CN107078645B - 在松弛震荡极值处具有切换请求的输出侧控制器 - Google Patents

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Abstract

用于在隔离式功率转换器中使用的控制电路，包括具有开关控制信号生成器和极值定位器的输出侧第一控制器。开关控制信号生成器经由隔离接口将控制信号传送到功率转换器的输入侧的第二控制器，以发起开关从关断状态到接通状态的转变。极值定位器响应于能量传递元件的输出端子处的振荡电压信号启用开关控制信号生成器来传送控制信号。极值定位器启用开关控制信号生成器，使得开关从关断状态到接通状态的转变基本上在振荡电压信号达到极值时发生。

Description

在松弛震荡极值处具有切换请求的输出侧控制器
相关申请的交叉引用
本申请根据专利合作条约(PCT)第8条要求享有于2014年10月21日提交的美国非临时申请14/520,142的优先权，该申请的内容通过引用方式被纳入本文。
背景信息
技术领域
本公开内容总体上涉及用于开关模式功率转换器的控制器，并且具体地涉及具有输入侧控制器和输出侧控制器的功率转换器，其中，输出侧控制器经由隔离屏障(isolation barrier)将切换请求信号传送到输入侧控制器以控制输入侧开关。
背景技术
开关模式功率转换器广泛地用于需要经调节的直流(dc)源来运行的家用电器或工业电器，诸如例如通常用于电子移动设备的电池充电器。离线式(offline，电网供电的)ac-dc转换器将低频(例如，50Hz或60Hz)高电压ac(交流)输入电压转换为所需电平的dc输出电压。各种类型的开关模式功率转换器由于它们良好调节的输出、高效率和小尺寸及它们的安全和保护特征而受欢迎。
隔离式开关模式功率转换器的安全要求通常要求使用高频变压器来除了提供输出处的电压调节之外，还提供在开关模式功率转换器的输入与输出之间的电流隔离(galvanic isolation)。隔离式开关模式功率转换器的常见拓扑结构可以包括反激式、正激式、隔离半桥式/全桥式以及包括谐振类型的许多其他结构。
开关模式功率电源中的一个损耗源是在接通和关断功率开关期间的切换损耗。在隔离式开关模式功率转换器中，由于变压器的漏电感与功率开关的输出电容(例如，在功率MOSFET上的总寄生电容)之间的谐振，可能发生高频(HF)接通振荡(oscillation)。在隔离式开关模式功率转换器的不连续电流模式DCM运行中，除了上述HF接通振荡之外，在变压器的磁电感与功率开关的输出电容之间也可能发生第二较低频率振荡。该第二较低频率振荡通常可以被称为准谐振(QR)运行模式。一种减少隔离式DCM开关模式功率转换器中的接通损耗的方法是功率开关的准谐振波谷切换，其中直接监测输入参数诸如开关电流，使得在输入侧开关上的电压在输入侧开关接通时处于或接近最小值。
附图说明
参考以下附图描述了本发明的非限制性和非穷尽性的实施方案，其中，除非另有说明，否则相同的附图标记在各个视图中指代相同的部件。
图1A示出了根据本公开内容的教导的具有带有极值定位器(extremum locator)的输出控制器的一种示例性隔离式功率转换器。
图1B示出了根据本公开内容的教导的具有带有极值定位器的输出控制器的一种示例性非隔离式功率转换器。
图2A例示出了一种示例性隔离式功率转换器。
图2B和图2C例示出与通过图2A的功率转换器的能量传递相关联的各种波形。
图3A是根据本公开内容的教导的一种示例性极值定位器的第一部分的功能框图。
图3B是图3A的上半震荡检测器的一个示例性电路图。
图3C是图3A的参考电压生成器的一个示例性电路图。
图3D是图3A的示例极值定位器的剩余部分的功能框图。
图4A是图3D的模数转换器(ADC)的一个示例性电路图。
图4B是图3D的数模转换器(DAC)的一个示例性电路图。
图5A例示出了根据本公开内容的教导的对称切换请求窗口波形。
图5B是根据本公开内容的教导的充电电路的一个示例性电路图。
图5C例示出了根据本公开内容的教导的用于在隔离接口上的延迟补偿的偏移切换请求窗口波形。
图5D例示出了对应于图5B的充电电压的充电电压波形。
图5E例示出了示例性开启和闭合切换窗口信号。
图6A是例示出了根据本公开内容的教导的生成切换请求窗口的一个示例性过程的流程图。
图6B是例示出了在功率转换器的正常运行期间利用切换请求窗口的一个示例性过程的流程图。
图7A是根据本公开内容的教导的一个示例性输出控制器的功能框图。
图7B是例示出了图7A的输出控制器的一个可能实现方式的示例性电路图。
图8A例示出了图2C的波形的扩展部分。
图8B是例示出了图7A的极值切换窗口启用框的一个可能实现方式的示例性电路图。
图8C例示出了对应于图8B的充电电压的充电电压波形。
贯穿附图的多个视图，相应的附图标记表示相应的部件。本领域技术人员将意识到，附图中的元件是为了简单和清楚而例示出的，并且不一定按比例绘制。例如，附图中的一些元件的尺寸可以相对于其他元件被放大以帮助提高对本发明的各种实施方案的理解。而且，在商业上可行的实施方案中有用或必需的常见但是公知的元件通常未被示出，以便较少地妨碍对本发明的这些各种实施方案的观察。
具体实施方式
在以下描述中，阐述了许多具体细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，本领域的普通技术人员将明了，不必需采用这些具体细节来实践本发明。在其他情况下，为了避免使本发明模糊，没有详细描述公知的材料或方法。
贯穿本说明书提到的“一个实施方案”、“一实施方案”、“一个实施例”或“一实施例”意味着结合该实施方案或实施例描述的具体特征、结构或特性包括在本发明的至少一个实施方案中。因此，贯穿本说明书的多处出现的短语“在一个实施方案中”、“在一实施方案中”、“一个实施例”或“一实施例”不一定全都指代相同的实施方案或实施例。此外，具体特征、结构或特性可以在一个或多个实施方案或实施例中以任何合适的组合和/或子组合进行组合。具体特征、结构或特性可以包括在集成电路、电子电路、组合逻辑电路或提供所描述的功能的其他合适的部件中。另外，意识到，本文提供的附图是用于向本领域普通技术人员解释的目的，并且附图不一定按比例绘制。
如上所述，通常在开关模式功率转换器中使用外部隔离部件诸如光耦合器或通过变压器磁芯上磁耦合到次级绕组的额外偏置(例如，反馈)绕组提供隔离。一些产品和应用可能需要低输出电压，诸如例如5V及以下。在这些低电压情况下，可以利用同步整流来实现高效率以及紧凑的形状因子。同步整流用被切换为表现得像整流器的同步整流器开关(例如，MOSFET)代替输出整流二极管，以减小压降和功率损耗。在一个实施例中，同步反激式开关模式功率转换器的输入侧上的输入控制器参考输入地参考来控制输入功率开关。在一个实施例中，输入控制器电路和输入侧开关可以用输入控制器IC中的单片结构或混合结构来实现。继续该实施例，同步反激式开关模式功率转换器的次级侧上的次级控制器参考输出地参考来控制同步整流器开关。同步整流器开关的切换动作通过良好控制的隔离选通(gating)信号与输入侧开关的切换同步。
用于反激式转换器的次级控制器可以提供更严格的输出调节和对负载瞬变的更快响应。然而，如前所述，常规的输出控制方法通常使用外部隔离装置，诸如例如光耦合器。即使参考不同的地，输入控制器和输出控制器仍然应该能够可靠地在它们之间进行通信，诸如通过输入控制器与输出控制器之间的磁耦合。如本文所使用的，“地”或“地参考”可以指电路中根据其测量电压的参考点、电流的公共返回路径或到地球的直接物理连接。
在一个示例性同步反激式功率转换器的运行中，在输入侧开关的关断时间段期间，输出整流器是导通的(例如，将能量传递到输出)。此外，在该关断时间段期间，次级输出电压反射(reflect)到输入侧，并添加到在开关上的输入电压。在连续导通模式(CCM)期间，当输入侧开关重新接通时，次级整流器仍是导通的。因此，输入侧开关上的电压通过Vin+VOR限定，其中Vin是在输入绕组上的输入总线电压(例如，经整流的线路电压)，并且VOR是反射到输入侧的输出电压。为了使开关接通应力最小化并减少切换损耗，反射的输出电压VOR应尽可能接近Vin。然而，在不连续导通模式(DCM)运行中，在输入侧开关接通之前，所述次级整流器停止导通，并且由于次级寄生电感和电容，发生松弛震荡(relaxation ringing，松弛振动)。在次级侧的松弛震荡的每个峰值(极值)点在输入侧呈现出反射震荡的谷点，所述谷点提供在输入侧开关上的电压处于或接近最小值的时间，以减小在接通输入侧开关期间的切换损耗。
因此，本公开内容的实施方案提供了一种用于准谐振QR低损耗切换控制的方法和设备。本文讨论的实施方案可以适用于隔离式(例如，同步反激式)或非隔离式(例如，降压升压式)开关模式功率转换器，其中输出控制器可以与输入控制器参考不同的地并且可以与输入控制器通信以命令切换输入侧控制器。输出控制器可以避免开关模式功率转换器的任何不期望的附加尺寸和成本，同时根据输出控制器提供对输入侧开关的隔离的有效控制。本文讨论的一些实施方案在如下一个时间间隔对在功率转换器的DCM运行期间发生的在能量传递元件的输出绕组端子上的松弛振荡/震荡波形上的局部极值进行定位(例如，估计时间)，所述时间间隔为在切换循环结束之前已经结束向负载传递能量到输出二极管已经停止导通。如本文所使用的，“极值”或“多个极值”包括任何局部最大点或最小点，或者可以被称为“峰值”和“谷值”，其中在数学上斜率(即震荡/振荡波形的导数)接近于零。
本文讨论的实施方案可以包括输出控制器，所述输出控制器基本上在能量传递元件的输出端子处的电压波形的极值时间提供输入切换请求信号。在一个实施方案中，基本上在极值时间提供输入切换请求信号包括在极值时间或其附近生成输入切换请求信号。在另一实施方案中，基本上在极值时间提供输入切换请求信号包括在一个包含极值出现的时间的切换请求窗口时间段期间生成输入切换请求信号。在又一实施方案中，基本上在极值时间提供输入切换请求信号包括估计极值的时间并在估计的时间生成输入切换请求信号。基本上在极值时间提供输入切换请求信号还可以包括生成输入切换请求信号，使得输入侧开关在极值时间处或其附近、在估计的极值时间或其附近、或者在切换请求窗口期间或其附近从关断状态转变到接通状态。这种输出控制器可以提供具有最小接通损耗的输入侧开关的有效切换，并且还提高了功率转换器的效率。
例如，在输出侧控制功率转换器中，输出控制器感测输出，控制和同步所述输入切换并且调节向输出的能量传递，所述输出控制器以输出地参考为参考。在DCM运行中，可以通过减小输入侧开关的切换损耗来提高效率。通过检测在输出整流器导通间隔结束时在输出绕组端子上发生的松弛震荡(准谐振振荡)上的极值位置，输出控制器通过隔离屏障指示进行输入切换。在一个实施例中，极值(例如，峰值)检测可以在围绕在输出电压以上的半振铃振荡的峰值位置周围限定的时间窗口内。因此，本文所讨论的实施方案提供了为功率转换器的DCM运行提供极值切换请求的方法和设备，其中，控制信号从输出到输入的交换(并且反之亦然)越过隔离屏障。
图1A示出了根据本公开内容的教导的一种示例性隔离式功率转换器100A，例示出了具有带有极值定位器170的输出控制器145的控制电路160。图1A的示例性实现方式是隔离式同步反激式功率转换器，其中，输入控制器135和输出控制器145通过隔离通信接口140(例如，磁耦合)连接。
图1A还示出了全桥整流器110，该全桥整流器耦合到ac线路105以生成经整流的ac115，所述经整流的ac 115通过电容CF 117被滤波。经整流的ac 115耦合成通过能量传递元件120A被接收，如所示的，该能量传递元件包括输入绕组121和输出绕组122。在所例示的实施例中，箝位电路125耦合在能量传递元件120A的输入绕组121上，如图所示。
在所描绘的实施例中，输入侧开关装置S1 130耦合到功率转换器100A的输入侧，该功率转换器的输入侧以输入地参考101为参考并且在输入绕组121处耦合到能量传递元件120A。在一些实施例中，开关装置S1 130可以包括在同一集成电路封装160中的单片结构或混合结构中。如所示的实施例中所示，开关装置S1受来自以输入地参考101为参考的输入控制器135的控制信号138的控制，并且响应于线路和负载变化，调节通过变压器120A的输入绕组121到次级绕组122的能量传递。在开关130上的电压(其在MOSFET功率开关的实施例中是漏极电压VD 132)和到漏极的电流ID 131由在图2A-图2C中更详细解释的符号化波形133示出。箝位电路125(其在所例示的实施例中是二极管-电阻器-电容器电路)耦合在输入绕组121上，以对开关装置S1 130上的由于来自输入绕组121的漏电感而引起的关断尖峰进行箝位。
如图1A的实施例所示，输出侧整流器开关S2 150A和并联二极管D2 155在次级侧耦合到次级绕组122，并且用作同步反激式转换器100A的同步整流器。在功率转换器100A的所例示的实施例中，具有并联二极管D2 155的输出侧整流器开关S2 150仅在输入侧开关130的关断时间期间传导电流。在一个实施例中，二极管D2 155是外部连接的肖特基二极管。
在一个实施例中，开关S2 150受来自输出控制器145的SR引脚143的信号的控制。只要在SR端子143处的电压上升到高于栅极阈值电压的值，由开关S2 150提供的同步整流器就开始传导电流。次级纹波通过输出滤波电容Co 186变得平滑，并且dc输出电压Vo 180以及负载电流Io 182施加到负载185。输出电压Vo 180通过输出感测电路181被感测，在一个实施例中，输出感测电路可以包括电阻分压器183。来自输出感测电路181的反馈信号耦合到输出控制器145的引脚FB 144。
在一个实施例中，作为数字或模拟信号的反馈信号(通过FB 144)与输出控制器145的引脚141和引脚143处提供的信息相结合可用于确定输入切换请求信号，该输入切换请求信号是通过隔离通信链路140(在一个实施例中可以是通过引线框架或接合线的磁耦合)传输(传送)的并且由参考所述输入地参考101的输入控制器135接收的。
端子141在次级绕组122处接收在输入侧呈现漏极电压VD 132的反相波形的电压信号VWND 123A。如下面将讨论的，极值定位器170可以估计电压信号123A达到极值的时间，并且然后使输出控制器145能够传送切换请求信号以发起输入侧开关130的接通。输入控制器135接收通过隔离屏障和通信链路140从输出控制器145传送的切换请求信号。线路/输入电压Vin信息信号116获自输入感测电路(例如，耦合到经整流的ac总线115的RC电路或其他公知的线路感测电路，未示出)。线路/输入电压信息116可以被耦合为通过输入控制器135的端子136上的电阻器117的电流信号。
所感测的开关漏极电流ID 131信号被接收(在一个实施例中，通过集成感测FET)并且耦合到端子134。意识到，基于所需的设计和转换器额外特征/保护，可有一些更多的被接收/耦合到输入控制器135的端子137的输入控制信号149。输入控制器135基于从输出控制器145传递的切换请求信号结合来自输入侧的其他信号生成切换控制信号(例如，栅极信号)138。栅极控制信号138控制开关S1 130的切换以调节通过能量传递元件120A向输出的能量传递。用于输出控制器的电源可以通过在旁路电容器148两端的旁路引脚BP 147提供，所述旁路电容器被外部耦合到旁路BP电源146。
控制开关S1 130的输入控制器135参考所述输入地参考101，并且控制开关S2 150(具有并联二极管D2 155)的输出控制器145参考所述输出地参考191。在输入控制器135与输出控制器145之间的通信应当通过电流隔离(例如，磁耦合的通信链路140)。在一个实施例中，隔离的通信链路140可以是单向的或双向的(由单个或多个通信链路组成)。
图1B示出了根据本公开内容的教导、具有带有极值定位器170的输出控制器145的一个示例性非隔离式功率转换器100B。图1B示出了基于另一实施方案的非隔离式降压-升压式转换器的实现方式。如图1B的实施例中所例示的，即使输入和输出电路没有电流(电)隔离，输入电路(输入地参考101)和输出电路(输出地参考191)的参考电平也是不同的，并且输入控制器135和输出控制器145分别仅能通过隔离屏障140通信。
功率转换器100B的输入侧部件具有与先前参考图1A所描述的类似功能。然而，图1B中的能量传递元件具有单个绕组L1 120B，并且示出为二极管150B的输出整流器不需要同步控制信号。因此，在输出控制器145中，未示出同步控制端子(图1A中的SR 143)。当开关S1 130闭合时，能量存储在L1 120B中，并且由于输出二极管150B的抑流方向，没有能量可以从输入传递到输出。在该间隔期间，通过大容量输出电容器Co 186对输出负载185(在一个实施例中可以是LED阵列178)进行馈电。
当开关S1 130关断(断开)时，二极管150B的正向方向上的电感器电流流到输出以对大容量输出电容器Co 186再充电并馈电给负载185。输入控制器135和输出控制器145的功能可保持与图1中所解释的一样，除了输出同步整流器控制信号和控制器的SR端子是不需要的并且未示出。
图2A例示出了一个示例性隔离式功率转换器。图2B和2C例示出与通过图2A的功率转换器的能量传递相关联的各种波形。如图2A的部分示意图所示，变压器220的输入绕组221和输出绕组222包括输入侧处的磁感应Lmag 225和输入绕组电感器的泄漏Lleak 224。在输入电容CF 217上的经整流的线路电压215以输入地参考201为参考并且被施加到输入绕组221。开关装置与输入绕组221串联耦合，开关装置在一个实施例中可以是具有漏极电流ID 231和漏极电压VD 232的功率MOSFET 230。变压器220的输出绕组222耦合到具有并联二极管255(外部二极管或MOSFET开关的体二极管)的输出整流器开关S2 250。输入开关S1230的控制端子/栅极从以输入地参考201为参考的输入控制器(例如，图1中的135)接收开关信号238，而输出开关S2 250从以输出地参考291为参考的输出控制器(例如，图1中的145)接收开关信号252。输入控制器与输出控制器之间的隔离式通信使输入开关S1 230和输出开关S2 250的切换/导通同步。输入开关S1 230和输出开关S2 250的同步互补切换控制从输入到输出的能量传递，以调节在输出电容器Co 386上的输出电压Vo 280。在图2B中更详细地示出了一个切换循环内处于两个不同的线路电压条件下的开关电压232VD对时间t 205的波形。在低输入电压Vin1 241处的波形246呈现出CCM或临界运行模式，其中在漏极关断时在高频寄生振荡243(由于Lleak和Cp)之后漏极电压稳定在(Vin1+VOR)246(低输入电压Vin1241加上反射到输入的输出电压VOR 247)。在输出整流器导通间隔248结束时，输入漏极电压可以在输入开关接通的下一个周期之前下降到零。另一方面，在处于高输入电压Vin2242的曲线图244中，当漏极关断电压在高频寄生振荡243之后稳定为(Vin2+VOR)244时，漏极关断电压显示较高幅度(假设相同的VOR且Vin2>Vin1)。运行模式已经改变为DCM，并且在输出导通间隔249结束时，输入漏极电压可以示出一定的松弛振荡(围绕VOR对称)，其可以使漏极电压下降到除零之外的某个谷值(点A 245)。通过在谷点A 245处或附近同步下一个开关接通，可以减小切换损耗并且提高转换器的效率。
在图2C中，曲线图270描绘了在DCM运行模式中的一个切换循环中的输入漏极电压VD 232以及在曲线图260中的输入开关电流231ID以及在曲线图280中出现在输出控制器145的端子141上的反激输出绕组电压VWND 223的示例。输入开关漏极电压VD 232与图2B中所解释的一样。在导通期间几乎到零的下降276之后，漏极电压在关断处跳起来并且在某些寄生振荡273之后漏极电压在输出整流器开关(体二极管)导通时稳定274在(Vin+VOR)272；当输出整流器(开关体二极管)停止导通时，发生松弛振荡275(在Vin 278周围)，所述松弛振荡在开关上生成一些峰值和谷值电压点(由于输入侧的磁感应与变压器绕组和Mosfet开关的杂散电容之间的谐振)。图2C中的曲线图260描绘了输入开关电流ID 231的一个切换循环TSW265，所述切换循环在输入开关接通时间期间(漏极电压几乎为零276)具有线性斜升262，并且在下一个开关接通中的斜升264之前在输入开关关断时间期间降至几乎为零263。图2C中的曲线图280在与曲线图270和曲线图260一样的时间标度上呈现输出绕组(出现在输出控制器145的端子141上)上的电压VWND 223。当输入开关在接通时间期间导通并且输出整流器抑制传送到输出的电流时，在输入绕组上按照变压器比例缩放的输入电压出现在输出绕组(电压电平282)上。在输入开关关断期间，VWND 223降至零以下(随着输出整流器电压下降，～0.6-0.7V)。在向输出的能量传递完成并且输出整流器停止导通之后，输出松弛振荡285开始，并且在下一个切换循环接通之前，可以在输出电压Vo 288周围发生几个振荡周期。第一震荡周期1st Ring 284和第二震荡周期2nd Ring 286被示出在曲线图280上。与曲线图270的输入侧振荡相比，输出松弛震荡示出反向变化斜率。换句话说，输入侧的波谷震荡(例如，谷1，279)在输出侧处呈现为峰值震荡(例如，极值289)。
图3A是根据本公开内容的教导的示例性极值定位器的第一部分的功能框图。图3A-图3D例示出了极值定位器，所述极值定位器实现生成切换请求窗口的第一步骤，在该切换请求窗口内使输出控制器能够传送切换请求信号。在一个实施方案中，切换请求窗口基于在输入控制器135与输出控制器145之间的初始通信(信号交换)期间确定的松弛振荡的半震荡周期。在一个实施方案中，在信号交换时段期间的一时间段(例如，在第一切换循环后30us)可以禁止或停用功率开关的切换。在该实施方案中，停用功率开关在该时间段的切换可以迫使功率转换器运行进入不连续导通运行模式(DCM)，使得在能量传递元件的输出端子处可以发生松弛震荡。通过在能量传递元件的输出端子处的松弛震荡，极值定位器然后可以确定或估计一个或多个极值的时间。
如图3A所示，来自输出绕组的绕组电压信号VWND 305和来自输出的输出电压信号Vo 308由框310的上半震荡检测器接收，该上半震荡检测器输出用于上半震荡持续时间信号330的逻辑高信号(VWND>Vo)。然后将半震荡持续时间信号330提供给框340的参考电压Vref生成器，所述参考电压生成器然后生成参考电压，该参考电压可以是线性充电电压(如曲线图370所示和图3C中所解释的)。
图3B是上半震荡检测器框310的一个可能的实现方式。框310中的比较器312在非反相输入端处接收VWND信号305，并且在反相输入端处接收信号Vo 308，以及输出用作驱动信号的逻辑信号330。图3C是参考电压生成器340的一种可能的实现方式。如图3C中所示，接收逻辑信号330以控制开关345来对定时电容器C1 350充电。在图3B中，示出与输出电压Vo308相比较的、在输出整流器开关停止以DCM运行模式导通之后的松弛振荡的一个震荡周期与时间t 302的关系。输出绕组电压VWND305与Vo 308比较，并且在时间线315与325之间的Tring/2 322的间隔内的上半震荡320高于Vo 308时，比较器的输出信号330为逻辑高(以保持图3C中的充电开关Sch 345闭合，并且放电开关SDch 347断开)。在震荡电压低于Vo 308的间隔(区段314和328)，信号330为逻辑低(断开图3C中的充电开关Sch 345，并且闭合放电开关SDch 347，以将C1放电至最小偏置电压Vbias 349)。
来自电源VDD 342的恒定电流源I1 344通过开关Sch 345以线性恒定速率对定时电容器C1 350充电，使得在电容器上的电压Vch 352提供充电时间。对于整个上半震荡持续时间322(VWND>Vo)，在电容器C1 350上的最终充电电压将生成Vref 371。当信号333降至逻辑低时，反相器335可提供变为逻辑高的补偿信号。在通过框336具有一些阻滞延迟的该补偿信号生成用于放电开关SDch 347的开关信号337。提供阻滞延迟(例如，大约30us)以将检测到的Vref转换为数字的并将其锁存以在正常运行中使用。在阻滞延迟之后，信号337变为逻辑高并且放电开关SDch 347闭合，以将电容器C1 350放电至限定用于下一个充电循环的起始电压电平354的最小电平偏置电压Vbias 349。在上半震荡320结束时(在时间线325处的间隔Tring/2 322之后)，定时电容器C1 350上的充电电压达到并保持在Vref。Vref值可以被传递为数字的并被锁存以在DCM切换循环期间使用来限定切换请求窗口。图3C中的曲线图370呈现了从最小偏置电压Vbias 349(具有在开关Sch 345闭合之前C1 350放电之后的持续电压电平的电压电平354)开始的在定时电容器C1 350上的充电电压Vch 352与时间t 302的关系。在上半震荡、间隔Tring/2 322期间，Vch 352以恒定斜率(线性部分355)线性充电，并且在Tring/2间隔(上半震荡320)结束时已上升到Vref电平371，并被保持了一阻滞延迟间隔，直到其被转换为数字的并被锁存以在正常运行中使用：
Figure GDA0001317535220000121
图3D是图3A的示例性极值定位器的剩余部分的功能框图。来自Vref生成器框340的输出是参考电压Vref371，其通过ADC框373被传递为数字信号Vref-Digital 374(在一个实施例中是4位数字信号)。然后将该数字信号Vref-Digital 374锁存(锁存器框375)，并且输出的信号Vref-Latched数字信号376将在DAC框377中被转换为在每个切换循环的正常模拟过程中利用的模拟形式，以限定信号Vref 379、Vref-t1 381和Vref-t2 382。在一个实施例中，Vref-t1和Vref-t2是Vref的分数部分。在一个实施例中，Vref-t1和Vref-t2可以分别是Vref的1/3和2/3。考虑施加的偏置电压Vbias 349，Vref-t1和Vref-t2可以被写为：Vref-t1＝[1/3*(Vref-Vbias)+Vbias]，并且Vref-t2＝[2/3*(Vref-Vbias)+Vbias]。在一个实施方案中，为了补偿不同的控制电路框的不期望的传播延迟，应当施加估计的预定延迟。在一个实施方案中，可通过向下移动峰值窗口参考电压(如将在图4B中通过断开DAC中的一些电流源(例如，电流源435和436)来解释的)来在框380中施加延迟。这产生偏移的参考Vref-t’1 383和Vref-t’2 384，其中Vref-t’1＝Vref-t1-ΔV1且Vref-t’2＝Vref-t2-ΔV2。在一个实施方案中，ΔV1＝ΔV2＝ΔV，并且在另一实施方案中ΔV2>ΔV1，以预测控制电路的电路之间和/或内部的传播延迟的更实际的补偿。因此，可以生成如图形框385所示的峰值切换窗口，其中定时t'1＝t1–Δt1和t'2＝t2–Δt2。定时信号t'1和t'2表示具有估计延迟的窗口开启/开始(窗口的左边界)和窗口闭合/结束(窗口的右边界)。在一个实施方案中，Δt1＝Δt2＝Δt；然而，为了更实际地补偿控制电路中的传播延迟，可以将峰值切换窗口的闭合/结束的定时偏移Δt2调整得大于用于峰值切换窗口的开启/开始的定时偏移Δt1(即，Δt2>Δt1)。
意识到，在其他实施方案中，峰值切换窗口的宽度可以进一步变窄，并且在一实施例中，峰值切换窗口的宽度可以被限定为半震荡周期的1/5(例如，Vref-t1＝2/5Vref且Vref-t2＝3/5Vref)。还意识到，在其他实现方式的设计实施例中，用于补偿控制框的传播延迟的峰值切换窗口偏移可以以不同的方式实现，例如直接通过保持时间框或通过使参考值Vref-t'1383和Vref-t'2384偏移来限定用于峰值切换窗口的开始(开启)和结束(闭合)的阈值。因此，可以如图形框385所示生成峰值切换窗口，其中定时t'1＝t1–Δt1且t'2＝t2–Δt2。定时信号t'1和t'2表示具有估计延迟的窗口开启/开始(窗口的左边界)和窗口闭合/结束(窗口的右边界)。
图4A是图3D的模数转换器(ADC)的示例性电路图。图4A示出了参考电压Vref的ADC转换。恒定电流源431、432、433和434分别被用1*I、2*I、4*I和8*I加权，并且从VDD电源430耦合到开关Q1 441、Q2 442、Q3 443和Q4 444，这些开关被控制在接通[1]或关断[0]状态之间。通过开关K1 445和K2 446的额外电流源435“2*I”和436“I”可以馈送额外的电流以使电势偏移。在ADC的处理期间，开关K1和K2闭合，并且电阻器上的压降向上偏移。通过Vref值422的4位二进制数字[0，1]加权的电流被转换为Vref-digital＝[Q4，Q3，Q2，Q1]448。
恒定电流源通过电源VDD 430并行地向节点P 450和串联电阻器453、454和457馈送电流。开关Q1、Q2、Q3和Q4顺序地闭合，并且作为由于串联电阻器(3R)上的顺序增加的电流引起的压降的节点P 450(VP)上的电压在比较器420的正极输入端421上与比较器420的负极输入端422上的参考电压Vref进行比较。在节点P上的电压等于参考电压(在图3C的信号交换过程中限定为Vref371)的位置，(Vref–Vbias)＝(VP–Vbias)＝3*R*I*(3+Q1+2*Q2+4*Q3+8*Q4)的值被限定并且被锁存为Vref-digital＝[Q4，Q3，Q2，Q1]的数字值448。
图4B是图3D的数模转换器(DAC)的示例性电路图。图4B示出了锁存参考电压Vref(其呈现半震荡时间段)的模数转换(ADC)的反向处理并生成峰值切换窗口分数参考Vref-t1和Vref-t2的实施例(在一个实施例中在施加一些估计延迟后的参考为Vref-t'1和Vref-t'2)。在具有松弛震荡的DCM运行的正常切换循环中，分数参考Vref-t1和Vref-t2限定峰值切换窗口的开始点和结束点。使用具有相同参考标签的数字开关的类似结构，并且恒定电流源431、432、433和434分别被用1*I、2*I、4*I和8*I加权。电流源耦合到开关Q1 441、Q2 442、Q3 443和Q4444，所述开关Q1 441、Q2 442、Q3 443和Q4 444通过锁存值Vref-digital＝[Q4，Q3，Q2，Q1]的每个二进制数的接通(ON)或关断(OFF)状态[0，1]控制。通过借助Vref-digital＝[Q4，Q3，Q2，Q1]的数字命令使相关的数字开关闭合，恒定电流源并行相加通过节点P 450以生成在分压器的串联电阻器453、454和457上的参考压降：(Vref–Vbias)＝3*R*I*(Q1+2*Q2+4*Q3+8*Q4)，所述参考压降还对于峰值切换窗口请求生成分数参考电压Vref-t'1 456和Vref-t'2 455。在电阻分压器的低侧的偏置电压电平Vbias 459使低侧电压保持在零以上，并且电阻分压器的上侧由于电流源的总和而具有总的压降。
在一个实施例中，通过断开开关K1和/或K2，可以移除用于ADC编程的电流的一百分比，这导致偏移到在电阻器上的较低压降。节点P 450处的偏移电压和(Vref/shift-Vbias)452的偏移值使生成的分数参考Vref-t'1 456[由等式466给出，Vref-t'1＝(Vref/shift-Vbias)*1/3+Vbias]以及Vref-t'2 455[由等式465给出，Vref-t'2＝(Vref/shift-Vbias)*2/3+Vbias]下降。这导致如图5A和图5B所示的峰值切换窗口的开始时间和结束时间(边界)的偏移。使窗口偏移可以补偿由于控制电路框引起的可能的传播延迟。
图4B中的曲线图460示出了定时电容器C1 550(图5B)上的充电电压Vch 560的电压斜升以及峰值切换窗口边界的偏移的参考电压Vref-t'1467和Vref-t'2 466相对于当VWND>Vo时代表松弛振荡的上半震荡时间段Tring/2 422的偏移参考电压Vref/shift 461的情况。电压Vch从最小点Vbias 469开始，并保持在该最小电平464(此时VWND<Vo)，直到上半震荡期间，Vch线性斜升465，并且在上半震荡时间段Tring/2 422结束时达到并锁存在Vref/shift 461。
图5A例示出了根据本公开内容的教导的对称切换请求窗口波形。如图5A所示，在松弛振荡的正弦半震荡515期间，在输出控制器处接收的上半震荡电压VWND 512高于输出电压Vo 514。对于对称切换窗口，半震荡时间段Tring/2 508被对称地分成相等的部分(段)。在图5A的实施例中，所述半震荡时间段Tring/2被划分为三个相等的段T/3 502、504和506。然而，在其他实施例中，所述半震荡时间段Tring/2可以被划分为5个或其他奇数段以使窗口的宽度缩窄。
图5B是根据本公开内容的教导的充电电路540的示例性电路图。在一个实施方案中，在已经确定了参考电压(例如，在信号交换期间被检测和存储)之后，充电电路540可利用窗口开启参考和窗口闭合参考以及电压信号505的当前值来确定切换窗口的边界。框510检测输出控制器的输出绕组电压VWND(图1A/图1B中的端子141)在输出电压Vo以上的上半振铃振荡的持续时间。输出绕组电压VWND 505被施加到比较器512的非反相输入端，并且只要输出绕组电压VWND 505保持得高于比较器512的反相输入端上的输出电压Vo 508，那么输出信号530就为高，从而将开关Sch 545致动以通过耦合到VDD电源542的恒定电流源I1 544对定时电容器C1 550进行线性充电，并通过反相器535将放电开关SDsh 547去激励。偏置和/或偏移的小电压电平Vbias/shift 549防止C1 550放电至零，并且每个周期的C1 550的斜升充电从该最小电压电平Vbias/shift 549开始。节点Vch560处在定时电容器C1 550上的线性斜升充电电压被分别施加到两个比较器551和552的非反相输入端553和554。比较器551和552的反相输入端555和556接收用于峰值切换窗口宽度限定的阈值/参考值Vref-t'1 555和Vref-t'2556，所述阈值/参考值Vref-t'1 555和Vref-t'2 556在图4B的ADC电路中被限定。比较器551和552(图5E所示)的输出信号L1 557和L2 558限定了峰值切换窗口的开始边界和结束边界(窗口开启和窗口闭合)。
图5C例示出了根据本公开内容的教导的用于在隔离接口上的延迟补偿的偏移切换请求窗口波形。图5C示出了在输出电压VWND 512在高于输出电压Vo 514时的上半振铃振荡515的时间间隔Tring/2 508(在时间轴t 510上)期间的峰值切换窗口的散列区域(对称518和具有估计的电路延迟的偏移不对称520)。对称峰值切换窗口518的左边界和右边界向前偏移Δt1 503和Δt2 507以便补偿控制电路的传播延迟。
图5D例示出了对应于图5B的充电电压的充电电压波形。图5D示出了在定时电容器C1 550上充电的电压Vch 560从最小电平的Vbias/shift 566开始并且线性倾斜565的斜升。在Vref-t'1 561的阈值处，交叉点571限定峰值切换窗口的开始/起始t'1 573，并且在交叉点572处的Vref-t'2 562的阈值限定了峰值切换窗口的结束t'2 574。在一个实施例中，在到达第二阈值交叉点572之后，充电开关Sch 545可以断开，并且放电开关SDch 574闭合以开始使电容器C1(斜降部分567)放电并加速该过程。图5E描绘了限定切换窗口的开始边界和结束边界(窗口开启和窗口闭合)的信号L1583(其是图5B中的比较器551的输出557)和信号L2584(其是比较器552的输出558)。信号L1 583在t'1 573处从低变为高(电平587)，并命令峰值切换窗口的起始点。信号L2 584在t'2 574处将状态从低变为高(电平588)，并且命令峰值切换窗口结束。
图6A是例示出了根据本公开内容的教导的生成切换请求窗口的示例性过程600A的流程图。图6A介绍了在启动(上电)时在输入控制与输出控制之间信号交换的流程图。在启动时，进行信号交换过程(在输入控制器与输出控制器之间交换信号)，以确认信息和切换启用信号的适当通信。在启动时，输入切换开始增加输出绕组上的电压——如被称为输出绕组电压VWND——和在输出处的电压Vo。基于本申请的教导，在信号交换初始化期间，限定在正常运行期间在每个切换循环中使用的参考电压。
框603示出了通过取回绕组电压VWND和输出电压Vo的信号交换过程的开始，然后绕组电压VWND和输出电压Vo通过接线609被传递到上半震荡检测框611，并且通过614被连接到比较条件框619(VWND>Vo，引入图3B中的比较器312)。如果输出绕组电压VWND小于输出电压Vo(选项“否”，616)，则表明输出整流二极管(图1中的D2 155)仍然导通，并且处理结束返回到614，等待直到所述/输出绕组电压VWND变为大于输出电压Vo(选项“是”623)。在电压信号VWNDD已经增加到相对于所述输出地参考为正的时间，松弛振荡开始，并且框633表示用恒定电流源(I1，在图3C中的344)对定时电容器(C1，图3C中的350)充电到充电电压Vch 352。在上半震荡结束时的框643中，读取充电电压Vch＝Vref，并且通过接线644将其传递到ADC框647以转换为数字的并进行锁存(以被保持)。通过接线648的框663随后显示定时电容器的放电并复位(通过图3C中的开关SDch 347)。过程600A继续通过664到DAC框673，以将Vref从数字的转换为模拟的，并将Vref的分数限定为参考Vref_t'1和Vref_t'2(在一个实施例中，Vref_t'1＝1/3Vref且Vref_t'2＝2/3Vref)来确定“切换窗口”的时间间隔。然后，将用于“切换窗口”的这些参考Vref_t'1和Vref_t'2传递647到框683以结束信号交换处理，并且“切换窗口”参考Vref_t'1和Vref_t'2被保持用于在正常运行684中(随后在图6B中)的每个切换循环中的“切换窗口”检测过程。
图6B是例示出了在功率转换器的正常运行期间利用切换请求窗口以使得能够在输出绕组电压信号的极值的估计时间生成切换请求信号的示例性过程600B的流程图。图6B示出了基于本发明的教导在正常运行期间每个切换循环的输出控制器峰值环检测窗口，以实现有效的输入和输出同步切换。在一个实施例中，输入控制脉冲和输出控制脉冲的隔离屏障通过输入控制器与输出控制器之间的磁通信(其他实施例可以包括光学或其他隔离耦合)。
过程600B通过检测反激式次级/输出电压下降边缘，在每个切换循环在输入开关漏极关断上升边缘开始605。上升边缘检测信号610启用使定时器复位并将计数器设置回零的峰值切换窗口电路的框612。然后，接线615进入条件框620，以检查正向引脚电压是否高于零。如果正向引脚电压低于零(选项“否”621)，则意味着次级/输出仍然是导通电流，并且具有二极管压降的量(在整流器装置上的～0.5-1V的压降)的VWND小于输出地参考(负载侧)。只要输出整流器导通，则在条件框622中将反馈电压VFB与反馈阈值电平VFB-th进行比较。如果反馈电压VFB不低于反馈阈值电平VFB-th(选项“否”617)，则小循环结束返回到615，并等待直到正向引脚电压VWND变为零以上(次级/输出导通停止，并转到DCM松弛震荡)或反馈电压VFB变为低于反馈阈值电平VFB，选项“是”624，这意味着没有达到调节(例如，在启动期间)，在这种情况下，峰值切换窗口电路被停用并且定时电容器C1放电。如果正向引脚电压变为高于零(框620的选项“是”625，这意味着DCM中的次级/输出导通和能量传递已经结束，并且松弛震荡开始)。在这种情况下，在条件框640中，将正向引脚电压VWND与输出电压Vo进行比较以找到震荡正峰值间隔。同时，作为与峰值切换窗口的主要处理并行的预防措施，定时器627开始跟踪最大时限(例如超时阈值；定时器期满超过20us)。只要未达到时限(选项“否”631)，循环将返回到628，等待到达时限(超时阈值)。如果峰值切换窗口的主要过程在少于时限(超时阈值)的时间内未成功完成，则在时限(超时阈值)期满时，选项“是”632，停用切换窗口电路，并且定时电容器C1放电(670)。
当输出绕组电压VWND大于输出电压Vo(条件框640的选项“是”642)时，过程600B继续。框645示出了用恒定电流源(图5中的I1 541)对定时电容器(图5中的C1 550)的充电过程。当C1在充电并且在C1 550上的Vch 560正在斜升时，接线646转到条件框650以检查Vch是否已经达到第一阈值Vreft1(切换请求窗口开启)。如果Vch低于Vref-t'2且高于Vref-t'1(Vref-t'1<Vch<Vref-t'2，选项“否”656)，则在框658中检查反馈阈值(VFB<VFB_th)。如果VFB低于预期阈值(选项“是”654)，则意味着不满足调节，并且通过框690的接线682请求输入切换692并通过692结束返回到下一个切换循环的起始点605。
然而，如果VFB高于反馈阈值(VFB＞VFB_th；选项“否”653)，则小循环返回到652并等待达到Vref-t'2(峰值切换窗口闭合)。当小循环达到/超过Vref-t'2(选项“是”657)时，所述过程禁止输入切换请求(框658)。同时在条件框660中检查振荡的数目，并且如果计数器已经达到最大计数Nmax(在一个实施例中为4个振荡)，选项为“是”657，则峰值切换窗口电路被停用并且定时电容器C1放电(框670)并且切换请求将基于VFB达到VFB_th(框675)。如果计数器还没有达到最大计数Nmax(选项“否”661)，则使定时电容器C1(框565)放电以将计数值相加，并在下一个松弛震荡/振荡中搜索新的峰值切换窗口(接线666返回以从625重新开始)。
意识到，如上所述，除了松弛振荡数目的“超数”限制/阈值之外，在处理可能停止搜索峰值窗口之前还存在最大持续时间的“超时”限制。在625，定时器在每个切换循环开始时复位，通过接线626开始定时器627并且保持峰值切换窗口搜索完成之前的处理时间。在开始定时器框627之后，条件框630检查定时器是否已经期满(在一个实施例中，20us期满时间或被称为超时)。如果定时器尚未期满(选项“否”631)，定时器将在返回到628的短等待环路中继续跟踪时间直到时间期满(选项“是”632)。切换窗口电路被停用并且定时电容器C1放电(框670)。然后通过接线672在条件框675中将反馈信号与反馈阈值进行比较(VFB<VFB_th？)。通过选项“否”676的短等待环路等待直到VFB<VFB_th(选项“是”678)，输入切换请求690发生，并且该处理通过692到达605以在下一个切换循环重新开始。
图7A是根据本公开内容的教导的示例性输出控制器的功能框图。图7A例示出了同步隔离式功率转换器的不同运行模式中的条件，所述同步隔离式功率转换器可以启用通过隔离通信链路来自输出控制器的输入控制器切换请求。来自输出绕组电压VWND 702(出现在图1中的次级控制器145的端子141上)的数据被处理用于切换启用判定(被示为框720切换启用处理)以确定运行的模式和条件。基于本申请的教导，可能发生三种情况来激励/启用来自输出控制器的输入切换请求。
在第一种情况下，通过在输出电压Vo 288(图2C中的曲线图280所示)周围的切换循环(通常为低负载)结束时发生的松弛振荡285来识别DCM运行。在具有输出绕组电压松弛振荡(图2A中的VWND 223)的DCM运行的情况下，限定了高于输出电压的上半震荡极值附近的部分，使得极值切换窗口启用电路721生成切换请求窗口信号778以启用输入开关控制信号生成器。如图所示，如果控制信号生成器790被启用，并且如果反馈信号731指示输出的变化(VFB<VFB_th)，则输入开关控制信号生成器790可以经由收发器795和通信链路792传送控制信号791。
如果没有检测到DCM运行并且在切换循环结束时电压VWND(图2A中的223)仍略低于零(输出二极管正向压降的量)，则在第二种情况下，CCM硬切换启用电路722可启用控制信号生成器790，以响应于FB信号731(VFB<VFB_th)生成控制信号UCONT 791。
在图7A中的电路运行的第三种情况下，超时或超数电路723可以提供强制条件，所述强制条件包括在预定的超时或预定数量的松弛震荡的计数之后启用输入开关控制信号生成器790。意识到，当震荡被抑制在低于最小幅度(在一个实施例中，当振幅或震荡降到1伏特以下)时，也可以施加第三种条件。
或门780(相当于图7B中的或门780)指示三种情况中的任何一种可以单独启用对输入功率开关的切换请求。信号UENBL 785(相当于图7B中的信号UENBL 785)能够生成输入切换控制信号(图7B中的信号UCONTL791)，只要反馈FB信号731低于反馈阈值(在图7B中VFB<VFB_th且信号733为高电平)，这意味着输出压降要求输入开关接通并将能量传递到输出。来自框790的通过发射器795并且通过隔离通信链路792的输出信号UCONTL 791将切换请求信号发送到输入控制器。
图7B是例示出了图7A的输出控制器的一个可能实现方式的示例性电路图。图7B示出了基于本发明的教导来实现极值切换窗口搜索的逻辑电路的实施例。在图7B的电路的运行中，收发器795在输入开关关断时开始每个切换循环以找到切换请求时间窗口，并且与输入控制器通信以在输出绕组电压的极值处进行下一个开关接通，来减少(例如，最小化)切换损耗。图7B中的曲线图(A)、曲线图(B)和曲线图(C)是先前的图的重复演示，以帮助更好地理解图7B的逻辑框中的信号。曲线图(A)例示出了反激式变压器次级/输出绕组的输出绕组电压VWND上的松弛振荡的简化采样。曲线图(B)限定了一个振荡(松弛震荡)的上半震荡。曲线图(C)限定了在对称的以及时间偏移的窗口的上半震荡期间的峰值(极值)切换窗口的状态。
来自输出绕组的输出绕组电压VWND 702施加到输出控制器的极值切换请求电路的端子703。在框705中在VWND 702朝向VWND＜0变化时检测到VWND的下降边缘，并且所生成的信号在708将计数器计数复位为N＝0，并且在707将定时器复位为t＝0。比较器750在非反相输入端751接收充电电压Vch(参考图5B)，并与反相输入端752上的阈值Vref-t'2(参考图5D)进行比较。输出信号753在t＝t'1(754；与图5E中的信号L1相同)处变高，这限定了极值切换窗口的左边界(开始)。
比较器760在非反相输入端761接收充电电压Vch，并将其与反相输入端762上的阈值Vref-t'2进行比较。输出信号763在t＝t'2 764处变为高电平(参考在图5E中的信号L2)，这限定了峰值切换窗口的结束边界。与门770响应于输入信号L1 755和L2 765生成限定切换请求窗口的输出773，如曲线图771和772所例示的，所述曲线图介绍了在松弛振荡/震荡的每个上半震荡期间的峰值(极值)切换窗口的开始时间t'1和结束时间t'2。与门775在其第一输入端744上接收与门770的输出773。第二输入端718通过反相器耦合到或门715的输出端716。如果定时器710不超时，并且计数器711未超数(713或714均不是逻辑高)，信号716保持逻辑低，信号718为逻辑高，并且与门775响应其输入端744上的极值切换窗口。输出信号777耦合到或门780的第一输入端778。
或门780的第二输入端745限定了输入切换请求的第二条件(情况2)为CCM运行，其中，来自输出绕组(VWND 704)的正向电压由于输出整流器的正向下降，在切换循环结束时保持低于零电势(低于输出地参考)，并且输入切换请求可基于功率转换器输出调节要求响应于反馈信号VFB而发生。比较器740将反相输入端741上的VWND与非反相输入端742上的地参考(例如，输出地参考)进行比较，并且输出信号743(VWND<0处，为逻辑高)耦合到或门780的第二输入端745。
用于输入切换请求激励/启用的第三种情况/条件是通过超数信号713或超时信号714。定时器710将过程的持续时间从t＝0保持到最大超时tmax(在一个实施例中，tmax＝20us)。计数器711保持追踪松弛振荡的数目，其中，峰值(极值)切换窗口被检测到最高达最大超数Nmax(在一个实施例中，Nmax＝4次振荡)。当定时器710为超时或计数器711为超数时，信号716通过反相器717，在与门775的输入端718上变为逻辑低，并将与门775的输出端处的信号777拉至逻辑低，并防止响应于极值切换窗口信号744。
计数器711从与门775的输出端777接收信号788(增加计数；N＝N+1)，所述信号在极值切换窗口期间变为高。因此，信号788可以命令在信号777的上升边缘或下降边缘增加计数数目N＝N+1。在一个实施方案中，除了tmax和Nmax的限制外，还可以暗示其他条件。例如，当松弛振荡的振幅衰减并且低于阈值时(例如，当振荡振幅衰减到低于1V时)，输入切换请求无论如何都将被发起。
或门780的输出端782通过激励上述三种情况/条件中的任何一种情况/条件将启用信号UENBL在与门790的第一输入端处拉至逻辑高。与门790的第二输入端耦合到反馈比较器730的输出端处的信号733。当VFB<VFB_th时，功率转换器输出处于稳定状态，反馈比较器730的输出端处以及与门790的输入端736上的信号733为逻辑高，这导致在与门790的输出端处的向发射器框795提供UCONL信号的逻辑高信号791，并且通过隔离通信链路/耦合部792将切换请求信号发送到输入控制器，以命令输入开关的接通。
图8A例示出了图2C的波形的扩展部分。图8B是例示出了图7A的极值切换窗口启用框的一个可能实现方式的示例性电路图。图8C例示出了与图8B的充电电压对应的充电电压波形。图8A-图8C介绍了图7B的实施方案的替代方案，其可以用于估计松弛震荡时的峰值位置，并启用输入开关的切换请求。
图8A是图2C所例示的曲线图的展开部分，图8A示出了在通过输出整流器的能量传递和导通已经结束之后发生松弛振荡的DCM切换循环中的输出绕组电压VWND的视图。图8A是可用于估计极值时间的该替代选项中的第一振荡的放大视图/展开视图。该曲线图上的类似数字指代图2C的曲线图280上的相同标号。在输出整流器仍然导通的DCM运行中，图2C中的283，输出绕组电压VWND以输出整流器正向压降的量保持在零以下。当能量传递已经结束并且输出整流器已经停止导通(图2C上的点A)时，绕组电压转到正(例如，大于输出地参考)，并且震荡开始(松弛振荡，其还出现在次级同步整流器上(在关断状态下在MOSFET 250上))。然后绕组电压VWND增加且在输出电压之上或输出电压之下震荡。输出电压Vo由反馈环保持稳定。在点B处，输出绕组电压越过输出电压且增加到P点处的极值Vextrema1 289。松弛振荡(震荡)以固定的震荡频率(即在输出绕组侧看到的总电感和电容的函数)继续。以一些衰减因子衰减的震荡根据输出端处的负载电阻而变。在从A到B的时间，τ1 891；和从B到P的时间，τ2 892中的震荡的固定频率都等于振荡时间段284的四分之一。因此，根据至少一个实施方案，测量了点A与B之间的时间间隔，并且一旦绕组电压达到输出电压的值，就引入相同时间间隔的延迟，这就提供了对第一极值发生的时间的估计。
图8B中的逻辑框介绍了用于图7B中的生成极值定位器信号778的逻辑框(例如，图7A的极值/峰值切换窗口启用框721)的上部的等效替换。与在负极输入端809上的输出地参考801相比较，绕组电压VWND 802被耦合至比较器810的正极输入端808。当VWND>0时，在比较器810的输出端处的信号811变为高且被耦合到与门820的第一输入端821。同样，与在正极输入端805上的输出电压Vo相比较，绕组电压VWND 802耦合到比较器815的负极输入端806。只要VWND<Vo，比较器815的输出信号就保持为高并且耦合到与门820的第二输入端822。与门820的输出端823耦合到或门830的第一输入端831，并且当时间间隔τ1 891(点A与点B之间)处的信号823变高时，或门830的输出端处的信号833也将变为逻辑高，从而激励/闭合开关St 854。然后恒定电流源It 852开始通过电源VCC 850以线性斜率对定时电容器Ct 856充电。作为间隔τ1 891中的时间的代表，定时电压VCt 855线性地增加。在该间隔结束时，在定时电容器Ct 856上的电压VCt 855呈现大约为振荡周期的四分之一的时间(从零电压的点A至输出电压的交叉点的点B)。然后，比较器815的输出端处的信号822变为逻辑低，将信号823拉为低。然而，当比较器818的输出信号在反相器825的输入端824处下降为低时，反相器825的输出826变为逻辑高并且耦合到或门830的第二输入端832，从而迫使其输出信号833保持为高并使开关St 854保持在接通位置(闭合状态)，以通过耦合到电源VCC 850的电流源It 852以相同的斜率继续对定时电容器Ct 856充电。
当输出绕组电压VWND超过点B处的输出电压Vo时，在其输入端841处的单冲(single-shot)边缘触发器框840接收到从逻辑低到逻辑高843的状态变化(在时间tB处)，以在其输出端842处生成窄的单冲脉冲844。作为窄脉冲844的信号842将开关845暂时地激励并闭合，并且采样保持框860记录(采样和保持)在时间tB处定时电容器Ct的电压值VCt(图8C中的曲线图880上的点B'，其相当于图8A中的点B)。在点B’886处的电压表示耦合到比较器870的负输入端872的在采样保持单元860的输出端处的第一时间间隔τ1 891。从图8A中的点B到点P，在间隔τ2 892期间，开关St 854保持接通状态，以对定时电容器Ct 856继续充电。图8C上的电压VCt 885从VCt1 883继续线性地增加，并且在点P'887——相当于在曲线图290上的点P 289(第一极值Vextrema1)——处在时间间隔τ2＝τ1(图8A上的891&892或图8C上的曲线图880)之后，在时间tP 882处达到值VCt2＝2VCt1。
在一个实施例中，可以是由等值电阻器861和862组成的分压器将电压VCt 885的一半从分压器中点863施加到比较器870的正输入端871，以与已采样和保持的VCt1的值相比较。一旦定时电容器电压达到VCt2＝2VCt1，则表示在松弛振荡的第一震荡上的峰值(极值)位置，并且在比较器870的输出处的极值定位器/估计器信号873变为逻辑高。
在一个实施例中，CCM运行中的条件(VWND<0)、反馈和调节要求(VFB<VFB-th)以及诸如超时或超数条件之类的任何额外要求的特征也可被考虑和包括在内，如图7B的实施例所示的。可以通过包括搜索后续极值位置的特征以及包括如第一种实现方法中提到的反馈调节的效果来改进峰值(极值)定位器的这种替代选项。如果在检测到峰值(极值)位置时，不满足反馈信号条件(反馈不低于反馈阈值，VFB<VFB-th)，则切换请求将被延迟直到下一次检测峰值(极值)位置。
可以通过各种方式检测后续极值位置。在一个实施例中，可以是通过比较用于第二震荡的时间间隔τ3 893和τ4 894。如果需要，对于第二次、第三次或进一步的振荡/震荡，可以继续该比较。
在另一实施例中，可以通过将图8A中的第一个四分之一的震荡时间间隔τ1 891与呈现第二振荡极值位置的时间间隔6τ1相比较或者通过将时间间隔τ1与呈现第三震荡/振荡极值位置的10τ1相比较以及依次类推来实现。在简单的概念下，可以通过由如图7B中的第一极值检测所例示的电阻分压器而引入时间间隔比较的实现。代替1/2比率的分压器(电阻器861和862)，可以通过引入1/6比率的分压器来进行第二震荡峰值(极值)检测。类似地，对于第三环峰值(极值)，可以通过引入1/10比率的分压器来进行。
意识到，图8B所例示的示例性电路图可以仅仅是包括在图7B的电路中的所有特征的部分电路。例如，图8B的电路可以与反馈电路730组合，使得当反馈信号需要切换时，在极值位置之一处生成切换请求信号。此外，还可以结合图8B的电路实现超时或超数的额外特征。

Claims (17)

1.一种用于在功率转换器中使用的控制电路，所述功率转换器具有用于在所述功率转换器的输入侧与输出侧之间传递能量的能量传递元件，所述控制电路包括待耦合到所述功率转换器的输出侧的第一控制器，所述第一控制器包括：
开关控制信号生成器，所述开关控制信号生成器待耦合以接收代表所述功率转换器的输出的反馈信号，并被配置为经由电流隔离的通信链路将控制信号传送到在所述功率转换器的输入侧的第二控制器，以响应于所述反馈信号发起在所述功率转换器的输入侧的开关从关断状态到接通状态的转变，从而调节从所述功率转换器的输入侧到所述功率转换器的输出侧的能量传递；以及
极值定位器，所述极值定位器被耦合以响应于第一信号启用所述开关控制信号生成器将所述控制信号传送到所述第二控制器，所述第一信号代表所述能量传递元件的输出端子上的、响应于到所述功率转换器的输出侧的能量传递的结束而振荡的瞬时电压，并且其中，所述极值定位器被配置成通过确定一切换窗口时间段估计所述第一信号达到极值的时间，并且启用所述开关控制信号生成器使得在包括所述第一信号达到所述极值的所述切换窗口时间段期间发生所述开关从所述关断状态到所述接通状态的转变，其中，所述极值定位器在所述开关的切换循环期间响应于在所述开关的前一切换循环中所述第一信号在所述功率转换器的输出电压的值之上振荡的持续时间启用所述开关控制信号生成器，使得在所述切换窗口时间段期间发生所述开关从所述关断状态到所述接通状态的转变。
2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述前一切换循环是在信号交换时段期间出现的切换循环，所述信号交换时段包括在启动所述控制电路之后经由所述通信链路在所述第一控制器与所述第二控制器之间进行通信。
3.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述极值定位器被配置成在为所述第一信号在所述功率转换器的输出电压之上振荡的持续时间的小于1的分数的时间上启用所述开关控制信号生成器。
4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述极值定位器被配置成在所述第一信号在所述输出电压之上振荡的所述持续时间的中间的三分之一上启用所述开关控制信号生成器。
5.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述极值定位器包括：
比较器，所述比较器被耦合以接收所述第一信号和输出电压信号，以生成代表所述第一信号在所述功率转换器的输出电压之上振荡的持续时间的输出；以及
参考电压生成器，所述参考电压生成器被耦合以响应于所述比较器的输出生成参考电压，所述参考电压代表所述第一信号在所述输出电压之上振荡的所述持续时间。
6.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述参考电压生成器被耦合以在信号交换时段期间生成所述参考电压，所述信号交换时段包括在启动所述控制电路之后经由所述通信链路在所述第一控制器与所述第二控制器之间进行通信。
7.根据权利要求6所述的控制电路，其中，所述极值定位器被配置成存储所述参考电压直到所述第一控制器与所述第二控制器之间的下一个信号交换时段。
8.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述参考电压生成器包括：
定时电容器；以及
电流源，所述电流源被耦合以响应于所述比较器的输出指示所述第一信号在所述输出电压之上而选择性地对所述定时电容器充电，其中，所述定时电容器上的电压限定所述参考电压。
9.根据权利要求5所述的控制电路，其中，所述极值定位器还包括：
模数转换器，所述模数转换器被耦合以将所述参考电压转换为代表所述参考电压的数字信号；以及
锁存器，所述锁存器耦合到所述模数转换器以存储所述数字信号用于所述开关的一个或多个切换循环。
10.根据权利要求9所述的控制电路，其中，所述极值定位器还包括：
数模转换器，所述数模转换器被耦合到所述锁存器以将存储的所述数字信号转换为所述参考电压；
分压器电路，所述分压器电路被耦合以生成为所述参考电压的第一分数的第一修改参考电压以及为所述参考电压的第二分数的第二修改参考电压；
充电电路，所述充电电路被耦合以生成代表在所述开关的每个切换循环期间所述第一信号在所述输出电压之上的持续时间的充电电压；和
窗口开启比较器，所述窗口开启比较器被耦合以响应于将所述第一修改参考电压与所述充电电压相比较而使启用信号有效来启用所述开关控制信号生成器；以及
窗口闭合比较器，所述窗口闭合比较器被耦合以响应于将所述第二修改参考与所述充电电压相比较而使所述启用信号无效来停止启用所述开关控制信号生成器。
11.根据权利要求10所述的控制电路，其中，所述第一修改参考电压约为所述参考电压的三分之一，并且所述第二修改参考电压约为所述参考电压的三分之二。
12.根据权利要求10所述的控制电路，其中，所述极值定位器还包括延迟补偿电路，所述延迟补偿电路耦合到所述数模转换器以减小所述第一修改参考电压和所述第二修改参考电压，以补偿通过隔离接口向在所述功率转换器的所述输入侧的所述第二控制器传送所述控制信号的一个或多个延迟。
13.一种用于在功率转换器中使用的控制电路，所述功率转换器包括用于在所述功率转换器的输入侧与输出侧之间传递能量的能量传递元件，所述控制电路包括待耦合到所述功率转换器的输出侧的第一控制器，所述第一控制器包括：
开关控制信号生成器，所述开关控制信号生成器待耦合以接收代表所述功率转换器的输出的反馈信号，并被配置为经由电流隔离的通信链路将控制信号传送到在所述功率转换器的输入侧的第二控制器，以响应于所述反馈信号发起在所述功率转换器的输入侧的开关从关断状态到接通状态的转变，从而调节从所述功率转换器的输入侧到所述功率转换器的输出侧的能量传递；以及
极值定位器，所述极值定位器被耦合以响应于第一信号启用所述开关控制信号生成器将所述控制信号传送到所述第二控制器，所述第一信号代表所述能量传递元件的输出端子上的、响应于到所述功率转换器的输出侧的能量传递的结束而振荡的瞬时电压，其中，
所述极值定位器被配置成通过确定所述第一信号从输出地参考的值增加到所述功率转换器的输出电压的值所需的第一时间段来估计所述第一信号达到极值的时间，并且其中，所述极值定位器还被配置成启用所述开关控制信号生成器，使得在所述第一信号已经超过所述输出电压之后以基本上等于所述第一时间段的时间延迟发生所述开关从所述关断状态到所述接通状态的转变。
14.根据权利要求13所述的控制电路，其中，所述极值定位器包括：
第一比较器，所述第一比较器待耦合以将所述第一信号与所述输出地参考相比较；
第二比较器，所述第二比较器待耦合以将所述第一信号与所述输出电压相比较；
定时电容器；
恒定电流源，所述恒定电流源被耦合以在如果所述第一比较器的输出指示所述第一信号大于所述输出地参考的值并且所述第二比较器的输出指示所述第一信号小于所述输出电压的值时对所述定时电容器充电，其中，所述定时电容器上的电压代表所述第一时间段。
15.根据权利要求13所述的控制电路，还包括所述第二控制器，所述第二控制器被配置成控制在所述功率转换器的输入侧的所述开关在所述接通状态与所述关断状态之间的切换，以调节从所述功率转换器的输入侧到所述功率转换器的输出侧的能量传递。
16.一种用于在功率转换器中使用的控制电路，所述功率转换器具有用于在所述功率转换器的输入侧与输出侧之间传递能量的能量传递元件，其中所述输入侧和所述输出侧是电流隔离的，所述控制电路包括：
输入侧控制器，所述输入侧控制器待耦合以控制包括在所述功率转换器中的输入侧开关的切换，其中，所述输入侧控制器还待耦合以响应于控制信号将所述输入侧开关转到接通状态；以及
输出侧控制器，所述输出侧控制器待耦合以检测在所述能量传递元件的输出端子处的振荡电压波形，其中，所述振荡电压波形在所述输入侧开关处于关断状态并且所述功率转换器的输出侧整流器元件基本上传导零电流的时间段期间振荡，并且其中，输出侧控制器被配置成基本上在所述振荡电压波形达到极值的时间处生成所述控制信号，其中，所述输出侧控制器包括极值定位器，所述极值定位器被配置成响应于代表所述振荡电压波形的第一信号来估计所述振荡电压波形达到所述极值的时间，其中，所述极值定位器被配置成通过确定所述振荡电压波形从输出地参考的值增加到所述功率转换器的输出电压的值所花的第一时间段来估计所述振荡电压波形达到所述极值的时间，并且其中，所述极值定位器还被配置为启用所述输出侧控制器以在所述振荡电压波形已经超过所述输出电压之后以基本上等于所述第一时间段的时间延迟生成所述控制信号。
17.根据权利要求16所述的控制电路，其中，所述极值定位器被配置成通过确定切换窗口时间段来估计所述振荡电压波形达到所述极值的时间，并且启用所述输出侧控制器来在所述切换窗口时间段期间生成所述控制信号。
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