CN110504838A - 直流-直流转换器和用于控制直流-直流转换器的方法 - Google Patents

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Abstract

本申请涉及一种直流‑直流转换器和用于控制直流‑直流转换器的方法。其中，该直流‑直流转换器包括：变压器；位于变压器的原边的开关单元；位于变压器的副边的同步整流单元；以及控制单元，被配置成控制同步整流单元导通和关断的时刻；其中，控制单元包括：激励信号产生子单元，被配置成在直流‑直流转换器开通时，产生与原边的启动信号相关的激励信号；以及延迟时间控制子单元，被配置成通过使用激励信号，使得同步整流单元相对于直流‑直流转换器开通的时刻延迟第一预定时间而导通。

Description

直流-直流转换器和用于控制直流-直流转换器的方法
技术领域
本公开涉及电源领域，尤其涉及一种具有并联启动和预偏置功能的直流-直流转换器和用于控制该直流-直流转换器的方法。
背景技术
当多个电源模块并联时，每个电源开机和关机的时刻不一样，所以其中一个电源在开机和关机时，电源输出端会存在预偏置电压，当电源的输出端挂有一个电压源时，如果电源没有预偏置功能，那么电源在启动和关闭时，就会拉低负载上的电压，使得能量回灌而损坏电源的器件。当前的预偏置电路线路复杂可靠性差，在输出电压与预偏置电压相等时刻仍然有反向电流存在。
发明内容
在下文中给出了关于本公开的简要概述，以便提供关于本公开的某些方面的基本理解。但是，应当理解，这个概述并不是关于本公开的穷举性概述。它并不是意图用来确定本公开的关键性部分或重要部分，也不是意图用来限定本公开的范围。其目的仅仅是以简化的形式给出关于本公开的某些概念，以此作为稍后给出的更详细描述的前序。
鉴于以上问题，本公开的目的是提供能够解决现有技术中的一个或多个缺点的直流-直流转换器和用于控制该直流-直流转换器的方法。
根据本公开的一方面，提供了一种直流-直流转换器，该直流-直流转换器可以包括：变压器；位于变压器的原边的开关单元；位于变压器的副边的同步整流单元；以及控制单元，被配置成可以控制同步整流单元导通和关断的时刻；其中，控制单元包括：激励信号产生子单元，被配置成在直流-直流转换器开通时，可以产生与原边的启动信号相关的激励信号；以及延迟时间控制子单元，被配置成通过使用激励信号，可以使得同步整流单元相对于直流-直流转换器开通的时刻延迟第一预定时间而导通。
根据本公开的另一方面，提供了一种用于控制直流-直流转换器的方法，该直流-直流转换器包括变压器、位于变压器的原边的开关单元、以及位于变压器的副边的同步整流单元，所述方法包括：基于直流-直流转换器的开通，可以产生与原边的启动信号相关的激励信号；以及通过使用激励信号，可以使得所述同步整流单元相对于直流-直流转换器开通的时刻延迟第一预定时间而导通。
根据本公开的其它方面，还提供了用于实现上述根据本公开的方法的计算机程序代码和计算机程序产品，以及其上记录有该用于实现上述根据本公开的方法的计算机程序代码的计算机可读存储介质。
在下面的说明书部分中给出本公开实施例的其它方面，其中，详细说明用于充分地公开本公开实施例的优选实施例，而不对其施加限定。
附图说明
参照下面结合附图对本公开实施例的说明，会更加容易地理解本公开的以上和其它目的、特点和优点。在附图中，相同的或对应的技术特征或部件将采用相同或对应的附图标记来表示。
图1是现有技术中的具有热插拔电路的直流-直流转换器的示意性结构图。
图2是现有技术中的并联直流-直流转换器的示意性结构图。
图3是现有技术中的主从电源的示意性结构图。
图4是例示根据本公开一个实施方式的直流-直流转换器的示意性框图。
图5是例示根据本公开一个实施例的直流-直流转换器的示意性电路图。
图6是例示在根据本公开实施例的直流-直流转换器开通时的信号波形的时序图。
图7是例示在根据本公开实施例的直流-直流转换器关闭时的信号波形的时序图。
图8是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器的示意性电路图。
图9是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器的示意性电路图。
图10是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器的示意性电路图。
图11是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器的示意性电路图。
图12是例示根据本公开的实施例的直流-直流转换器的并联启动的示意性电路图。
图13是示出根据本公开实施例的用于控制直流-直流转换器的方法的流程示例的流程图。
具体实施方式
为了更清楚地描述根据本公开实施方式的直流-直流转换器，先描述现有技术中的直流-直流转换器。
图1是现有技术中的具有热插拔电路的直流-直流转换器的示意性结构图。
图1所示的直流-直流转换器包括变压器、位于变压器的原边的开关单元、以及位于变压器的副边的同步整流单元。如图1所示，Vin+和Vin-分别表示开关单元的正极输入端子和负极输入端子，Vout+和Vout-分别表示该直流-直流转换器的正负极的输出端子，Np和Ns1分别是变压器的原边绕组和副边绕组，PWM为同步整流单元的驱动信号。
在该没有预偏置功能的直流-直流转换器的输出端，可以通过串联一个热插拔电路即MOS场效应晶体管Q1来防止在直流-直流转换器启动和关闭时，发生能量回灌而损坏直流-直流转换器的器件。即，在直流-直流转换器开通和关断时，通过Q1的控制电路即Mosfet控制电路来控制Q1的打开和关闭的延时时间，从而防止其他并联的直流-直流转换器先建立输出电压并通过输出端回灌而损坏器件。
然而，在图1所示的直流-直流转换器中，增加一个MOS场效应晶体管Q1会导致成本上升。另外，增加Mosfet控制电路会使得电路复杂。此外，输出大电流时会使直流-直流转换器的效率变低。
图2是现有技术中的并联直流-直流转换器的示意性结构图。
在并联直流-直流转换器系统中，如图2所示，#1和#2分别是两个并联的直流-直流转换器。
每个直流-直流转换器包括变压器、位于变压器的原边的开关单元、以及位于变压器的副边的同步整流单元。如图2所示，Vin+和Vin-分别表示开关单元的正极输入端子和负极输入端子，Vout+和Vout-分别表示该直流-直流转换器的正负极的输出端子，Np和Ns1分别是变压器的原边绕组和副边绕组，VCC为副边的辅助电源，R1和R2为电阻器，Vp为单个直流-直流转换器输出端的偏置电压，Vo是直流-直流转换器的输出电压。PWM_in是Mosfet驱动器的输入信号，PWM_out是Mosfet驱动器的输出信号并且是同步整流单元的驱动信号，Enable信号为使能信号；在Enable信号为低电平时，Mosfet驱动器没有输出，而在Enable信号为高电平时，Mosfet驱动器的输出信号PWM_out与输入信号PWM_in相同。
在图2所示的每个直流-直流转换器中，将Vp和电容器C1与比较器的正端引脚串联连接，因此，比较器的正端引脚电压能反映Vp电压的变化。比较器的负端引脚与参考电压REF连接。比较器对正端引脚电压与负端引脚电压即参考电压进行比较，以控制副边的同步整流管的工作状态。
在直流-直流转换器启动时，比较器正端引脚电压小于负端引脚电压，Enable信号输出为低电平，同步整流单元工作在肖特基二极管状态。当直流-直流转换器的输出电压Vo低于Vp时，Vp电压保持不变，Enable信号保持低电平。当直流-直流转换器的输出电压Vo高于Vp时，Vp电压开始上升，那么比较器正端引脚电压大于负端引脚电压，Enable信号由低电平变为高电平，同步整流单元由肖特基二极管状态切换为同步整流状态。
图2所示的并联直流-直流转换器可以用在开环系统中，但缺点是多直流-直流转换器并联时，每个直流-直流转换器的开机和关机的时间点不一致，Vp值会受其他直流-直流转换器的输出干扰。即，虽然一个直流-直流转换器的输出电压Vo还低于Vp时，但是Vp值可能受其他直流-直流转换器的输出影响而抬高，Enable信号由低电平变为高电平，从而使同步整流mosfet切换为同步整流状态工作，使得能量反灌损坏模块。
图3是现有技术中的主从电源的示意性结构图。
在并联电源系统中，可以首先分配一个电源作为主机，直接连接到电流共享总线，其余电源为从机，并从电流共享总线获取电流信号。在图3中，#1为主机，工作在压控模式，#2为从机，Vin是输入电压，Vo是输出电压，np和ns分别是原边绕组和副边绕组，I_BUS表示电流共享总线的信号，Io表示输出电流，R1和R2为电阻器。
如图3所示，通过误差放大器将从机的输出电流信号与电流共享总线的信号进行比较，然后补偿为参考电压Ref。通过调整输出电压Vo，最终实现电流共享的目的。
图3所示的主从电源的优点是可以实现精确的电流共享。缺点是如果主机故障，整个系统将完全瘫痪，并且宽频电压控制回路容易被噪声干扰，因此主机和从机之间的连接应尽可能短，而且在开环的转换器中无法实现。
为了解决现有技术中的上述一个或多个缺点，在兼顾效率、空间和成本的基础上，提出了本公开的技术方案。
以下参照按照本公开实施例的设备的框图、电路图等描述本公开。应当注意，为了清楚的目的，附图和说明中省略了与本公开无关的、本领域普通技术人员已知的部件和处理的表示和描述。本文中所用的术语，仅仅是为了描述特定的实施例，而不意图限定本公开。
图4是例示根据本公开一个实施方式的直流-直流转换器的示意性框图。
如图4所示，根据本公开实施方式的直流-直流转换器50可以包括变压器501；位于变压器501的原边的开关单元502；位于变压器501的副边的同步整流单元503；以及控制单元504，控制单元504被配置成控制同步整流单元503导通和关断的时刻。其中，控制单元504可以包括：激励信号产生子单元5041，被配置成在直流-直流转换器50开通时，可以产生与原边的启动信号相关的激励信号；以及延迟时间控制子单元5042，被配置成通过使用激励信号，使得同步整流单元503可以相对于直流-直流转换器50开通的时刻延迟第一预定时间而导通。
在图4中，Vin+和Vin-分别表示开关单元502的正极输入端子和负极输入端子，Vout+和Vout-分别表示该直流-直流转换器50的正负极的输出端子，Np和Ns1分别是变压器501的原边绕组和副边绕组。同步整流单元503可以包括MOS场效应晶体管，以下为了描述方便，将同步整流单元503等同于MOS场效应晶体管来进行描述。
在直流-直流转换器50开通时，在激励信号产生子单元5041中，可以产生与原边的启动信号相关的激励信号；以及在控制单元504的延迟时间控制子单元5042中，通过使用激励信号，使得同步整流单元503可以相对于直流-直流转换器50开通的时刻延迟第一预定时间而导通。即，控制单元504可以根据在直流-直流转换器50开通时所产生的与原边的启动信号相关的激励信号，控制同步整流单元503相对于直流-直流转换器50开通的时刻延迟预定时间而导通，从而防止在直流-直流转换器50启动时，发生能量回灌而损坏直流-直流转换器50的器件。
优选地，延迟时间控制子单元5042可以进一步被配置成响应于激励信号的消失，使得同步整流单元503相对于直流-直流转换器50关闭的时刻延迟第二预定时间而关断。
作为示例，在直流-直流转换器50关闭时，原边的启动信号消失，上述激励信号也相应消失，延迟时间控制子单元5042可以使得同步整流单元503相对于直流-直流转换器50关闭的时刻延迟预定时间而关断，从而防止在直流-直流转换器50关闭时，发生能量回灌而损坏直流-直流转换器50的器件。
图5是例示根据本公开一个实施例的直流-直流转换器50的示意性电路图。
优选地，在根据本公开实施例的直流-直流转换器50中，变压器501的副边可以具有第一绕组Ns1和第二绕组Ns2，其中，第一绕组Ns1可以连接到同步整流单元503，激励信号产生子单元5041可以包括串联连接的第二绕组Ns2、第一二极管D1以及电容器C1，其中，第二绕组Ns2的正极性端与第一二极管D1的阳极连接，第二绕组Ns2的负极性端与电容器C1的一端连接，第一二极管D1的阴极与电容器C1的另一端连接，以及激励信号产生子单元5041可以进一步被配置成在直流-直流转换器50开通时，使用第二绕组Ns2进行耦合来产生激励信号。
如图5所示，在根据本公开实施例的直流-直流转换器50开通时，在激励信号产生子单元5041中，通过第二绕组Ns2进行耦合来产生与原边的启动信号相关的激励信号，该激励信号使第一二极管D1导通。而在直流-直流转换器50关闭时，原边的启动信号消失，则激励信号也迅速消失。
如图5所示，PWM_p信号是开关单元502中的MOS场效应晶体管的驱动信号。例示而非限制，上述原边的启动信号可以是PWM_p信号。此外，上述原边的启动信号还可以是变压器501的原边绕组Np上的信号或者直流-直流转换器50的开机信号。
优选地，根据本公开实施例的直流-直流转换器50还可以包括：驱动单元505，可以被配置成驱动同步整流单元503，以使同步整流单元503导通和关断，其中，控制单元504可以经由驱动单元505来控制同步整流单元503导通和关断的时刻。
如图5所示，PWM_in为驱动单元505的输入信号，PWM_out为驱动单元505的输出信号并且PWM_out为同步整流单元503的驱动信号，即，驱动单元505可以通过PWM_out驱动同步整流单元503，以使同步整流单元503导通和关断。Enable信号为驱动单元505的使能信号，该Enable信号受控于控制单元504，在控制单元504中要使得同步整流单元503关断的时间段中，Enable信号为低电平，从而使得驱动单元505没有输出；而在控制单元504中要使得同步整流单元503导通的时间段中，Enable信号为高电平，从而使得驱动单元505的输出信号PWM_out与输入信号PWM_in相同。例示而非限制，PWM_in可以是与PWM_p相位同步的信号。例示而非限制，上述激励信号可以是PWM_in信号。
需要说明的是，根据本公开实施例的直流-直流转换器50可以不经由驱动单元505控制同步整流单元503导通和关断的时刻，而是可以直接控制同步整流单元503导通和关断的时刻。但是，下面为了描述清楚，以直流-直流转换器50经由驱动单元505来控制同步整流单元503导通和关断的时刻为例来进行描述。
优选地，在根据本公开实施例的直流-直流转换器50中，延迟时间控制子单元5042可以包括辅助电源VCC、稳压二极管D2、电容器C2以及MOS场效应晶体管Q3。其中，稳压二极管D2与电容器C2并联，MOS场效应晶体管Q3的栅极连接到稳压二极管D2、漏极连接到控制单元504的输出端、以及源极接地，以及延迟时间控制子单元5042可以被配置成在激励信号的激励下，使辅助电源VCC给电容器C2充电，以使得从产生激励信号到经过第一预定时间的时间点处，电容器C2的充电电压等于稳压二极管D2的稳压值与MOS场效应晶体管Q3的门槛电压之和。
以下结合图5，具体地描述在直流-直流转换器50开通时，控制单元504中各器件的操作。
在直流-直流转换器50开通时，Ns2绕组得到原边的启动信号作为激励信号并且VCC开始建立。激励信号使第一二极管D1导通，从而使得MOS场效应晶体管Q1的栅极为高电平，MOS场效应晶体管Q1导通，进而使MOS场效应晶体管Q2的栅极为低电平，MOS场效应晶体管Q2关断。VCC通过电阻器R5给电容器C2充电，D2的阴极电压D2_cathode(即电容器C2的充电电压)由0缓慢升高，并在从产生激励信号(t＝0)到经过第一预定时间t1的时间点(t＝t1)处变成Vm1(Vm1为稳压二极管D2的稳压值与MOS场效应晶体管Q3的门槛电压之和)，即，在t＝t1处达到MOS场效应晶体管Q3的门槛电压，由此MOS场效应晶体管Q3导通，MOS场效应晶体管Q4关断，Enable信号在低电平维持第一预定时间t1后变为高电平。
在VCC通过电阻器R5给电容器C2充电时，D2的阴极电压D2_cathode如等式(1)所示。
在公式(1)中，VCC表示辅助电源VCC的电压值，R5和R6分别表示电阻器R5和R6的电阻值，C2表示电容器C2的电容值，VZ表示稳压二极管D2的稳压值，以及VG(th)表示MOS场效应晶体管Q3的门槛电压。
Vm1的公式如等式(2)所示。
Vm1＝Vz+VG(th) (2)
用公式(2)中的Vm1替代公式(1)中的D2_cathode，就可以计算出第一预定时间t1。
优选地，在第一预定时间后，直流-直流转换器50的输出电压高于预偏置电压。其中，在图5的Vout+和Vout-之间设置预偏置电压。
作为具体示例，在t＝t1以前，Enable为低电平，PWM_out没有输出，同步整流单元503工作在肖特基状态，从而直流-直流转换器50的输出电压升高。在t＝t1之后，输出电压高于预偏置电压，Enable为高电平，PWM_out有输出，即PWM_out与PWM_in相同，则将同步整流单元503切换为同步整流工作状态。
图6是例示在根据本公开实施例的直流-直流转换器50开通时的信号波形的时序图。
如图6所示，假设在时间t＝0的时刻，直流-直流转换器50开通，并且产生开关单元502中的MOS场效应晶体管的驱动信号PWM_p。驱动单元505的输入信号PWM_in与PWM_p相位同步。从t＝0开始，D2的阴极电压D2_cathode由0缓慢升高，并在t＝t1变成Vm1。在t＝t1以前，Enable为低电平，PWM_out没有输出。在t＝t1之后，直流-直流转换器50的输出电压高于预偏置电压，Enable为高电平，PWM_out有输出，即PWM_out与PWM_in相同。另外，在t＝t1之后，D2的阴极电压D2_cathode可以继续升高直接近到图6所示的电压Vs。其中，VS的公式如等式(3)所示。
由以上描述可知，根据本公开实施例的直流-直流转换器50中的控制单元504的设计简单并易于实现，其使用的电子元器件只有电阻、电容、MOS场效应晶体管等，因此控制单元504的价格成本低。此外，控制单元504中不使用功率元器件，因此功耗非常低。进一步地，直流-直流转换器50通过控制单元504来利用同步整流单元503的Mos管中寄生的体二极管实现多个开环直流-直流转换器并联启动(有关根据本公开实施例的直流-直流转换器的并联启动的具体描述可参见下面结合图12进行的描述)，并且具有预偏置启动功能。
优选地，延迟时间控制子单元5042可以被配置成在激励信号消失时，使第一电容器C2放电，以使得在从激励信号消失到经过第二预定时间的时间点处，第一电容器C2的放电电压等于稳压二极管D2的稳压值与MOS场效应晶体管Q3的门槛电压之和。
作为具体示例，在直流-直流转换器50关闭时，原边的启动信号消失，Ns2绕组上的激励信号也迅速消失。VCC由于电容C3的作用还会保持高电平一段时间。由于Ns2绕组上的激励信号消失，MOS场效应晶体管Q1的栅极变为低电平，因此MOS场效应晶体管Q1断开，进而使MOS场效应晶体管Q2导通。电容器C2通过电阻器R4放电，从激励信号消失的时刻开始，D2的阴极电压D2_cathode从Vs快速下降，当在t＝t2、D2的阴极电压D2_cathode变成Vm2(Vm2为稳压二极管D2的稳压值与MOS场效应晶体管Q3的门槛电压之和)时，MOS场效应晶体管Q3的栅极电压低于其门槛电压，因此MOS场效应晶体管Q3断开，而MOS场效应晶体管Q4导通，Enable迅速被拉低变为低电平，同步整流单元503关断由此工作在肖特基状态下。
在电容器C2通过电阻器R4放电时，D2的阴极电压D2_cathode如等式(4)所示。
Vm2的公式如等式(5)所示。
Vm2＝Vz+VG(th) (5)
用公式(5)中的Vm2代公式(4)中的D2_cathode，就可以计算出第二预定时间t2。
顺便提及，在图5中，除了上面提到的器件之外，还存在电阻器R1、电阻器R2、电阻器R3、电阻器R7以及电阻器R8，这里不对这些器件进行累述。
图7是例示在根据本公开实施例的直流-直流转换器50关闭时的信号波形的时序图。
如图7所示，假设在时间t＝0的时刻，直流-直流转换器50收到关机信号，则开关单元502中的MOS场效应晶体管的驱动信号PWM_p消失或者持续一段时间，驱动单元505的输入信号PWM_in也迅速消失或者持续一段时间或者一直持续。在图7中，清楚地进行了例示。在从激励信号消失开始，D2的阴极电压D2_cathode从Vs开始下降。在t＝t2以前，Enable为高电平，PWM_out有输出，即PWM_out与PWM_in相同。当在t＝t2(即D2的阴极电压D2_cathode变成Vm2)之后，Enable变成低电平，PWM_out没有输出。
由以上描述可知，在根据本公开实施例的直流-直流转换器50中，可以调节同步整流单元503的导通和关断的延迟时间，并且不会相互干扰，因此克服了现有直流-直流转换器的占用空间大的缺陷，并提高了直流-直流转换器50的效率。
除了以上描述的实施方式之外，直流-直流转换器还可以以其他方式实现。
图8是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器80的示意性电路图。
图8中的直流-直流转换器80与图5中的直流-直流转换器50不同之处仅在于控制单元804与控制单元504的具体电路结构不同，这里省略对其重复部分的描述。此外，如图8所示，控制单元804包括激励信号产生子单元8041和延迟时间控制子单元8042。延迟时间控制子单元8042的电路结构与延迟时间控制子单元5042的电路结构基本相同，从而这里省略对延迟时间控制子单元8042的具体描述。
在根据本公开实施例的直流-直流转换器80中，变压器501的副边具有第一绕组Ns1，其中，第一绕组Ns1连接到同步整流单元503，激励信号产生子单元8041可以包括串联连接的第一绕组Ns1、第一二极管D1以及电容器C1，其中，第一绕组Ns1的正极性端与第一二极管D1的阳极连接，第一绕组Ns1的负极性端与电容器C1的一端连接，第一二极管D1的阴极与电容器C1的另一端连接，以及激励信号产生子单元8041可以被配置成在直流-直流转换器80开通时，通过第一绕组Ns1来产生激励信号。
图9是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器90的示意性电路图。
图9中的直流-直流转换器90与图5中的直流-直流转换器50不同之处仅在于控制单元904与控制单元504的具体电路结构不同，这里省略对其重复部分的描述。此外，如图9所示，控制单元904包括激励信号产生子单元9041和延迟时间控制子单元9042。延迟时间控制子单元9042的电路结构与延迟时间控制子单元5042的电路结构基本相同，从而这里省略对延迟时间控制子单元9042的具体描述。
在根据本公开实施例的直流-直流转换器90中，变压器501的副边具有第一绕组Ns1和第二绕组Ns3，其中，第一绕组Ns1连接到同步整流单元503，激励信号产生子单元9041可以包括第二绕组Ns3、第一二极管D1以及电容器C1，其中，第二绕组Ns3的正极性端连接到第一二极管D1的阳极并且还连接到副边的辅助电源VCC的正极，第二绕组Ns3的负极性端连接到电容器C1的一端并且还连接到辅助电源VCC的负极，第一二极管D1的阴极与电容器C1的另一端连接，以及激励信号产生子单元9041可以被配置成在直流-直流转换器90开通时，通过第二绕组Ns3来产生激励信号。
图10是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器10的示意性电路图。
图10中的直流-直流转换器10与图5中的直流-直流转换器50不同之处仅在于控制单元104与控制单元504的具体电路结构不同，这里省略对其重复部分的描述。此外，如图10所示，控制单元104包括激励信号产生子单元1041和延迟时间控制子单元1042。延迟时间控制子单元1042的电路结构与延迟时间控制子单元5042的电路结构基本相同，从而这里省略对延迟时间控制子单元1042的具体描述。
在根据本公开实施例的直流-直流转换器10中，变压器501具有隔离单元1011，激励信号产生子单元1041可以包括隔离单元1011、第一二极管D1以及电容器C1，其中，隔离单元1011与第一二极管D1的阳极连接，第一二极管D1的阴极与电容器C1的一端连接，原边的启动信号可以为开关单元102的驱动信号PWM_p，以及激励信号产生子单元1041可以被配置成在直流-直流转换器10开通时，通过隔离单元1011来产生激励信号。
图11是例示根据本公开的另一实施例的直流-直流转换器11的示意性电路图。
图11中的直流-直流转换器11与图5中的直流-直流转换器50不同之处仅在于控制单元114与控制单元504的具体电路结构不同，这里省略对其重复部分的描述。此外，如图11所示，控制单元114包括激励信号产生子单元1141和延迟时间控制子单元1142。延迟时间控制子单元1142的电路结构与延迟时间控制子单元5042的电路结构基本相同，从而这里省略对延迟时间控制子单元1142的具体描述。
在根据本公开实施例的直流-直流转换器11中，变压器501具有隔离单元1111，激励信号产生子单元1141可以包括隔离单元1111、第一二极管D1以及电容器C1，其中，隔离单元1111与第一二极管D1的阳极连接，第一二极管D1的阴极与电容器C1的一端连接，原边的启动信号可以为原边的开机信号S-On/Off，以及激励信号产生子单元1141可以被配置成在直流-直流转换器11开通时，通过隔离单元1111来产生激励信号。
图12是例示根据本公开的实施例的直流-直流转换器的并联启动的示意性电路图。图12中示出了并联的转换器#1和转换器#2。在开机启动时，由于在控制单元504的作用下，转换器#1和转换器#2在输出电压到达预定值Vo即从产生激励信号(t＝0)到第一预定时间点t1之前，同步整流单元503中的同步整流MOS管都是工作在体二极管整流状态，所以即使由于启动时刻不一样从而使得其中一个转换器先启动达到Vo时，也不会倒灌到其他转换器而损毁其他的转换器，从而实现多个开环直流-直流转换器并联启动功能。
此外，本公开还提供了以下用于控制直流-直流转换器的方法的实施例。
图13是示出根据本公开实施例的用于控制直流-直流转换器的方法的流程示例的流程图。如图13所示，根据本公开的实施例的用于控制直流-直流转换器的方法13包括激励信号产生步骤S131和延迟时间控制步骤S132。
直流-直流转换器包括变压器、位于变压器的原边的开关单元、以及位于变压器的副边的同步整流单元。
在激励信号产生步骤S131中，可以基于直流-直流转换器的开通，产生与原边的启动信号相关的激励信号。
在延迟时间控制步骤S132中，可以使得同步整流单元相对于直流-直流转换器开通的时刻延迟第一预定时间而导通。
即，在用于控制直流-直流转换器的方法13中，可以根据在直流-直流转换器开通时所产生的与原边的启动信号相关的激励信号，控制同步整流单元相对于直流-直流转换开通的时刻延迟预定时间而导通。这样，防止在直流-直流转换器启动时，发生能量回灌而损坏直流-直流转换器的器件。
优选地，在延迟时间控制步S132步骤中，可以响应于激励信号的消失，使得同步整流单元相对于直流-直流转换器关闭的时刻延迟第二预定时间而关断。
作为具体示例，在直流-直流转换器关闭时，原边的启动信号消失，上述激励信号也相应消失，在延迟时间控制步S132步骤中，使得同步整流单元相对于直流-直流转换器关闭的时刻延迟预定时间而关断。这样，可以防止在直流-直流转换器关闭时，发生能量回灌而损坏直流-直流转换器的器件。
在前面的说明书中参照特定实施例描述了本公开。然而本领域的普通技术人员理解，在不偏离如权利要求书限定的本公开的范围的前提下可以进行各种修改和改变。

Claims (13)

1.一种直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，包括：
变压器(501)；
位于所述变压器(501)的原边的开关单元(502)；
位于所述变压器(501)的副边的同步整流单元(503)；以及
控制单元(504，804，904，104，114)，被配置成控制所述同步整流单元(503)导通和关断的时刻；
其中，所述控制单元(504，804，904，104，114)包括：
激励信号产生子单元(5041，8041，9041，1041，1141)，被配置成在所述直流-直流转换器(50，80，90，10，11)开通时，产生与所述原边的启动信号相关的激励信号；以及
延迟时间控制子单元(5042，8042，9042，1042，1142)，被配置成通过使用所述激励信号，使得所述同步整流单元(503)相对于所述直流-直流转换器(50，80，90，10，11)开通的时刻延迟第一预定时间而导通。
2.根据权利要求1所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述延迟时间控制子单元(5042，8042，9042，1042，1142)进一步被配置成响应于所述激励信号的消失，使得所述同步整流单元(503)相对于所述直流-直流转换器(50，80，90，10，11)关闭的时刻延迟第二预定时间而关断。
3.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述延迟时间控制子单元(5042，8042，9042，1042，1142)包括辅助电源(VCC)、稳压二极管(D2)、第一电容器(C2)以及MOS场效应晶体管(Q3)，
所述稳压二极管(D2)与所述第一电容器(C2)并联，
所述MOS场效应晶体管(Q3)的栅极连接到所述稳压二极管(D2)、漏极连接到所述控制单元(504，804，904，104，114)的输出端、以及源极接地，以及
所述延迟时间控制子单元(5042，8042，9042，1042，1142)被配置成在所述激励信号的激励下，使所述辅助电源(VCC)给所述第一电容器(C2)充电，以使得从产生所述激励信号到经过所述第一预定时间的时间点处，所述第一电容器(C2)的充电电压等于所述稳压二极管(D2)的稳压值与所述MOS场效应晶体管(Q3)的门槛电压之和。
4.根据权利要求3所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，在所述第一预定时间后，所述直流-直流转换器(50，80，90，10，11)的输出电压高于预偏置电压。
5.根据权利要求3所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述延迟时间控制子单元(5042，8042，9042，1042，1142)被配置成在所述激励信号消失时，使所述第一电容器(C2)放电，以使得在从所述激励信号消失到经过所述第二预定时间的时间点处，所述第一电容器(C2)的放电电压等于所述稳压二极管(D2)的稳压值与所述MOS场效应晶体管(Q3)的门槛电压之和。
6.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述变压器(501)的副边具有第一绕组(Ns1)和第二绕组(Ns2)，其中，所述第一绕组(Ns1)连接到所述同步整流单元(503)，
所述激励信号产生子单元(5041)包括串联连接的所述第二绕组(Ns2)、第一二极管(D1)以及第二电容器(C1)，其中，所述第二绕组(Ns2)的正极性端与所述第一二极管(D1)的阳极连接，所述第二绕组(Ns2)的负极性端与所述第二电容器(C1)的一端连接，所述第一二极管(D1)的阴极与所述第二电容器(C1)的另一端连接，以及
所述激励信号产生子单元(5041)进一步被配置成在所述直流-直流转换器(50)开通时，使用所述第二绕组(Ns2)进行耦合来产生所述激励信号。
7.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述变压器(501)的副边具有第一绕组(Ns1)，其中，所述第一绕组(Ns1)连接到所述同步整流单元(503)，
所述激励信号产生子单元(8041)包括串联连接的所述第一绕组(Ns1)、第一二极管(D1)以及第二电容器(C1)，其中，所述第一绕组(Ns1)的正极性端与所述第一二极管(D1)的阳极连接，所述第一绕组(Ns1)的负极性端与所述第二电容器(C1)的一端连接，所述第一二极管(D1)的阴极与所述第二电容器(C1)的另一端连接，以及
所述激励信号产生子单元(8041)进一步被配置成在所述直流-直流转换器(80)开通时，通过所述第一绕组(Ns1)来产生所述激励信号。
8.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述变压器(501)的副边具有第一绕组(Ns1)和第二绕组(Ns3)，其中，所述第一绕组(Ns1)连接到所述同步整流单元(503)，
所述激励信号产生子单元(9041)包括所述第二绕组(Ns3)、第一二极管(D1)以及第二电容器(C1)，其中，所述第二绕组(Ns3)的正极性端连接到所述第一二极管(D1)的阳极并且还连接到所述副边的辅助电源(VCC)的正极，所述第二绕组(Ns3)的负极性端连接到所述第二电容器(C1)的一端并且还连接到所述辅助电源(VCC)的负极，所述第一二极管(D1)的阴极与所述第二电容器(C1)的另一端连接，以及
所述激励信号产生子单元(9041)进一步被配置成在所述直流-直流转换器(90)开通时，通过所述第二绕组(Ns3)来产生所述激励信号。
9.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述变压器(501)具有隔离单元(1011)，
所述激励信号产生子单元(1041)包括所述隔离单元(1011)、第一二极管(D1)以及第二电容器(C1)，其中，所述隔离单元(1011)与所述第一二极管(D1)的阳极连接，所述第一二极管(D1)的阴极与所述第二电容器(C1)的一端连接，
所述原边的启动信号为所述开关单元(102)的驱动信号，以及
所述激励信号产生子单元(1041)进一步被配置成在所述直流-直流转换器(10)开通时，通过所述隔离单元(1011)来产生所述激励信号。
10.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，其中，
所述变压器(501)具有隔离单元(1111)，
所述激励信号产生子单元(1141)包括所述隔离单元(1111)、第一二极管(D1)以及第二电容器(C1)，其中，所述隔离单元(1111)与所述第一二极管(D1)的阳极连接，所述第一二极管(D1)的阴极与所述第二电容器(C1)的一端连接，
所述原边的启动信号为所述原边的开机信号，以及
所述激励信号产生子单元(1141)进一步被配置成在所述直流-直流转换器(11)开通时，通过所述隔离单元(1111)来产生所述激励信号。
11.根据权利要求1或2所述的直流-直流转换器(50，80，90，10，11)，还包括：
驱动单元(505)，被配置成驱动所述同步整流单元(503)，以使所述同步整流单元(503)导通和关断，
其中，所述控制单元(504，804，904，104，114)经由所述驱动单元(505)控制所述同步整流单元(503)导通和关断的时刻。
12.一种用于控制直流-直流转换器的方法，所述直流-直流转换器包括变压器、位于所述变压器的原边的开关单元、以及位于所述变压器的副边的同步整流单元，所述方法包括：
激励信号产生步骤，基于所述直流-直流转换器的开通，产生与所述原边的启动信号相关的激励信号；以及
延迟时间控制步骤，通过使用所述激励信号，使得所述同步整流单元相对于所述直流-直流转换器开通的时刻延迟第一预定时间而导通。
13.根据权利要求12所述的方法，其中，在所述延迟时间控制步骤中，响应于所述激励信号的消失，使得所述同步整流单元相对于所述直流-直流转换器关闭的时刻延迟第二预定时间而关断。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111654010A (zh) * 2019-12-17 2020-09-11 联合汽车电子有限公司 防止反灌电流的方法

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11621645B2 (en) * 2020-06-04 2023-04-04 Stmicroelectronics International N.V. Methods and device to drive a transistor for synchronous rectification

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1379534A (zh) * 2002-01-01 2002-11-13 艾默生网络能源有限公司 直流/直流变换器同步整流驱动电路及驱动方法
CN1564445A (zh) * 2004-03-24 2005-01-12 伊博电源（杭州）有限公司 一种反激变换器同步整流管的自驱动电路
CN208539787U (zh) * 2018-05-18 2019-02-22 雅达电子国际有限公司 直流-直流转换器

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5077486A (en) * 1988-03-21 1991-12-31 Gary Marson Power supply for cathodic protection system
DE60035100T2 (de) * 2000-04-10 2008-01-31 Stmicroelectronics S.R.L., Agrate Brianza Verfahren und Vorrichtung zur digitalen Kontrolle der Ausschaltzeit der Synchrongleichrichter für Schaltnetzteile mit isolierten Topologien
US7054168B1 (en) * 2004-11-10 2006-05-30 Astec International Limited Undershoot eliminator circuit and method for synchronous rectified DC-DC converters
US7675759B2 (en) * 2006-12-01 2010-03-09 Flextronics International Usa, Inc. Power system with power converters having an adaptive controller
US8373403B1 (en) 2008-08-08 2013-02-12 Power-One, Inc. Circuit for controlling synchronous rectifiers during start-up into pre-biased output voltage
US8520414B2 (en) * 2009-01-19 2013-08-27 Power Systems Technologies, Ltd. Controller for a power converter
US8717783B2 (en) * 2009-10-30 2014-05-06 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd. Method and apparatus for regulating gain within a resonant converter
US8908393B2 (en) 2011-09-14 2014-12-09 Futurewei Technologies, Inc. Soft transition apparatus and method for switching power converters
US9742288B2 (en) * 2014-10-21 2017-08-22 Power Integrations, Inc. Output-side controller with switching request at relaxation ring extremum
US9780635B1 (en) 2016-06-10 2017-10-03 Crane Electronics, Inc. Dynamic sharing average current mode control for active-reset and self-driven synchronous rectification for power converters
US10110137B1 (en) * 2017-04-13 2018-10-23 Semiconductor Components Industries, Llc Automatic control of synchronous rectifier turn-off threshold
US10224828B1 (en) * 2018-05-24 2019-03-05 Astec International Limited DC-DC power converters and methods of operating DC-DC power converters

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1379534A (zh) * 2002-01-01 2002-11-13 艾默生网络能源有限公司 直流/直流变换器同步整流驱动电路及驱动方法
CN1564445A (zh) * 2004-03-24 2005-01-12 伊博电源（杭州）有限公司 一种反激变换器同步整流管的自驱动电路
CN208539787U (zh) * 2018-05-18 2019-02-22 雅达电子国际有限公司 直流-直流转换器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111654010A (zh) * 2019-12-17 2020-09-11 联合汽车电子有限公司 防止反灌电流的方法

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