CN101958650B - 准谐振控制装置和方法及其开关稳压器和方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种对开关稳压器进行准谐振控制的装置和方法、以及包括该装置的开关稳压器，所述装置包括：控制单元，耦接至开关元件，控制开关元件的导通与关断；以及限频单元，耦接至控制单元，为每个开关周期设置最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元，以限制开关元件的开关频率；在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，控制单元导通开关元件；限频单元响应于控制单元对开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长，来为下一开关周期设置最小关断时长。本发明的装置和方法能够实时、动态、灵活地设置最小关断时长，避免开关频率的跳变以及音频噪声。

Description

准谐振控制装置和方法及其开关稳压器和方法
技术领域
本发明的实施例涉及开关稳压技术，具体涉及对开关稳压器进行准谐振控制的装置和方法、以及使用该装置的开关稳压器。 
背景技术
如今，许多电子设备需要直流电压供电，通常通过电源适配器获得交流电压，通过整流桥和开关电源将交流电压转换为所需的直流供电电压。 
开关电源通常采用变压器或电感作为储能元件。例如在反激变换器中即采用变压器作为储能元件，开关电耦接至变压器的原边，控制电路控制该开关的导通与关断，使能量交替地在变压器中被存储或被传递到变压器的副边。变压器的副边经过滤波器在输出电容两端产生输出电压，该输出电压即为反激变换器的直流输出电压。直流输出电压的增大与减小与传递到负载的功率大小相反，负载增大会导致直流输出电压减小，而负载减小则会导致直流输出电压增大。通常情况下，直流输出电压被反馈至控制电路以使开关电源能补偿负载的变化。 
开关电源的控制方式很多，主要分为定频控制和变频控制两类，其中以定频控制最为常用，但定频控制下的开关电源开关损耗大，且其效率会随负载和输入电压变化而变化。变频控制则克服了这些缺点。最常用且较高效的变频控制为准谐振控制(Quasi-Resonant Control)，图1为准谐振控制开关稳压电路的波形图。准谐振控制中，开关电源工作在临界模式下，当流过储能元件的电流下降至零后，储能元件和开关的寄生电容开始谐振，当开关两端的谐振电压在其最小电压值时开关被导通(通常被称为谷底开通)，从而减小开关损耗。当流过开关的电流大于与输出电压相关的反馈信号时开关被关断，从而达到调节输 出电压的目的。 
由上可知，在准谐振QR控制下的开关电源中，负载越小，开关的导通时间和关断时间越小，开关频率越大。在轻载和高输入电压情况下，开关频率会过高而导致严重的电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)，不仅降低电网质量，还影响与开关电源相连或位于开关电源附近的电子设备的正常工作，甚至会对无线电波和电视信号造成干扰。因此，为了限制系统的开关频率处于合理值(通常是125k-150k)，常用方法是设定最小关断时长，以使开关的关断时间足够长。在每个开关周期，只有到达在最小关断时长之后的最小电压(谷底)时刻才导通开关，从而既限制了开关频率又保持了谷底开通的优势。 
在传统QR控制中，只设定一个最小关断时长。当最小电压所处时刻(或称谷底时刻)与该最小关断时长的结束时刻非常接近时，容易出现开关频率的跳变，从而产生音频噪声。图2示出了当最小电压所处时刻与最小关断时长Tmin的结束时刻非常接近时的波形图。如图2所示，在第一周期，第一谷底时刻和第二谷底时刻出现在最小关断时长Tmin结束之前，因此要等待到第三谷底时刻才能导通开关。在下一周期，由于在实际应用中总会存在许多扰动或噪声，导致第二谷底时刻略微晚了一点，紧接在最小关断时长Tmin的结束时刻之后。则在第二谷底时刻进行开关。事实上这使得该周期的时间段更短，开关频率出现变化。因为第二周期的时间段更短，该周期所传递的平均电流比第一周期的大，这使得来自输出的反馈要求在下一周期传递更少的电流。因此，下一周期的峰值电流减小了一点，以平衡总体平均电流。在第三周期，减少的峰值电流使得第二谷底时刻来得更早，再次使得该周期的第二谷底时刻在最小关断时长Tmin之前来到，系统等待到第三谷底时刻才又能够进行开关。在这种情况下，即使负载和输入不变，由于系统中扰动的存在，开关关断时长也会变化，这样的变化会导致开关频率在几个开关周期内跳变，从而引起音频噪声。 
针对传统单个最小关断时长的开关稳压器中存在的开关频率跳变和音频噪声问题，提出了一些解决方案，主要通过改变最小关断时 长来实现。一种方法是使用两个最小关断时长，每次最小电压所处时刻接近一个最小关断时长时，将下一周期的最小关断时长切换到另一个，以使最小电压所处时刻与最小关断时长的终点时刻之间保持足够裕量，避免系统中扰动引起的最小电压所处时刻变化导致开关频率的跳变，防止音频噪声的产生。但是，该方法只能使用两个最小关断时长，设计不灵活，极大限制了其应用范围。实际应用中，对于两个最小关断时长的设置也要求十分精确和严格，否则由于系统可能存在的扰动和噪声，两个最小关断时长之间的切换也可能无法避免开关频率的跳变，导致可靠性变差。 
发明内容
本发明的目的是提供了一种对开关稳压器进行准谐振控制的装置和方法。 
根据本发明一方面，提出了一种对开关稳压器进行准谐振控制的装置，所述开关稳压器包括开关元件和与该开关元件耦接的储能元件，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量，所述装置包括： 
控制单元，耦接至开关元件，控制开关元件的导通与关断；以及 
限频单元，耦接至控制单元，为每个开关周期设置最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元，以限制开关的开关频率； 
其中，在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，控制单元导通开关元件； 
限频单元响应于控制单元对开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长，来为下一开关周期设置最小关断时长。 
根据本发明另一方面，提出了一种对开关稳压器进行准谐振控制的方法，所述开关稳压器包括开关元件和与该开关元件耦接的储能元件，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量，所述方法包括： 
针对每个开关周期，设置最小关断时长，以限制开关元件的开关频率；以及 
在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，导通开关元件； 
其中，响应于开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长，来为下一开关周期设置最小关断时长。 
根据本发明另一方面，提出了一种开关稳压器，包括： 
开关元件； 
储能元件，与开关元件耦接，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量；以及 
对开关稳压器进行准谐振控制的装置，耦接至开关元件，其中所述装置包括： 
控制单元，耦接至开关元件，控制开关元件的导通与关断， 
限频单元，耦接至控制单元，为每个开关周期设置最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元，以限制开关元件的开关频率； 
其中，在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，控制单元导通开关元件； 
限频单元响应于控制单元对开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，来为下一开关周期设置最小关断时长。 
根据本发明另一方面，提出了一种开关稳压方法，包括： 
将开关元件耦接至开关稳压器的储能元件，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量；以及 
经由开关元件对开关稳压器进行准谐振控制， 
其中，所述准谐振控制包括： 
针对每个开关周期，设置最小关断时长，以限制开关元件的开关频率，以及 
在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，导通开关元件； 
其中，响应于开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，来为下一开关周期设置最小关断时长。 
采用上述装置和方法，能够利用当前开关周期的实际关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，为下一开关周期设置最小关断时长。这样能够可靠地确保最小电压所处时刻与最小关断时长的结束时刻之间保持足够裕量，以避免系统中扰动引起的最小电压所处时刻变化导致开关频率的跳变，防止了音频噪声的产生。 
此外，上述装置和方法能够根据实际情况灵活地设置最小关断时长，例如最小关断时长可以设置为多种不同的值，从而能够满足多种应用的需求。 
附图说明
通过下面结合附图说明本发明的优选实施例，将使本发明的上述及其它目的、特征和优点更加清楚，其中： 
图1是传统准谐振控制开关稳压电路的波形图； 
图2是示出了传统准谐振控制开关稳压电路中，当最小电压所处时刻与最小关断时长的结束时刻非常接近时的波形图； 
图3是根据本发明实施例的开关稳压器的示意框图； 
图4示出了根据本发明实施例的开关稳压方法的示意流程图； 
图5是根据本发明实施例的图3开关稳压器中准谐振控制装置的示意框图； 
图6是采用图5所示准谐振控制装置的开关稳压器的波形图； 
图7是根据本发明另一实施例的图3开关稳压器中准谐振控制装置的示意框图； 
图8是图7所示限频单元中使用的区间划分的示意图； 
图9是采用图7所示准谐振控制装置的开关稳压器的波形图； 
图10是图5所示限频单元的示例电路图； 
图11是图7所示限频单元的示例电路图。 
具体实施方式
以下参照附图，对本发明的示例实施例进行详细描述，本发明实施例不限于下述示例实施例。为了清楚描述本发明的基本思想，附图中仅示出了与本发明实施例的技术方案密切相关的部件、功能或步骤，并且以下描述中省略了对已知技术、功能、部件或步骤的具体描述。 
以下以反激(FLYBACK)型AC/DC(交流/直流变换)开关稳压器为例对本发明实施例进行说明，但本领域的技术人员可知，本发明还可用于任何其他类型的开关变换器/稳压器，例如DC/DC(直流/直流变换)，如BUCK(降压)、BOOST(升压)、BUCK-BOOST(升-降压)、以及FORWARD(正激)类型等。 
图3示出了根据本发明实施例的开关稳压器的示意框图。该开关稳压器总体示为10，包括对开关稳压器进行准谐振(QR)控制的装置20(以下称为QR控制装置20)、开关30和储能元件40。QR控制装置20耦接至开关30，通过开关30的导通和关断进行控制，来对开关稳压器进行QR控制。开关30耦接至储能元件40，开关稳压器10的输出电压输出至外部负载。 
根据本发明的实施例，随着开关30的导通与关断，储能元件40存储和输出能量。具体而言，开关稳压器10工作于断续模式，当开关30导通时，储能元件40存储能量，当开关30关断时，储能元件40中存储的能量输出至负载。开关30可以采用任何适当类型的开关，例如MOS晶体管等。储能元件40可以采用任何适当类型的元件，例如开关稳压电路中常用的变压器等。 
根据本发明的实施例，开关稳压器10还包括开关电压采样单元、输出电压反馈单元、电流采样单元等(未示出)，用于例如对开关上的电压、电流进行采样、对输出电压进行反馈等，这些单元可以采用现有技术中已知的单元来实现，为避免影响本发明的清楚描述，在此省略对这些已知单元及其功能的具体描述。 
根据本发明的实施例，QR控制装置20包括控制单元200和限频单元202，控制单元200耦接至开关30，对其进行导通和关断控制，如图3所示。开关30上的电压、流经开关30的电流和开关稳压器的 输出电压反馈至控制单元200，以便控制单元200进行控制。限频单元202耦接至控制单元200，为每个开关周期设置最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元200，以限制控制单元200对开关进行导通与关断的开关频率。 
在准谐振控制中，开关稳压器10工作在临界模式下，当流过储能元件40的电流下降至零后，储能元件40和开关30的寄生电容开始谐振。当开关30两端的谐振电压在其最小电压值时开关30被导通(被称为谷底开通)，从而减小开关损耗。当流过开关30的电流大于与输出电压相关的反馈信号时开关30被关断，从而达到调节输出电压的目的。 
QR控制装置20除了进行上述QR控制之外，为了将开关导通和关断的开关频率限制在所需的范围(例如，125～150kHz)内，进一步控制开关的导通，使得在每个开关周期(例如，该开关周期是以开关被关断的时刻开始、持续到开关再次被关断的时刻)中，当开关上的电压在最小关断时长Tmin之后达到其最小电压(即，最小关断时长Tmin之后的第一个谷底)时，才控制开关导通。 
根据本发明的实施例，最小关断时长Tmin可以根据所需的开关频率而设定，例如一般是7～8.5μs。根据本发明实施例，QR控制装置20能够利用当前开关周期的关断时长(即，从当前周期起始时刻到导通开关的最小电压所处时刻之间的时长，以下也称为实际关断时长)，来实时、动态地为下一开关周期设置最小关断时长，从而能够为每个开关周期设置适合的最小关断时长。这样避免了传统QR控制中出现的最小电压所处时刻接近最小关断时长的结束时刻的情况，能够可靠地确保最小电压所处时刻与最小关断时长的结束时刻之间保持足够裕量，以避免系统中扰动引起的最小电压所处时刻变化导致开关频率的跳变，防止音频噪声的产生。 
图4示出了根据本发明实施例的开关稳压器10的操作过程的示意流程图400。如图4所示，在步骤402，将开关30耦接至开关稳压器10的储能元件40，其中，随着开关30的导通和关断，储能元件40存储和输出能量。在步骤404，针对每个开关周期，QR控制装置20 通过限频单元202，设置最小关断时长，以限制开关30的开关频率。在步骤406，在每个开关周期中，当开关30上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，QR控制装置20通过控制单元200来导通开关30。根据本发明实施例，在步骤404中，限频单元202响应于开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，来为下一开关周期设置最小关断时长。 
以下对根据本发明实施例的QR控制装置20进行更详细的描述。图5示出了QR控制装置20的示意框图，具体示出了限频单元202的结构框图。根据本发明的实施例，限频单元202包括耦接至控制单元200的计时模块502，耦接至计时模块502的减法模块504、耦接至减法模块504的比较模块506、耦接至比较模块506的设置模块508。设置模块508进一步耦接至控制单元200。限频单元202根据最小关断时长上限和下限，利用当前开关周期的实际关断时长来为下一开关周期设置最小关断时长，以实时、动态地为每个开关周期设置适合的最小关断时长，确保每个周期中最小电压所处时刻与最小关断时长的结束时刻之间保持足够裕量。最小关断时长上限和下限限定了最小关断时长的范围，可以根据所需的开关频率而设定。例如，最小关断时长上限可以是Tminmax＝8.5μs，下限可以是Tminmin＝7μs。 
计时模块502响应于开关30的关断，开始计时，并响应于开关30的导通，停止计时并计算当前开关周期的关断时长。例如，计时模块502可以由电容器等常用模拟计时器、以及采样-保持电路来实现。在一个开关周期中，当控制单元200在其控制输出上输出控制信号(例如，以下降沿开始的门控信号)以关断开关时，计时模块502也响应于该控制信号(下降沿触发)，开始计时。当达到该控制信号的上升沿时，开关导通，计时模块502也响应于该控制信号的上升沿，停止计时并计算当前时间，即，当前开关周期的实际关断时长Toff。备选地，计时模块502也可以响应于与上述控制信号相关联的、能够指示开关30的关断和/或导通的信号，执行计时。 
减法模块504接收来自计时模块502的实际关断时长Toff、以及预定的偏移量τo，从Toff中减去预定偏移量τo，得到相减结果Toff-τo。 预定偏移量τo可以根据储能元件40与开关30的寄生电容形成的谐振周期、或者/以及根据经验值来设定，例如等于该谐振周期的二分之一。减法模块504可以采用例如加法器等常用器件来实现。 
比较模块506接收来自减法模块504的相减结果Toff-τo、以及预定的Tminmax和Tminmin，将相减结果Toff-τo与Tminmax和Tminmin相比较，得到比较结果。比较模块506可以采用例如一个或多个常用比较器来实现。设置模块508接收来自比较模块506的比较结果，并根据该比较结果设置下一开关周期的最小关断时长T’min，将所设置的最小关断时长提供给控制单元200。 
根据本发明实施例，当相减结果小于或等于最小关断时长下限时，将下一开关周期的最小关断时长设置为最小关断时长下限。根据另一实施例，当相减结果大于或等于最小关断时长上限时，将下一开关周期的最小关断时长设置为最小关断时长上限。根据其他实施例，当相减结果在最小关断时长下限和上限之间时，将下一开关周期的最小关断时长设置为相减结果。 
下面的公式给出了上述情况的数学表达： 
T’min＝Toff-τo，如果Tminmin＜Toff-τo＜Tminmax， 
      ＝Tminmin，如果Toff-τo≤Tminmin， 
      ＝Tminmax，如果Toff-τo≥Tminmax
图6示出了采用图5所示QR控制装置20的开关稳压器10的波形图。为了描述和示例目的，假定在缓慢减小开关稳压器外部负载的场景下，示出开关上的电压波形变化。随着缓慢减小开关稳压器外部负载，每个开关周期的峰值电流会缓慢减小。从周期Cycle0开始，计时模块502记录该周期的实际关断时长Toff0，减法模块504执行减法操作，得到相减结果Toff0-τo。比较模块506将相减结果Toff0-τo与Tminmin和Tminmax比较。如图所示，Tminmin＜Toff0-τo＜Tminmax。据此，设置模块508根据上述规则，确定下一周期的最小关断时长Tmin1＝Toff0-To。周期Cycle1的情况与Cycle0相同，记录其实际关断时长Toff1，并确定下一周期的Tmin2＝Toff1-τo。 
在周期Cycle2，随着峰值电流逐渐减小，最小电压所处时刻接近 Tminmin。此时，Toff2-τo小于Tminmin。所以Cycle2的最小关断时长Tmin3等于Tminmin。在周期Cycle3，实际导通开关是在第三个谷底时刻，即，Tmin3之后。这确保了最小电压所处时刻改变到与最小关断时长的结束时刻保持一定裕量。在周期Cycle3，Tminmin＜Toff3-τo＜Tminmax，则确定下一周期的Tmin4＝Toff3-τo。 
观察Tmin3与Tmin4，可以发现它们之间存在偏移。Tmin4比Tmin3大，这使得在周期Cycle4，系统难以回到周期Cycle0、1和2中在第二个谷底时刻导通开关的波形。在周期Cycle3中，由于Tmin3等于Tminmin，突然增大了周期的持续时间，过多地减小了平均电流，所以周期Cycle4需要增大峰值电流来进行补偿。这将导致最小电压所处时刻(谷底时刻)来得比周期Cycle3中的晚一些。可以看出，如果像传统QR控制器中一样，周期Cycle4的最小关断时长与周期Cycle3中的相同，则开关将在第二个谷底时刻导通，系统再次回到周期Cycle0、1和2中在第二个谷底时刻导通开关的波形，显然，这造成了开关频率的跳变。但是，在本发明实施例中，Tmin4被设置为大于Tmin3。因此，即使谷底时刻来得晚一些，周期Cycle4中仍然会在第三个谷底时刻导通开关，如周期Cycle3中一样。这避免了传统QR控制器中的上述情况，防止了开关频率的反复跳变。 
下面参照附图7-9，描述根据本发明另一实施例的图4开关稳压器中准谐振控制装置20的示意框图。在该实施例中，将Tminmin和Tminmax之间的时段(即，最小关断时长的范围)划分成多个区间，如图8所示，通过划分，得到多个区间P1，P2，P3…Pk-1，Pk，k是大于或等于2的整数。注意，虽然图8所示划分是等间距的，但是本发明实施例不限于均匀划分，而是可以根据需要进行任意适合的划分。每个区间的时长可以根据需要或/和经验值来设定，例如可以是0.5μs。时长越小，则这种量化的分辨率就越高。 
在该实施例中，根据区间划分以及当前周期的实际关断时长，来为下一周期设置最小关断时长。可以为每个区间设定对应的最小关断时长。在为下一周期设置最小关断时长时，判断当前周期的实际关断时长处于哪一个区间，并将所处区间的对应最小关断时长作为下一周 期的最小关断时长。 
为此，可以预先设计并存储如下关系表。例如表1，示出了各个划分区间、对应的最小关断时长，以用于最小关断时长的设置。 
表1 
  Toff   T’min
  P1，P2，P3   Tminmin
  P4   T1
  P5   T2
  …   …
  Pk-1   Tk-4
  Pk   Tk-3
  大于Tminmax   Tk-2
表1中，Toff表示当前周期的关断时长(实际关断时长)，T’min表示要设置的下一周期的最小关断时长。结合图8可以看出，在该示例中，将前三个区间P1，P2，P3的对应最小关断时长设定为Tminmin，这表示，如果当前周期的实际关断时长在P1，P2，P3的范围内，则将下一周期的最小关断时长设置为最小关断时长下限Tminmin。在该示例中，将区间P4的对应最小关断时长设定为T1，即，该最小关断时长是在前区间P2的起始时刻所对应时长；依次类推，直到将区间Pk的对应最小关断时长设定为Tk-3，即，该最小关断时长是区间Pk-2的起始时刻所对应时长。对于大于Tminmax的情况，将对应最小关断时长设定为Tk-2。在该示例中，区间与其对应的最小关断时长之间相差两个区间。也可以使之仅相差一个区间，以使T’min与Toff之间的差距不会过大，例如下表2所示。 
表2 
  Toff   T’min
  P1，P2，   Tminmin
  P3   T1
  P4   T2
  …   …
[0077] 
 Pk-1   Tk-3
 Pk   Tk-2
 大于Tminmax   Tk-1
注意，本发明实施例不限于上述表1和表2的示例，还可以采用其他方式来设定区间与其对应的最小关断时长。这种设定可以作为表或其他形式存储在QR控制装置或外部存储器中，限频单元在设置最小关断时间时，可以通过查找该表来进行设置。
再次参照图7，准谐振控制装置20包括控制单元200和限频单元202’。根据该实施例的限频单元202’包括耦接至控制单元200的计时模块702、以及设置模块704。设置模块704耦接至计时模块702和控制单元200。 
根据本发明实施例，计时模块702可以与上述图5所示的计时模块502相同，在此不再进行具体描述。 
根据本发明实施例，设置模块704接收来自计时模块702的当前开关周期的实际关断时长Toff、以及预定的对最小关断时长上限Tminmax与下限Tminmin之间的时段的划分，来设置下一开关周期的最小关断时长T’min，并将所设置的最小关断时长T’min提供给控制单元200。根据本发明实施例，预定的对最小关断时长上限与下限之间的时段的划分可以是如上参照图8所述的区间划分，并且该划分可以作为表或其他形式存储在QR控制装置或外部存储器中。 
根据本发明实施例，设置模块704可以根据当前开关周期的实际关断时长Toff所处于的时段划分区间、以及为该区间预设的对应最小关断时长，来设置下一开关周期的最小关断时长T’min，例如，将下一开关周期的最小关断时长T’min设置为所记录的当前开关周期的实际关断时长所处区间(例如P4)对应的最小关断时长(例如T1或T2)。 
下面参照图9以及表3，针对上述限频单元202’来描述具体示例。图9是采用图7所示准谐振控制装置的开关稳压器的波形图。同样，为了描述和示例目的，假定在缓慢减小开关稳压器外部负载的场景下，示出开关上的电压波形变化。Tminmin和Tminmax之间的时段划分成3 个区间P1，P2，P3，并且如表3所示设定对应的最小关断时间。 
表3 
  Toff   T’min
  P1，P2，   Tminmin
  P3   T1
  大于Tminmax   T2
在周期Cycle0，计时模块702响应于开关导通，记录实际关断时长Toff。例如，如果Tminmin和Tminmax分别是7μs和8.5μs，等间距的划分得到P1为7μs～7.5μs，P2为7.5μs～8μs，P3为8μs～8.5μs。 
设置模块704通过参考表3，得到所记录的Toff处于P3，并得到P3对应的最小关断时长是T1。由此，设置模块704将周期Cycle1的最小关断时长设置为T1，提供给控制单元200。 
在周期Cycle1，实际关断时长处于P2，则将周期Cycle2的最小关断时长设置为Tminmin。在周期Cycle2，实际关断时长处于P1，则将周期Cycle3的最小关断时长设置为Tminmin。接着，在周期Cycle3，实际关断时长处于P3，则将周期Cycle4的最小关断时长设置为T1。如图9所示，在周期Cycle4，Tmin比在周期Cycle3中长。这一改变使得周期Cycle4与周期Cycle3一样，仍然会在第三个谷底时刻导通开关，从而避免了频率跳变。 
下面参照图10-11，描述上述根据本发明实施例的限频单元202和202’的示例电路图。本发明实施例的限频单元的具体实现不限于这里所示的示例电路，本领域技术人员可以根据本发明的教导，进行任何可能的设计。 
图10是图5所示限频单元202的示例电路图，其中计时器1002和采样-保持电路1004构成计时模块502，其响应于与控制单元200控制开关的控制信号相同或相关联的门控信号，在下降沿触发下开始计时。当检测到门控信号上升沿时，计时器1002停止计时，采样-保持电路1004记录计时器所计算的实际关断时长Toff。 
减法器1006构成减法模块504，其输入是预定偏移量τo以及采样-保持电路1004的输出Toff，其输出是相减结果Toff-τo。 
第一和第二比较器1008、1010构成比较模块506，第一比较器1008的输入是相减结果Toff-τo以及最小关断时长下限Tminmin，第二比较器1010的输入是相减结果Toff-τo以及最小关断时长上限Tminmax。 
选择器1012构成设置模块508，其选择端输入是最小关断时长下限Tminmin、上限Tminmax以及相减结果Toff-τo，并且控制端输入是第一和第二比较器的输出结果。可以设计选择器1012的选择逻辑，例如，如果第一比较器1008的输出为“1”，第二比较器1010的输出为“0”，说明Tminmin＜Toff-τo＜Tminmax，则选择Toff-τo作为下一周期的最小关断时长。如果第一比较器1008的输出为“0”，第二比较器1010的输出为“0”，说明Toff-τo≤Tminmin，则选择Tminmin作为下一周期的最小关断时长。如果第一比较器1008的输出为“1”，第二比较器1010的输出为“1”，说明Toff-τo≥Tminmax，则选择Tminmax作为下一周期的最小关断时长。 
选择器1012将选择的最小关断时长T’min输出至控制单元200。 
图11是图7所示限频单元202’的示例电路图，其中，计时模块702与图10所示计时模块502相同，包括计时器1002和采样-保持电路1004，在此不再描述。在该示例电路中，参考下表4，考虑最小关断时长具有两个候选值的情况。 
表4 
  Toff   T’min
  大于8.2us   8us
  小于8.2us   7us
比较器1102、选择器1104和触发器1106构成了设置模块704。比较器1102的输入是8.2us时间参考以及来自采样-保持电路1004的实际关断时长Toff，其输出耦接至触发器1106。触发器1106受到来自控制单元200的门控信号的上升沿触发，将比较器1102的输出传递给选择器1104，作为选择器1104的控制端输入。选择器1104的选择端输入分别是最小关断时长候选值7us和8us，在控制端输入的控制下，选择器1104选择两个候选值之一，作为下一周期的最小关断时长。可以根据表4设置选择逻辑，例如，如果实际关断时长Toff大于8.2us， 说明Toff处于大于8.2us的区间，比较器1102输出“1”，触发器1106在上升沿触发下将“1”传递至选择器1104的控制端输入，使选择器1104选择8us。如果实际关断时长Toff小于8.2us，说明Toff处于小于8.2us的区间，比较器1102输出“0”，触发器1106在上升沿触发下将“0”传递至选择器1104的控制端输入，使选择器1104选择7us。 
可以理解，还可以通过使用查找表等方法，将上述示例扩展到多于两个的最小关断时长候选值。 
上述电路图仅仅为示例目的，本发明实施例的限频单元不限于此。 
以上描述了根据本发明优选实施例的装置和方法。在以上的描述中，仅以示例的方式，示出了本发明的优选实施例，但并不意味着本发明局限于上述步骤和单元结构。在可能的情形下，可以根据需要对步骤和单元进行调整、取舍和组合。此外，某些步骤和单元并非实施本发明的总体发明思想所必需的元素。因此，本发明所必需的技术特征仅受限于能够实现本发明的总体发明思想的最低要求，而不受以上具体实例的限制。 
至此已经结合优选实施例对本发明进行了描述。应该理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种其它的改变、替换和添加。因此，本发明的范围不局限于上述特定实施例，而应由所附权利要求所限定。 

Claims (17)

1.一种对开关稳压器进行准谐振控制的装置，所述开关稳压器包括开关元件和与该开关元件耦接的储能元件，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量，所述装置包括：
控制单元，耦接至开关元件，控制开关元件的导通与关断；以及
限频单元，耦接至控制单元，为每个开关周期设置最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元，以限制开关元件的开关频率；
其中，在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，控制单元导通开关元件；
限频单元响应于控制单元对开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，来为下一开关周期设置最小关断时长。
2.根据权利要求1所述的装置，其中，所述限频单元包括：
计时模块，响应于开关元件的关断，开始计时，并响应于开关元件的导通，停止计时并计算当前开关周期的关断时长；
减法模块，耦接至计时模块，从所计算的当前开关周期的关断时长中减去预定偏移量，得到相减结果；
比较模块，耦接至减法模块，将相减结果与最小关断时长上限和下限相比较，得到比较结果；
设置模块，耦接至比较模块，根据比较结果来设置下一开关周期的最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元。
3.根据权利要求2所述的装置，其中，
当相减结果小于或等于最小关断时长下限时，设置模块将下一开关周期的最小关断时长设置为最小关断时长下限；
当相减结果大于或等于最小关断时长上限时，设置模块将下一开关周期的最小关断时长设置为最小关断时长上限；
当相减结果在最小关断时长下限和上限之间时，设置模块将下一开关周期的最小关断时长设置为相减结果。
4.根据权利要求1所述的装置，其中，所述限频单元包括：
计时模块，响应于开关元件的关断，开始计时，并响应于开关元件的导通，停止计时并计算当前开关周期的关断时长；
设置模块，耦接至计时模块，根据所计算的当前开关周期的关断时长、以及预定的对最小关断时长上限与下限之间的时段的区间划分，来设置下一开关周期的最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元。
5.根据权利要求4所述的装置，其中，所述设置模块根据当前开关周期的关断时长所处于的区间、以及为该区间预设的对应最小关断时长，来设置下一开关周期的最小关断时长。
6.根据权利要求5所述的装置，其中，如果所述多个区间的数目大于3，所述多个区间中前两个或三个区间对应的最小关断时长是最小关断时长下限，其余区间对应的最小关断时长分别是在前区间的起始时间所对应时长。
7.根据权利要求4所述的装置，其中，设置模块将下一开关周期的最小关断时长设置为所计算的当前开关周期的关断时长所处区间对应的最小关断时长。
8.根据权利要求1所述的装置，其中，预定的最小关断时长上限和下限是根据开关频率而设定的。
9.根据权利要求2所述的装置，其中，预定偏移量是根据储能元件与开关元件寄生电容形成的谐振周期而设定的。
10.一种对开关稳压器进行准谐振控制的方法，所述开关稳压器包括开关元件和与该开关元件耦接的储能元件，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量，所述方法包括：
针对每个开关周期，设置最小关断时长，以限制开关元件的开关频率；以及
在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，导通开关元件；
其中，响应于开关元件的导通和关断，根据预定的最小关断时长上限和下限，利用当前开关周期的关断时长，来为下一开关周期设置最小关断时长。
11.根据权利要求10所述的方法，其中，为下一开关周期设置最小关断时长包括：
响应于开关元件的关断，开始计时，并响应于开关元件的导通，停止计时并计算当前开关周期的关断时长；
从所计算的当前开关周期的关断时长中减去预定偏移量，得到相减结果；
将相减结果与最小关断时长上限和下限相比较，得到比较结果；
根据比较结果来设置下一开关周期的最小关断时长。
12.根据权利要求11所述的方法，其中，
当相减结果小于或等于最小关断时长下限时，将下一开关周期的最小关断时长设置为最小关断时长下限；
当相减结果大于或等于最小关断时长上限时，将下一开关周期的最小关断时长设置为最小关断时长上限；
当相减结果在最小关断时长下限和上限之间时，将下一开关周期的最小关断时长设置为相减结果。
13.根据权利要求10所述的方法，其中，为下一开关周期设置最小关断时长包括：
响应于开关元件的关断，开始计时，并响应于开关元件的导通，停止计时并计算当前开关周期的关断时长；
根据所计算的当前开关周期的关断时长、以及预定的对最小关断时长上限与下限之间的时段的区间划分，来设置下一开关周期的最小关断时长。
14.根据权利要求13所述的方法，其中，根据当前开关周期的关断时长所处于的区间、以及为该区间预设的对应最小关断时长，来设置下一开关周期的最小关断时长。
15.根据权利要求13所述的方法，其中，将下一开关周期的最小关断时长设置为所计算的当前开关周期的关断时长所处区间对应的最小关断时长。
16.一种开关稳压器，包括：
开关元件；
储能元件，与开关元件耦接，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量；以及
对开关稳压器进行准谐振控制的装置，耦接至开关元件，其中所述装置包括：
控制单元，耦接至开关元件，控制开关元件的导通与关断，
限频单元，耦接至控制单元，为每个开关周期设置最小关断时长，并将所设置的最小关断时长提供给控制单元，以限制开关元件的开关频率；
其中，在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，控制单元导通开关元件；
限频单元响应于控制单元对开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，来为下一开关周期设置最小关断时长。
17.一种开关稳压方法，包括：
将开关元件耦接至开关稳压器的储能元件，随着开关元件的导通和关断，所述储能元件存储和输出能量；以及
经由开关元件对开关稳压器进行准谐振控制，
其中，所述准谐振控制包括：
针对每个开关周期，设置最小关断时长，以限制开关元件的开关频率，以及
在每个开关周期中，当开关元件上的电压在最小关断时长之后达到其最小电压时，导通开关元件；
其中，响应于开关元件的导通和关断，利用当前开关周期的关断时长以及预定的最小关断时长上限和下限，来为下一开关周期设置最小关断时长。
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Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102761265B (zh) 2011-04-29 2015-04-01 成都芯源系统有限公司 开关电源控制器和操作开关电源的方法
EP2568588A1 (en) 2011-09-07 2013-03-13 Nxp B.V. Switched mode converter and methods of controlling switched mode converters
DE102011056941A1 (de) * 2011-12-22 2013-06-27 Magna Powertrain Ag & Co. Kg Steuerung für einen Wandler, Wandler und Steuerungsverfahren
US8917076B2 (en) 2012-08-10 2014-12-23 Monolithic Power Systems, Inc. Off-line regulator with pass device and associated method
TWI514729B (zh) 2014-01-23 2015-12-21 Leadtrend Tech Corp 應用於電源轉換器的控制電路及其操作方法
CN104852580B (zh) * 2014-02-13 2018-03-30 通嘉科技股份有限公司 应用于电源转换器的控制电路及其操作方法
CN104167948A (zh) * 2014-09-11 2014-11-26 上海理工大学 一种微型光伏并网逆变器的变频软开关控制方法
TWI601368B (zh) 2016-01-22 2017-10-01 通嘉科技股份有限公司 可進行波谷切換的開關式電源供應器與相關之控制方法
CN107086799B (zh) * 2016-02-15 2019-08-09 通嘉科技股份有限公司 可进行波谷切换的开关式电源供应器与相关的控制方法
CN105896934B (zh) * 2016-04-13 2018-10-30 成都芯源系统有限公司 具有自适应时钟的开关电源及其控制器和控制方法
US10298137B2 (en) * 2017-03-10 2019-05-21 Semiconductor Components Industries, Llc Advanced frequency reduction of quasi-resonant converters
CN107248817B (zh) 2017-06-28 2019-06-18 成都芯源系统有限公司 一种准谐振控制的开关电路及方法
CN107947570B (zh) 2017-11-14 2020-04-21 成都芯源系统有限公司 一种隔离型供电电路及其控制方法
FR3083934B1 (fr) * 2018-07-10 2020-06-19 Continental Automotive France Procede de declenchement de la mise a l'etat passant d'un transistor
FR3083932B1 (fr) * 2018-07-10 2020-06-12 Continental Automotive France Procede de controle d'un convertisseur de tension continu-continu
FR3083933B1 (fr) * 2018-07-10 2020-06-19 Continental Automotive France Procede de reduction des perturbations electromagnetiques produites lors de la mise a l'etat passant d'un transistor
US10910946B2 (en) * 2018-09-27 2021-02-02 Intel Corporation Self-tuning zero current detection circuit
CN109449741B (zh) * 2018-12-29 2020-10-13 深圳市大族数控科技有限公司 激光能量控制系统和方法
CN110677018B (zh) * 2019-10-31 2021-01-05 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 控制电路、控制方法和开关变换器
EP3905499A1 (de) * 2020-04-28 2021-11-03 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum ansteuern eines tief-hochsetzstellers
CN111884494B (zh) * 2020-07-23 2021-11-12 成都启臣微电子股份有限公司 一种带补偿功能的准谐振谷底导通电路
CN117335642B (zh) * 2023-09-26 2024-04-12 成都智融微电子有限公司 功率管控制方法、控制系统和电子设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101645655A (zh) * 2009-06-16 2010-02-10 成都芯源系统有限公司 一种准谐振控制的开关稳压电路及方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6989997B2 (en) 2003-06-25 2006-01-24 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Quasi-resonant DC-DC converters with reduced body diode loss
US7215107B2 (en) * 2005-07-11 2007-05-08 Power Integrations, Inc. Method and apparatus to limit output power in a switching power supply
US7423388B2 (en) 2006-02-15 2008-09-09 Monolithic Power Systems, Inc. Fixed lamp frequency synchronization with the resonant tank for discharge lamps
KR101165386B1 (ko) 2006-06-13 2012-07-12 페어차일드코리아반도체 주식회사 준공진형 컨버터 및 그 제어 방법
US7667526B2 (en) * 2006-07-31 2010-02-23 Infineon Technologies Austria Ag Apparatus, system, and method for multifunctional pin in an integrated circuit
US7898823B2 (en) 2007-05-08 2011-03-01 Leadtrend Technology Corp. Quasi-resonant fly-back converter without auxiliary winding
CN101826796B (zh) 2009-03-02 2015-10-21 昂宝电子（上海）有限公司 利用多模控制的准谐振系统和方法
CN101552570B (zh) 2009-04-17 2013-09-18 成都芯源系统有限公司 一种具有限频功能的开关稳压电路及方法
US7876085B2 (en) 2009-06-10 2011-01-25 Grenergy Opto, Inc. Quasi-resonant valley voltage detecting method and apparatus
JP5341627B2 (ja) * 2009-06-11 2013-11-13 パナソニック株式会社 半導体装置およびスイッチング電源装置
JP2011015557A (ja) * 2009-07-02 2011-01-20 Panasonic Corp スイッチング電源装置およびスイッチング電源制御用半導体装置

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101645655A (zh) * 2009-06-16 2010-02-10 成都芯源系统有限公司 一种准谐振控制的开关稳压电路及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
李雄杰.反激式开关电源准谐振变换的实现.《电气应用》.2005,第24卷(第3期), *

Also Published As

Publication number Publication date
US8687387B2 (en) 2014-04-01
US20120049822A1 (en) 2012-03-01
CN101958650A (zh) 2011-01-26

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