下来检测QR转换器的谐振波形的波谷点。形成从QR转换循环开始到波谷点的消隐时间。响应于QR转换器的输出负载的第一降低延长消隐时间，同时将QR转换器的初级电流保持在第一电流电平。响应于输出负载的第二降低将初级电流降低到小于第一电流电平的第二电流电平，同时将消隐时间保持在最大消隐时间。

Description

用于准谐振QR转换器的频率降低的方法和用于准谐振QR转换 器的控制器
相关申请的交叉引用
本申请是要求2017年3月10日提交的名称为“ADVANCED FREQUENCY REDUCTIONWITH QUASI-RESONANT CONTROL FOR WIDE INPUT AND OUTPUT CONDITIONS”(使用对宽输入和输出条件的准谐振控制进行的高级频率降低)的共同未决的美国临时申请第62/469,873号的优先权的实用申请，所述临时申请的全部内容以引用方式并入本文。
技术领域
本公开整体涉及准谐振电源转换器，并且更具体地涉及降低电源转换器的切换频率，同时在突发模式操作期间改善音频噪声降低。
背景技术
准谐振(QR)电源转换器将能量分组从变压器的初级侧转移到变压器的次级侧。通过以下方式控制该能量转移：使用脉宽调制(PWM)切换初级侧上的晶体管以控制每个分组的振幅和持续时间。当次级侧上的负载(例如，输出)降低时，能量分组在振幅和持续时间方面降低，从而引起较高频率切换。较高频率切换是不期望的，因为这会引起较大切换损耗。
一种控制因输出负载降低引起的切换频率升高的方法是限制或增加能量分组的宽度，以换取分组振幅的进一步降低。为了防止切换的不连续性，切换该频率，使之符合初级侧上的谐振波形的最低水平或波谷。通过检测该波谷并转变为新频率，控制因输出负载降低引起的切换频率升高。
发明内容
一方面，本发明提供了一种用于准谐振QR转换器的频率降低的方法，包括：通过检测到所述QR转换器的谐振波形的电压电平降至第一阈值电压以下来检测所述谐振波形的波谷点；形成从QR转换循环开始到所述波谷点的消隐时间；响应于所述QR转换器的输出负载的第一降低而延长所述消隐时间，同时将所述QR转换器的初级电流保持在第一电流电平；以及响应于所述输出负载的第二降低而将所述初级电流降低到小于所述第一电流电平的第二电流电平，同时将所述消隐时间保持在最大消隐时间。
另一方面，本发明提供了一种用于准谐振QR转换器的控制器，包括：双稳态设备；波谷检测电路，所述波谷检测电路被配置成在QR转换循环期间检测波谷点，其中所述波谷点是在所述QR转换器的初级侧处的谐振波形的最小电压；振荡器，所述振荡器连接到所述双稳态设备的时钟输入并且被配置成以与消隐时间相等的周期振荡，所述消隐时间开始于所述QR转换循环的起点并且结束于所述波谷点；以及清零电路，所述清零电路连接到所述双稳态设备的清零输入并且被配置成将所述双稳态设备清零，所述清零电路包括：第一电路，所述第一电路被配置成将电流感测电压与最小电流感测电压进行比较，所述电流感测电压与初级电流成比例，第二电路，所述第二电路被配置成将所述电流感测电压与反馈电压进行比较，所述反馈电压与所述QR转换器的输出电压成比例，以及前沿消隐LEB电路。
又一方面，本发明提供了一种用于准谐振QR转换器的频率降低的方法，包括：通过检测到所述QR转换器的谐振波形的电压电平低于第一阈值电压来检测所述谐振波形的波谷点；当所述谐振波形处于所述波谷点时，响应于输出负载的降低而切换所述QR转换器的脉宽调制PWM频率；响应于所述QR转换器的输出负载的第一降低而降低所述PWM频率，同时将所述QR电源转换器的初级电流保持在第一电流电平；以及响应于所述输出负载的第二降低而将所述初级电流降低到小于所述第一电流电平的第二电流电平，同时将所述PWM频率保持在最小频率。
附图说明
本发明以举例的方式进行说明，并且不受附图限制，在附图中类似的标号指示类似的元件。附图中的元件为了简明起见而示出，而未必按比例绘制。
图1是准谐振(QR)转换器的示例性实施方案的示意图。
图2和图3是输出负载逐渐降低的QR转换循环的图形视图。
图4和图5是使用消隐时间延长使频率降低的QR转换循环的图形视图。
图6是根据本公开的实施方案的用于QR转换器的控制器的示意图。
图7是根据本公开的实施方案的图4所示振荡器的示意图。
图8是根据本公开的实施方案的图4所示波谷检测电路的示意图。
图9是根据本公开的实施方案的图4所示的前沿消隐(LEB)电路的示意图。
图10是对初级峰值电流电平做调整的QR转换循环的图形视图。
图11是对消隐时间和初级峰值电流电平做调整的QR转换循环的图形视图。
图12和图13是用于QR转换循环的各种时序信号的图形视图。
图14是用于QR转换器的频率降低的方法的流程图表示。
图15是用于QR转换器的频率降低的方法的流程图表示。
具体实施方式
准谐振电源转换器在提供宽输入和输出范围时会遭受到可听噪声和低效率。具体地讲，能够驱动高负载的转换器将在轻负载条件下升高脉宽调制(PWM)频率，从而造成低效操作。此外，满足能源之星和其他“省电”调节的要求推动了突发模式功能的使用，该突发模式功能也可在特定负载条件下产生可听噪声。
图1示出了包括控制器的QR转换器10的实施方案，该控制器被配置成基于从初级侧感测的电流(Vcs)、从辅助绕组推断的次级(输出)电压Vs以及光电耦合到输出的反馈信号(FB)来调制初级侧(例如，低侧)开关的门。
QR转换器10在输入端子12处接收以接地端子14为参考的电压，并产生正端子16与负端子18之间的输出电压(Vo)。输入端子12连接到变压器的初级绕组20。初级绕组20磁耦合到具有反向感测的次级绕组22和具有反向感测(例如，如绕组上的“圆点”所表示)的辅助绕组24。初级绕组20进一步串联连接到初级侧开关26。输出电容(Coss_eff)28与初级侧开关26和串联连接的电阻器30并联。
控制器32控制QR转换器10。控制器32由VDD 34供电，该VDD从流过辅助绕组24、由辅助二极管36整流并由电容器38滤波的辅助电流获得。控制器32使用对流过电阻器30的初级电流所产生的电流感测电压42作出响应的门信号40并通过在由电阻器46和48所形成的电阻器分接头处产生的电压感测信号44来控制初级侧晶体管26的门。电流感测电压42与瞬时初级电流成比例，并且电压感测44与通过辅助绕组获得的瞬时次级电流成比例。在一个实施方案中，辅助绕组24具有与次级绕组22相同的绕组匝数。在另一个实施方案中，辅助绕组24和次级绕组22的绕组匝数具有不同于单位一的比率，并且控制器32补偿该比率。
控制器32还对反馈电压50作出响应，该反馈电压由光耦合器52从输出电压耦合。具体地讲，当输出电压为高时，光耦合器52将50拉低，因此VFB 50对于高输出负载为低，并且对于低输出负载为高。输出电压由次级二极管54整流并由电容器56滤波。在一个实施方案中，反馈电压50进一步由电阻器58和齐纳二极管60从输出电压调节。
参见图2和图3，在准谐振(QR)操作中，控制器32能够检测波谷的出现，其中由变压器的初级绕组24的磁化电感和低侧开关的有效电容28形成的谐振电压处于最小值。当处于此类波谷中时，初级侧晶体管26的漏极电压电平是最小值。控制器使用电流感测电压42检测波谷点。
最初，QR转换器10具有需要持续时间为Ton1的初级电流70的输出负载。在输出负载降低时，初级电流降低到电流72，随后降低到电流74，持续时间分别为Ton2和Ton3。初级电流70、72和74分别产生振幅和持续时间逐渐减少的次级电流80、82和84，如图2所示。在次级电流因QR转换器10的变压器中的磁通量耗尽衰减至零之后，电压感测波形44显示拐点处的谐振起点，并达到最小值(例如，波谷点)，如波谷检测信号96所示。类似地，电压感测波形92和94达到最小值，如相应波谷检测信号97和98所示。
当输出负载降低时，初级电流(IDS)和次级电流(ISDC)的峰值也将降低。IDS的峰值电流由反馈电压(FB)控制。当输出负载降低时，操作周期TS也减少。因此，当输出为轻负载时，操作频率显著增加。如果操作频率在轻负载下非常高，则切换损耗增加，这是不期望的。为了避免由输出负载降低所引起的高频率操作，使用本文所述的发明限制最大操作频率。当输出负载降低时，频率保持或降低，这需要初级和次级电流峰值的进一步降低，以将相同量的能量从QR转换器10的输入转移到输出负载。
通过使充电时间电压(VCT)从QR转换循环(例如，操作)的起点斜升并终止于波谷检测信号来产生消隐时间。参见图3，负载逐渐降低的三个循环具有由充电时间电压100、102和104限定的相应减少的消隐时间。
现在参见图4和图5，示出了消隐时间的使用，以防止操作频率增加到切换损耗变得相当大的点。初始负载降低使初级电流从110变为112，使次级电流从120变为122，使电压感测波形从130变为132，并且使所检测的波谷点从140变为142。与图2和图3的波形不同，进一步的负载降低基本上不会降低初级电流的峰值，也不会增加操作频率。相反，以与112类似的峰值振幅保持初级电流114，并且降低频率以使输送给输出负载的能量的量更低，并防止因操作频率增加引起的不可接受的切换损耗。
具体地讲，初级电流从112变为114，次级电流从122变为124，并且电压感测波形从132变为134。电压感测波形通过以下方式从132变为134：在与波谷点142(其中谐振电压处于最小值)对应的152处形成最小消隐时间，然后将操作频率改变为降低的频率，而不引起大幅的切换的不连续性。因此与电压感测波形134对应的新操作频率具有新波谷点144以及154处的对应消隐时间。
图6示出了图1的控制器32的实施方案。应当理解，图6和图7所示的具有逻辑门的各种实施方案可使用具有相同逻辑等价性的其他逻辑门的组合实施。例如，可将与门替换为与非门后跟反相器。控制器32包括具有门164输出和互补门_B 166输出的双稳态设备(例如，一个实施方案中的D触发器)。双稳态设备162由来自振荡器(OSC)170的TURN_ON_TRG信号168计时。振荡器170通过反馈电压(FB)172以及由波谷检测电路176产生的波谷检测信号174来控制。波谷检测电路176由电压感测信号44控制。在各种实施方案中，数据输入178由突发/省电模式电路180产生，该突发/省电模式电路由反馈信号172控制。突发/省电模式电路180在突发模式操作期间提供一系列逻辑1数据值，以便在非常轻的负载下保持输出电压。
双稳态设备162由来自与门184的信号182清零。与门184具有来自第一比较器(CMP1)190的CMP1输入188。第一比较器190将电流感测电压42与最小1电流感测电压(VCS-IMIN)194进行比较。最小电流感测电压194从通过VCS传递函数196修改的反馈电压172获得。在各种实施方案中，VCS传递函数定义如下：
(1)K3-(KC-VFB)/K4
变量KC、K3和K4定义如下：
(2)KC＝VFB2
(3)K3＝K恒定
(4)K4＝(VFB2-VFB1)/(VCS-IMIN-H-VCS-IMIN-L)
VCS传递函数196由反馈电压172控制，并且进一步由VCS限幅器198限制，以产生最小电流感测电压194。与门184具有来自第二比较器(CMP2)202的CMP2输入200。第二比较器202将电流感测电压42与偏置电压(VB)204进行比较。偏置电压204从通过二极管连接的增益电路修改的反馈电压172获得。二极管连接形成有双极性结型晶体管(BJT)206，其中基极连接到反馈信号172并通过电阻器208偏置到供电电压(VCC)210。BJT 206的集电极连接到VCC 210。BJT 206的发射极连接到由电阻器212和214所形成的增益电路以提供偏置电压204。在其他实施方案中，二极管替换反馈电压172与增益电路之间的连接。
与门184还具有来自前沿消隐(LEB)电路218的输入216。LEB电路218由互补门166控制。控制器32的实施方案在由TURN_ON_TRG 168信号限定的消隐时间起点激活门164，该门接通初级侧晶体管26，并且响应于电流感测电压42超过最小电流感测电压194和偏置电压204并且进一步响应于LEB 218被激活(例如，逻辑1)去激活门164。
现在参见图7，描述了图6的振荡器170。振荡器170包括双稳态设备230。在各种实施方案中，双稳态设备230是具有R支配的S-R触发器(例如，R(或复位)输入上生效的信号优先于S(或置位)输入上生效的信号)。双稳态设备230输出复位信号232，以在复位232转变为高状态时使开关234复位。开关234在闭合时复位，从而将电容器236分流至接地14。当电容器236分流至接地时，电压VCT 240小于第二阈值电压VT2242，这会引起比较器244输出TURN_ON_TRIG 246信号上的高电平。TURN_ON_TRIG 246上的高电平使双稳态设备230复位，从而使开关234断开。
在复位232转变为低状态之后，随后用连接到VCC 210的电流源238对电容器236充电，从而形成电压斜坡。当VCT 240超过第二阈值电压242时，TURN_ON_TRIG信号246转变为低以移除双稳态设备230上的复位。当VCT 240继续斜升时，VCT 240超过消隐电压(VBNK)248，从而使第三比较器250输出VDW 252上的高电平。当VDW 252和波谷检测信号174均为高时，与门254输出信号256上的高电平以使双稳态设备230置位，从而使开关234复位。消隐电压248从通过VBNK传递函数258修改的反馈电压172获得。在各种实施方案中，VBNK传递函数定义如下：
(5)VFB×(-K1)+K2
变量K1和K2定义如下：
(6)K1＝(VBNK-MAX-(VBNK-MIN×(VFB4/VFB3)))/((VFB3-VFB4)/VFB3)
(7)K2-(VBNK-MIN-K1)/VFB3
VBNK传递函数258由反馈电压172控制，并且进一步由VBNK限幅器259限制，以产生最小消隐电压248。因此，振荡器170的实施方案产生TURN_ON_TRIG信号246，该信号的周期与如由消隐电压248限定的消隐时间相等，并且阶段与如由波谷检测信号174限定的QR转换器10的谐振波形的波谷对准。所产生的TURN_ON_TRIG信号246具有与异步回路延迟相等的脉冲宽度，该异步回路延迟包括双稳态设备230、开关234和比较器244的延迟。
图8示出了图6的波谷检测电路176。波谷检测电路176使用比较器264将镜像电压260与第一阈值电压262进行比较。比较器264产生波谷检测信号174。镜像电压260使用电流镜从电压感测44获得。在一个实施方案中，如图8所示，电流镜形成有将电压感测44耦合到一对NFET 268和270的NFET 266，但是也可以设想到其他电流镜在该电路实施方式的范围和实质内。参见图1和图8，当流过次级绕组22的次级电流54以及因此流过辅助绕组24的辅助电流最小时，电压感测信号44通过电阻器48拉至接地。当电压感测信号44被拉至接地时，附加电流流过NFET 268并且由于镜像反射因此流过NFET 270。流过NFET 270的附加电流使电阻器272两端的电压升高，这使得比较器264在镜像电压260超过第一阈值电压262时转变为高。如由波谷检测信号174的前沿限定的波谷点不是次级电流54的绝对最小值，这是由于第一阈值电压262所造成的偏移。然而，波谷检测信号174基本上与次级电流54的绝对最小值相等，同时提供可靠的感测容限。
图9示出了图6的LEB电路218的实施方案。LEB电路218产生LEB信号216，该信号具有延迟激活以避免与图3的电压感测信号42相关联的前沿振荡。LEB电路218包括电容器280，该电容器由连接到VCC 210的电流源282充电。在电容器280两端形成电压VLEB 284，并且通过比较器288将该电压与第三电压阈值286进行比较以提供LEB信号216。第三阈值电压286被选择为延迟LEB信号216的激活，直至在图3的电压感测波形42的振荡后。在门_B 166激活(例如，门164去激活)时，开关290分流电容器280，从而去激活LEB信号216。
图10示出了响应于QR转换器的输出负载变化对初级峰值电流电平和消隐时间的调整。反馈电压VFB 50测量输出负载。电流感测电压VCS 42测量初级峰值电流。消隐电压VBNK248测量消隐时间。
适应QR转换器的宽输入和输出条件有利地提供较高的平均转换效率和功率密度。在QR操作中，应适当地降低操作频率以实现这些有益效果。在不连续导通模式(DCM)操作中，功率输送基于峰值电流IDS和操作频率(1/TS)。QR转换器的输出功率由下列公式表示：
(8)PO＝1/2[(LM)(I2 PK)(1/TS)]
为了在QR操作期间实现频率降低，在波谷点期间延长消隐时间以防止切换的不连续性。消隐时间还由反馈信号调制为输出负载的量度，并由电流感测电压调制为初级电流的量度。为了实现功率级稳定性，峰值电流IDS应保持在一定电平以使在轻输出负载期间的操作频率最小化。相反，当QR转换器进入突发模式操作时，较高峰值电流IDS和较低频率可能引起较大音频噪声。因此，在QR转换器进入突发模式操作之前，峰值电流IDS降低以使音频噪声最小化，同时在高输出负载下保持较高峰值电流(和较低频率)。
参见图10，示出了用于根据输出负载来调整消隐时间和初级电流的四个操作阶段。阶段300对应于非常轻的输出负载，阶段302对应于轻输出负载，阶段304对应于中等负载，并且阶段306对应于重负载。在一个实施方案中，阶段300包括最大输出负载0％至5％的负载，阶段302包括5％至25％的负载，阶段304包括25％至50％的负载，并且阶段306包括50％至100％的负载。图6的VCS传递函数196包括由VFB1 308和VFB2 310限定的变量，以根据输出负载(使用VFB)实施初级电流调整(使用VCS)的四个阶段。图7的VBNK传递函数256包括由VFB3312和VFB4314限定的变量，以根据输出负载(使用VFB)实施消隐时间调整(使用VBNK)的四个阶段中的三个阶段。
当QR转换器在阶段306期间为重负载时，保持最小消隐时间VBNK-MIN，同时初级电流从初始电平降低到第一电流电平。当QR转换器负载降低进入阶段304时，为了防止操作频率过度增加并由此增加切换损耗，通过将消隐时间增加谐振周期的倍数降低操作频率(例如，与所检测的波谷点对准)。在阶段304期间，将初级电流保持在第一电流电平。当QR转换器负载降低进入阶段302时，消隐时间保持在最大VBNK-MAX，同时初级电流进一步降低到第二电流电平。在阶段300期间，使用图6的突发/省电模式电路180启用突发模式操作316。在阶段304期间，保持第一电流电平允许频率降低以减少切换损耗。在阶段300期间，第二电流电平充分低于第一电流电平，以基本上限制或防止可被人耳检测到的产生的可听噪声(例如，2KHz-3KHz)。在一个实施方案中，可听噪声限于超声频率。
图11，同时参见图1和图10，进一步示出了对消隐时间和初级峰值电流电平的调整。在图11中，反馈电压VFB 318与输出负载成反比。在固定的消隐时间326期间，当VFB 318从重输出负载降低到中等输出负载时，初级电流逐渐从320a降低到320b再降低到320c，并且消隐时间保持在最小值tBNK-MIN，同时电压感测显示在322a和322b处谐振频率的增加。此处，当谐振频率增加时，消隐时间与波谷检测点的整数倍数对准，因此保持固定的操作频率。
在调制的消隐时间328期间，当VFB 318从中等输出负载降低到轻输出负载时，初级电流320c、320d和320e保持在第一电流电平，并且消隐时间从最小值tBNK-MIN延长到最大值tBNK-MAX，同时电压感测显示恒定的谐振频率。
在固定的消隐时间330期间，当1VFB 318从轻输出负载降低时，初级电流320f和320g从第一电流电平降低到第二电流电平，并且消隐时间保持在最大值tBNK-MAX，同时电压感测显示恒定的谐振频率。
图12和图13进一步示出了图1及图6至图9中的电路的操作和信号时序。参见图12，门40具有活动阶段400和非活动阶段402。在活动阶段400期间，初级侧晶体管26被激活以允许初级电流流过初级绕组24。在活动阶段400期间，电压感测在404处未显示次级电流，因为QR转换器的变压器中产生了磁通量。当门40转变为非活动阶段402时，电压感测44所测得的次级电流54响应于变压器中的通量上升，且在前沿上具有初始振荡406。变压器在因变压器磁芯中的通量耗尽消磁之后，谐振循环开始，在408处出现第一波谷点。在图12的示例性实施方案中，谐振循环结束于410，且第二波谷点由消隐计时器封锁，因此QR操作周期是tS412。
参见图7和图12，当VCT波形240超过第二阈值电压242时，TURN_ON_TRIG246在438处转变为低。当VCT波形240继续斜升并超过VBNK 248时，则VDW 252在422处转变为高。当VS 44在404、408和410处为低时，波谷检测信号174在430、432和434处为高。当VDW 252和VD 174两者为高时，双稳态设备230被置位，这使VCT240电压复位至接地，从而在424处去激活VDW 252并在436处激活TURN_ON_TRIG246。
参见图6、图9和图13，当电流感测电压42超过VCS_IMIN 194时，第二比较器CMP2 200在460处转变为高。当电流感测电压42超过VB 204时，第一比较器CMP1 188在456处转变为高。在图9中，当VLEB 284超过第三阈值电压286时，LEB 216在480处转变为高。在CMP1 188、CMP2200和LEB 216全为高的情况下，与门184将双稳态设备162清零，从而使门40转变为低状态402，并使门_B 166转变为高。门_B 166因此使VLEB 284复位为低并因此在482处使LEB复位为低。在门40被去激活的情况下，初级侧晶体管26断开，从而使VCS 42被拉至接地，并因此去激活462处的CMP1和CMP2 458。
图14示出了根据示例性实施方案的用于频率降低的方法。在490处，例如使用波谷检测电路176，检测QR转换器10的谐振波形的波谷点。在492处，形成从QR转换循环开始并在波谷点处结束的消隐时间420。在494处，例如在图10的阶段304处，响应于第一负载降低延长消隐时间，同时将初级电流保持在第一电流电平。在496处，例如在图10的阶段302处，响应于第二负载降低将初级电流降低到第二电流电平，同时保持最大消隐时间。
图15示出了根据示例性实施方案的用于频率降低的另一种方法。在500处，检测QR转换器10的谐振波形的波谷点。在502处，响应于负载降低在波谷点处切换PWM频率。在504处，响应于第一负载降低降低PWM频率，同时保持第一电流电平(例如在图10的阶段304处)。在506处，响应于第二负载降低而将初级电流降低到第二电流电平，同时保持最小PWM频率(例如在图10的阶段302处)。
如将理解的，所公开的实施方案至少包括以下内容。在一个实施方案中，用于准谐振(QR)转换器的频率降低的方法包括通过检测到谐振波形的电压电平降至第一阈值电压以下检测QR转换器的谐振波形的波谷点。形成从QR转换循环开始到波谷点的消隐时间。响应于QR转换器的输出负载的第一降低延长消隐时间，同时将QR转换器的初级电流保持在第一电流电平。响应于输出负载的第二降低将初级电流降低到小于第一电流电平的第二电流电平，同时将消隐时间保持在最大消隐时间。
用于QR转换器的频率降低的方法的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。响应于QR转换器的输出电压的降低使用在第二电流电平下的初级电流进行突发模式操作。响应于输出负载的初始降低将初级电流从初始电平降低到第一电流电平，同时将消隐时间保持在最小消隐时间。在消隐时间结束时改变QR转换器的频率。第一降低为QR转换器输出处的满电流负载的50％，并且第二降低为满电流负载的25％。来自突发模式操作的可听噪声在第二电流电平下产生，且不是在第一电流电平下产生。检测波谷点包括感测QR转换器的辅助绕组中的辅助电流，使用电流镜产生从辅助电流获得的镜像电压，以及将镜像电压与第一阈值电压进行比较。形成消隐时间包括响应于检测到波谷点且电压斜坡超过消隐电压改变双稳态设备的状态，该消隐电压从反馈电压获得。使用由门信号控制的串联连接的初级侧晶体管来控制初级电流，该门信号通过以下方式形成：使用振荡器为双稳态设备计时，并且响应于电流感测电压超过最小电流感测电压且超过反馈电压将双稳态设备清零，该电流感测电压与初级电流成比例并且该反馈电压与QR转换器的输出电压成比例。响应于电流感测电压超过最小电流感测电压和反馈电压并且激活前沿消隐(LEB)信号将双稳态设备清零。在突发模式操作期间，通过响应于反馈电压的值改变双稳态设备的数据值，从而确定门信号的逻辑值。
在另一个实施方案中，用于QR转换器的控制器包括双稳态设备。波谷检测电路被配置成在QR转换循环期间检测波谷点，其中该波谷点是在QR转换器的初级侧处的谐振波形的最小电压。振荡器连接到双稳态设备的时钟输入并且被配置成与消隐时间相等的周期振荡，该消隐时间开始于QR转换循环的起点并且结束于波谷点。清零电路连接到双稳态设备的清零输入并且被配置成将双稳态设备清零，该清零电路包括第一电路、第二电路和前沿消隐(LEB)电路，该第一电路被配置成将电流感测电压与最小电流感测电压进行比较，该电流感测电压与初级电流成比例，该第二电路被配置成将电流感测电压与反馈电压进行比较，该反馈电压与QR转换器的输出电压成比例。
用于QR转换器的控制器的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。双稳态设备连接到初级侧晶体管的门，该初级侧晶体管被配置成传导QR转换器的初级电流。波谷检测电路包括连接在电阻器分接头与比较器之间的电流镜，该电阻器分接头产生与QR转换器的次级电流成比例的所感测电压，该比较器将镜像电压与第一阈值电压进行比较以确定QR转换循环的波谷点，其中镜像电压镜像反射自所感测电压。振荡器包括双稳态设备，该双稳态设备被配置成响应于该双稳态设备被置位使电容充电电路复位，该电容充电电路产生电压斜坡，使用比较器将该电压斜坡和与消隐时间成比例的消隐电压进行比较，当检测到波谷点时，第三比较器的输出使双稳态设备置位。第一电路包括连接到第一比较器的正输入的电流感测电压、连接到第一比较器的负输入的最小电流感测电压、以及使用传递函数和限幅器从反馈电压获得的最小电流感测电压。第二电路包括连接到第二比较器的正输入的电流感测电压、连接到第二比较器的负输入的偏置电压、以及使用增益电路从反馈电压获得的偏置电压。
在另一个实施方案中，用于QR转换器的频率降低的方法包括通过检测到谐振波形的电压电平低于第一阈值电压来检测QR转换器的谐振波形的波谷点。当谐振波形处于波谷点时，响应于输出负载的降低切换QR转换器的脉宽调制(PWM)频率。响应于QR转换器的输出负载的第一降低降低PWM频率，同时将QR电源转换器的初级电流保持在第一电流电平。响应于输出负载的第二降低将初级电流降低到小于第一电流电平的第二电流电平，同时将PWM频率保持在最小频率。
用于QR转换器的频率降低的方法的替代实施方案包括下述特征之一，或它们的任何组合。响应于QR电源转换器的输出电压的降低，使用在第二电流电平下的初级电流进行突发模式操作。响应于输出负载的初始降低将初级电流从初始电平降低到第一电流电平，同时将PWM频率保持在最大频率。
附加示例性实施方案：
下面是示例性实施方案，包括明确列举为“EC”(实施例组合)的至少一些实施方案，它们根据本文所述的构思提供各种实施方案类型的附加说明；这些实施例不意在是相互排他的、详尽的或限制性的；并且本发明不限于这些示例性实施方案，而是涵盖在所提交的权利要求及其等同形式的范围内的所有可能的修改和变化。
EC1：用于准谐振(QR)转换器的频率降低的方法包括通过检测到谐振波形的电压电平降至第一阈值电压以下来检测QR转换器的谐振波形的波谷点。形成从QR转换循环开始到波谷点的消隐时间。响应于QR转换器的输出负载的第一降低延长消隐时间，同时将QR转换器的初级电流保持在第一电流电平。响应于输出负载的第二降低将初级电流降低到小于第一电流电平的第二电流电平，同时将消隐时间保持在最大消隐时间。
EC2：EC1的方法，还包括响应于QR转换器的输出电压的降低，使用在第二电流电平下的初级电流进行突发模式操作。
EC3：EC1的方法，其中第一降低为QR转换器输出处的满电流负载的50％，并且第二降低为满电流负载的25％。
EC4：EC1的方法，其中来自突发模式操作的可听噪声在第二电流电平下产生，而不是在第一电流电平下产生。
EC5：EC1的方法，其中检测波谷点包括感测QR转换器的辅助绕组中的辅助电流，使用电流镜产生从辅助电流获得的镜像电压，以及将镜像电压与第一阈值电压进行比较。
EC6：EC1的方法，还包括使用由门信号控制的串联连接的初级侧晶体管来控制初级电流，该门信号通过以下方式形成：使用振荡器为双稳态设备计时，并且响应于电流感测电压超过最小电流感测电压且超过反馈电压将双稳态设备清零，该电流感测电压与初级电流成比例并且该反馈电压与QR转换器的输出电压成比例。
EC7：EC6的方法，其中将双稳态设备清零是对电流感测电压超过最小电流感测电压和反馈电压并且激活前沿消隐(LEB)信号作出的响应。
EC8：EC6的方法，还包括在突发模式操作期间，通过响应于反馈电压的值改变双稳态设备的数据值，从而确定门信号的逻辑值。
EC9：用于QR转换器的控制器包括双稳态设备。波谷检测电路被配置成在QR转换循环期间检测波谷点，其中该波谷点是在QR转换器的初级侧处的谐振波形的最小电压。振荡器连接到双稳态设备的时钟输入并且被配置成与消隐时间相等的周期振荡，该消隐时间开始于QR转换循环的起点并且结束于波谷点。清零电路连接到双稳态设备的清零输入并且被配置成将双稳态设备清零，该清零电路包括第一电路、第二电路和前沿消隐(LEB)电路，该第一电路被配置成将电流感测电压与最小电流感测电压进行比较，该电流感测电压与初级电流成比例，该第二电路被配置成将电流感测电压与反馈电压进行比较，该反馈电压与QR转换器的输出电压成比例。
EC10：EC9的方法，其中双稳态设备连接到初级侧晶体管的门，该初级侧晶体管被配置成传导QR转换器的初级电流。
EC11：EC9的方法，其中第一电路包括连接到第一比较器的正输入的电流感测电压、连接到第一比较器的负输入的最小电流感测电压、以及使用传递函数和限幅器从反馈电压获得的最小电流感测电压。
EC12：EC9的方法，其中第二电路包括连接到第二比较器的正输入的电流感测电压、连接到第二比较器的负输入的偏置电压、以及使用增益电路从反馈电压获得的偏置电压。
尽管本文参考具体实施方案来描述本发明，但是在不脱离下述权利要求中阐述的本发明范围的情况下，可以进行各种修改和改变。因此，说明书和附图被认为是说明性的而不是限制性的，并且所有这些修改皆旨在被包括在本发明的范围内。本文针对具体实施方案所描述的任何益处、优点或问题的解决方案，不旨在被解释为任何或所有权利要求的关键、必需或基本特征或要素。
除非另有说明，否则术语诸如“第一”和“第二”用于任意地区分这些术语所描述的要素。因此，这些术语不一定意在表示这些要素的时间优先级或其他优先级。

Claims (10)

1.一种用于准谐振QR转换器的频率降低的方法，包括：
通过检测到所述QR转换器的谐振波形的电压电平降至第一阈值电压以下来检测所述谐振波形的波谷点；
形成从QR转换循环开始到所述波谷点的消隐时间；
响应于所述QR转换器的输出负载的第一降低而延长所述消隐时间，同时将所述QR转换器的初级电流保持在第一电流电平；以及
响应于所述输出负载的第二降低而将所述初级电流降低到小于所述第一电流电平的第二电流电平，同时将所述消隐时间保持在最大消隐时间。
2.根据权利要求1所述的方法，还包括响应于所述输出负载的初始降低而将所述初级电流从初始电平降低到所述第一电流电平，同时将所述消隐时间保持在最小消隐时间。
3.根据权利要求1所述的方法，还包括在所述消隐时间结束时改变所述QR转换器的频率。
4.根据权利要求1所述的方法，其中形成所述消隐时间包括响应于检测到所述波谷点并且电压斜坡超过消隐电压而改变双稳态设备的状态，所述消隐电压从反馈电压获得。
5.一种用于准谐振QR转换器的控制器，包括：
双稳态设备；
波谷检测电路，所述波谷检测电路被配置成在QR转换循环期间检测波谷点，其中所述波谷点是在所述QR转换器的初级侧处的谐振波形的最小电压；
振荡器，所述振荡器连接到所述双稳态设备的时钟输入并且被配置成以与消隐时间相等的周期振荡，所述消隐时间开始于所述QR转换循环的起点并且结束于所述波谷点；以及
清零电路，所述清零电路连接到所述双稳态设备的清零输入并且被配置成将所述双稳态设备清零，所述清零电路包括：
第一电路，所述第一电路被配置成将电流感测电压与最小电流感测电压进行比较，所述电流感测电压与初级电流成比例，
第二电路，所述第二电路被配置成将所述电流感测电压与反馈电压进行比较，所述反馈电压与所述QR转换器的输出电压成比例，以及
前沿消隐LEB电路。
6.根据权利要求5所述的控制器，其中所述波谷检测电路包括连接在电阻器分接头与比较器之间的电流镜，所述电阻器分接头产生与所述QR转换器的次级电流成比例的所感测电压，所述比较器将镜像电压与第一阈值电压进行比较以确定QR转换循环的所述波谷点，其中所述镜像电压镜像反射自所述所感测电压。
7.根据权利要求5所述的控制器，其中所述振荡器包括双稳态设备，所述双稳态设备被配置成响应于所述双稳态设备被置位而使电容充电电路复位，所述电容充电电路产生电压斜坡，使用比较器将所述电压斜坡和与所述消隐时间成比例的消隐电压进行比较，当检测到所述波谷点时，第三比较器的输出使所述双稳态设备置位。
8.一种用于准谐振QR转换器的频率降低的方法，包括：
通过检测到所述QR转换器的谐振波形的电压电平低于第一阈值电压来检测所述谐振波形的波谷点；
当所述谐振波形处于所述波谷点时，响应于输出负载的降低而切换所述QR转换器的脉宽调制PWM频率；
响应于所述QR转换器的输出负载的第一降低而降低所述PWM频率，同时将所述QR电源转换器的初级电流保持在第一电流电平；以及
响应于所述输出负载的第二降低而将所述初级电流降低到小于所述第一电流电平的第二电流电平，同时将所述PWM频率保持在最小频率。
9.根据权利要求8所述的方法，还包括响应于所述QR电源转换器的输出电压的降低而使用在所述第二电流电平下的所述初级电流进行突发模式操作。
10.根据权利要求8所述的方法，还包括响应于所述输出负载的初始降低而将所述初级电流从初始电平降低到所述第一电流电平，同时将所述PWM频率保持在最大频率。
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