CN111431386A

CN111431386A - 一种辅助供电的控制方法及其控制电路

Info

Publication number: CN111431386A
Application number: CN202010474516.5A
Authority: CN
Inventors: 高建龙; 卞坚坚
Original assignee: Southchip Semiconductor Technology Shanghai Co Ltd
Current assignee: Southchip Semiconductor Technology Shanghai Co Ltd
Priority date: 2020-05-29
Filing date: 2020-05-29
Publication date: 2020-07-17

Abstract

一种辅助供电的控制方法及其控制电路，适用于能够通过辅助绕组供电的电源供电系统。本发明实时检测电源供电系统的供电电压，当供电电压低于阈值电压时进行电感升压控制，利用第一电感组成升压电路抬升辅助绕组的电压，第一电容上的电压上升；通过控制第一开关将第一电感连接到供电系统的供电端抬升供电电压，维持供电电压不低于阈值电压；检测第一电容上的电压，当第一电容上的电压不能维持供电电压不低于阈值电压时，强制电源供电系统为第一电容充电；当第一电容上的电压通过第一电感和第一开关后的值大于阈值电压时，停止升压控制，利用第一电容为供电电压直通供电。本发明具有高效率、低成本、易于集成的特点，且降低了芯片对工艺电压的要求。

Description

一种辅助供电的控制方法及其控制电路

技术领域

本发明属于集成电路电源技术领域，涉及一种辅助供电的控制方法和一种辅助供电的控制电路，适用于通过辅助绕组供电的电源供电系统。

背景技术

开关电源中，通过辅助绕组供电的有AC-DC、DC-DC芯片的电源供电系统，包括LLC、PFC、Flyback等。以Flyback(反激式变换器)为例，反激式变换器又称单端反激式或"Buck-Boost"变换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单、成本低廉，在小功率电源以及各种电源适配器中得到广泛应用。

反激式变换器启动阶段，一般通过启动电阻或者JFET(结型场效应管)从母线电压VBUS处取电，母线电压VBUS是反激式变换器的输入电压，启动后，由辅组绕组进行正常供电。但是辅组绕组的电压受制于输出电压Vout的变化，导致反激式变换器产生的供电电压VDD也是变化的。反激式变换器的供电电压VDD的电压值约等于Na/Ns*Vout，其中Na为反激式变换器辅组绕组的匝数，Ns为反激式变换器输出次级绕组匝数。当Vout从3V到21V变换的情况下，意味着VDD的范围也变换较大，VDD最小值工作电压10V，意味着VDD在输出3V的情况下是10V，在输出21V的时候，会高达70V。高的电压意味着对VDD引脚的耐压要求高，工艺耐压要求高；VDD内部供电电流不变的情况下，高的电压意味着高的损耗Ploss＝VI，高损耗所带来的发热也是较大的问题。

下面给出三种现有技术中基于反激式变换器的供电方法。

第一种是直接供电方法，如图1所示，这种方式辅组绕组的电压受制于反激式变换器输出电压Vout的变化，VDD的电压值约等于Na/Ns*Vout。该方案变压器绕组输出电压范围太宽、对芯片的耐压要求高、效率低，不适用于输出电压范围比较宽的应用场合。

第二种是LDO(低压差线性稳压器)方式供电，如图2所示，但是因为LDO的效率一般较低，故此方案虽可应用于输出电压范围较宽的场合，但是会影响整个系统的效率。可见该方案的不足之处是增加了额外器件，效率低。

第三种是改进LDO方式供电，如图3所示，此方案既解决了效率问题，又可应用于输出电压范围较宽的应用场合，但是由于增加了一组变压器的辅助绕组和两个二极管，故成本较高。

发明内容

针对上述通过辅助绕组供电的电源供电系统使用的供电方法中存在的受输出电压范围限制的不足之处、以及在效率成本等方面的要求，本发明提出一种辅助供电的控制方法及其控制电路，在变压器绕组供电的基础上，引入电感器件，通过开关电感的电压转换方式实现对辅组绕组电压的抬升，以满足在辅助绕组电压宽范围变化时芯片可以正常供电；同时由于电感自身并不产生能量损耗，可以实现极高的效率。

下面是本发明提出的一种辅助供电的控制方法的技术方案：

一种辅助供电的控制方法，适用于能够通过辅助绕组供电的电源供电系统，

所述电源供电系统的辅助绕组单元包括辅助绕组、第一二极管、第一电感和第一电容，辅助绕组一端接地，另一端连接第一二极管的阳极；第一电感一端连接第一二极管的阴极并通过第一电容后接地，另一端通过第一开关后连接所述电源供电系统的供电端；

所述辅助供电的控制方法包括如下步骤：

步骤一、所述电源供电系统启动，控制所述电源供电系统供电端输出的供电电压上升，当所述供电电压达到工作电压时所述电源供电系统开始工作，输出所述供电电压为外部电路供电；

步骤二、实时检测所述供电电压，当所述供电电压低于阈值电压时，进行升压控制，利用第一电感组成升压电路抬升所述辅助绕组的电压，第一电容上的电压上升；通过控制第一开关将第一电感连接到所述电源供电系统的供电端抬升所述供电电压，维持所述供电电压不低于所述阈值电压；

步骤三、检测第一电容上的电压，当第一电容上的电压不能维持所述供电电压不低于所述阈值电压时，强制所述电源供电系统为第一电容充电；

步骤四、当第一电容上的电压通过第一电感和第一开关后的值大于所述阈值电压时，停止所述升压控制，利用第一电容为所述供电电压直通供电；

步骤五、返回步骤二。

具体的，第一电感与第一开关连接的一端还通过第二开关连接电流检测单元，在进行所述升压控制时，第一开关和第二开关交替导通，第二开关导通时能够采集到第一电感的电流信息用于电流模控制或电流保护。

具体的，第一开关为包括但不限于场效应晶体管的开关器件、或第一开关为二极管，当第一开关为二极管时其阳极连接第一电感，阴极连接所述电源供电系统的供电端。

具体的，所述电源供电系统为反激式变换器，所述反激式变换器中包括第二电容，第二电容一端连接所述电源供电系统的供电端，另一端接地；在所述步骤一中，利用所述反激式变换器的输入电压为第二电容充电抬升所述供电电压，或利用所述反激式变换器的输入电压为第二电容和第一电容充电抬升所述供电电压；所述电源供电系统开始工作后，利用第二电容、或同时利用第二电容和第一电容产生所述供电电压。

另外，本发明还提出一种辅助供电的控制电路，能够实现上述辅助供电的控制方法，下面是本发明提出的控制电路的技术方案：

一种辅助供电的控制电路，适用于能够通过辅助绕组供电的电源供电系统，所述电源供电系统的辅助绕组单元包括辅助绕组、第一二极管、第一电感和第一电容，辅助绕组一端接地，另一端连接第一二极管的阳极；第一电容一端连接第一二极管的阴极和第一电感的一端，另一端接地；

所述控制电路包括第一开关、检测模块、驱动波形调制模块、以及驱动和逻辑控制模块，

第一开关一端连接所述电源供电系统的供电端，另一端连接第一电感的另一端；

所述检测模块用于将所述电源供电系统的供电端输出的供电电压与阈值电压进行比较并获得比较结果；

所述驱动波形调制模块将所述比较结果进行调制后输出给所述驱动和逻辑控制模块；

所述驱动和逻辑控制模块根据调制后的比较结果控制第一开关和所述电源供电系统，当调制后的比较结果表示所述供电电压低于阈值电压时，所述驱动和逻辑控制模块控制所述电源供电系统进行升压控制，利用第一电感组成升压电路抬升所述辅助绕组的电压，第一电容上的电压上升；所述驱动和逻辑控制模块控制第一开关导通，利用第二电容和第一电容同时抬升所述供电电压，维持所述供电电压不低于所述阈值电压。

具体的，所述控制电路还包括第二开关，第二开关一端连接第一电感和第一开关的连接点，另一端连接电流检测单元，当调制后的比较结果表示所述供电电压低于阈值电压时，所述驱动和逻辑控制模块控制第一开关和第二开关交替导通，第二开关导通时采集到第一电感的电流信息输出给所述驱动波形调制模块，用于电流模控制或电流保护。

具体的，所述检测模块包括第一采样电阻、第二采样电阻、误差放大器和相位补偿单元，第一采样电阻和第二采样电阻串联并接在所述电源供电系统的供电端和地之间，其串联点连接误差放大器的第一输入端；

误差放大器的第二输入端连接所述阈值电压，其输出端连接所述驱动波形调制模块的输入端；

所述相位补偿单元跨接在所述误差放大器的第一输入端和输出端之间。

具体的，所述电源供电系统为反激式变换器，所述反激式变换器包括主开关管，所述辅助绕组接地的一端连接主开关管的源极，所述反激式变换器的原边绕组一端连接所述反激式变换器的输入电压，另一端连接主开关管的漏极；所述主开关管的栅极连接所述驱动和逻辑控制模块输出的控制所述电源供电系统的信号，所述主开关管不仅受所述反激式变换器的控制，也受所述控制电路的控制。

本发明的有益效果为：本发明实时检测供电电压VDD，在供电电压VDD低于阈值电压Vbt时通过电感升压的方式提升供电电压VDD以满足反激式变换器的正常供电，具有高效率的特点，并且降低了芯片对工艺电压的要求；且仅增加了一个电感及其电容，具有低成本、易于集成到芯片的特点；通过对第一电容C6的灵活控制提高了工作效率；一些实施例中还采集了电流信息能够用于电流模控制或电流保护，提升了设计的灵活性和系统的可靠性。

附图说明

图1是现有技术中的直接供电方案示意图。

图2是现有技术中的LDO方式供电示意图。

图3是现有技术中的改进的LDO方式供电示意图。

图4是实施例中将本发明提出的一种辅助供电的控制方法及其控制电路应用于反激式变换器的一种实现结构示意图。

图5是本发明提出的一种辅助供电的控制方法及其控制电路实现升压控制的SW控制结构示意图。

图6是本发明提出的一种辅助供电的控制电路在实施例中的一种实现结构示意图。

图7是本发明提出的一种辅助供电的控制方法及其控制电路中一些关键信号的波形图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细描述本发明的技术方案。

本发明提出的一种辅助供电的控制方法及其控制电路，适用于所有能够通过辅助绕组供电的电源供电系统，包括AC-DC、DC-DC芯片的电源供电系统，如LLC、PFC、Flyback等，下面以将本发明应用于Flyback(反激式变换器)为例进行说明。

如图4所示是应用本发明的反激式变换器的一种结构示意图，反激式变换器的辅助绕组单元包括辅助绕组、第一二极管D3、第一电感L2和第一电容C6，辅助绕组一端接地，另一端连接第一二极管D3的阳极；第一电容C6一端连接第一二极管D3的阴极和第一电感L2的一端，另一端接地。反激式变换器的原边绕组一端连接反激式变换器的输入电压VBUS，另一端连接反激式变换器的主开关管Q1漏极；主开关管Q1的源极通过电阻接地，其栅极连接本发明提出的控制电路产生的控制电源供电系统的信号，也连接反激式变换器产生的控制主开关管Q1的信号，即主开关管Q1的栅极驱动信号不仅受反激式变换器的控制，也受本发明提出的控制电路的控制。反激式变换器的原边绕组单元和副边绕组单元可以采用除了图4所示的其他结构，这里不做限定。可以看出，相比较图1所示的直接供电方式，本发明仅在应用层面上多了一个小电感(L2)及其电容(C6)，占用芯片面积相较于LDO供电方式更小，成本也更低。

如图5所示是本发明实现升压控制的SW控制结构示意图，本发明提出的控制电路，在电源供电系统中第一电感L2与第一二极管D3相连的另一端即SW节点处设置了第一开关S1，第一开关S1用于控制第一电感L2和电源供电系统的供电端的连接。第一开关S1可以是MOS等开关器件，也可以是二极管，当第一开关S1采用二极管时，其阳极接第一电感L2，阴极连接电源供电系统的供电端，实现SW到VDD的单向导通。一些实施例中还在SW节点设置了第二开关S2，SW控制单元控制第一开关S1和第二开关S2交替导通，使得第二开关S2导通时能够用于对SW节点进行电流检测。

反激式变换器在启动阶段，输入电压VBUS通过启动电路UR4给第二电容C8充电，使得反激式变换器的供电电压VDD上升达到工作电压Von。其中启动电路UR4可以通过电阻、或者受控电流开关JFET等实现。在启动阶段，如果希望供电电压VDD的上电速度快，则可以断开第一开关S1，输入电压VBUS仅仅对第二电容C8充电；如果希望增加供电电压VDD上的电容总值，则可以导通第一开关S1，通过第一电容C6和第二电容C8一起储能，减小对第二电容C8容值的依赖。

启动阶段供电电压VDD上升达到工作电压Von后反激式变换器开始工作，供电电压VDD为外部电路供电，如图4所示，供电电压VDD为控制器芯片U1供电，可以仅由第二电容C8作为控制器芯片U1的供电电源，也可以由第二电容C8和第一电容C6共同为控制器芯片U1供电。

在反激式变换器工作期间实时监测反激式变换器的供电电压VDD，当监测到反激式变换器的供电电压VDD低于阈值电压Vbt时，进行升压控制，利用第一电感L2组成升压电路抬升辅助绕组的电压，使得第一电容C6上的电压上升；通过控制第一开关S1将第一电感L2连接到电源供电系统的供电端抬升供电电压VDD，维持供电电压VDD不低于阈值电压Vbt。此时是第二电容C8和第一电容C6共同维持供电电压VDD，当第一电容C6上的电压不能维持供电电压VDD不低于阈值电压Vbt时，产生控制主开关管Q1的信号DRV_Q1，强制反激式变换器为第一电容C6充电，使得第一电容C6电压抬升。当第一电容C6上的电压通过第一电感L2和第一开关S1后的值大于阈值电压Vbt时，根据工作原理，SW控制单元停止升压控制，第一开关S1直通，能够提高转换效率。在反激式变换器工作期间，利用本发明实时监测供电电压VDD并做出相应地处理，能够动态调节供电电压VDD的大小，解决反激式变换器受输出电压范围限制的问题。

如图6所示给出了本发明提出的辅助供电的控制电路的一种实现结构，包括第一开关S1、第二开关S2、检测模块、驱动波形调制模块、以及驱动和逻辑控制模块。检测模块用于将电源供电系统的供电端输出的供电电压VDD与阈值电压Vbt进行比较并获得比较结果；本实施例中可以利用误差放大器实现，检测模块包括第一采样电阻、第二采样电阻、误差放大器和相位补偿单元，第一采样电阻和第二采样电阻串联并接在电源供电系统的供电端和地之间，其串联点连接误差放大器的第一输入端；误差放大器的第二输入端连接阈值电压Vbt，其输出端产生比较结果连接驱动波形调制模块的输入端；相位补偿单元跨接在误差放大器的第一输入端和输出端之间。其中相位补偿单元可以跨接误差放大器，也可以接运放的某一部分，具体视补偿的方式。当然检测模块也可以用比较器实现，当采用比较器时，可以不用相位补偿电路，但采用比较器控制时，阈值电压Vbt一般会引入迟滞，供电电压VDD需要在电压区间内进行调整，如设置一个阈值开启电压和一个阈值关断电压，在供电电压VDD低于阈值开启电压时进行升压控制，在供电电压VDD高于阈值关断电压时停止升压控制。因此采样误差放大器控制环路与比较器相比，能够获得更平稳的供电电压VDD，进行调整时能够使供电电压VDD维持在阈值电压Vbt附近。

驱动波形调制模块将比较结果进行调制后输出给驱动和逻辑控制模块；驱动和逻辑控制模块根据调制后的比较结果控制第一开关S1(设置了第二开关S2时也用于控制第二开关S2)和反激式变换器，当调制后的比较结果表示供电电压VDD低于阈值电压Vbt时，驱动和逻辑控制模块产生主开关管Q1的栅极驱动信号，控制进行升压控制；也产生第一开关S1和第二开关S2的控制信号，第一开关S1闭合用于抬升供电电压VDD，第二开关S2闭合采集电流信息I_BST用于实现电流模控制或用于其他控制模式(如电压模)下的电流保护。电流模控制下，通过将采集的电流信息I_BST用于与误差信号的峰值做比较，能够产生控制开关的判断信号；其他控制模式仅仅用来做保护。

如图7所示是本发明中一些关键信号的波形图，结合图7说明本发明的工作过程：

(1)、在启动阶段可以将第一开关S1开启，母线电压VBUS通过UR4向第二电容C8充电，同时第一电容C6储能。此时供电电压VDD的电容为C8加C6，该过程如关键波形及其控制方法T1阶段所示。如果为了节约启机时间，减少启机时供电电压VDD的电容，第一电容C6在启动阶段可以不用储能，即第一开关S1关闭。当芯片启机后，通过辅助绕组对第一电容C6储能。

(2)、当供电电压VDD电压等于工作电压Von时，反激式变换器控制系统开始正常工作，供电电压VDD电压如果未低于阈值电压Vbt，SW控制单元不会开始工作，如T2阶段所示。

(3)、由于输出电压降低等原因，当供电电压VDD电压低于阈值电压Vbt后，如T3阶段，这时SW控制单元开始工作，产生控制第一开关S1和第二开关S2的信号即DRV_S2和DRV_S1，误差放大器控制环路控制供电电压VDD电压调整到阈值电压Vbt附近，即T4阶段。

(4)、当出现包括但不限于以下情况a-c时表示监测到第一电容C6本身电压偏低不足以提升供电电压VDD时，供电电压VDD电压会低于V1，此时可以产生主开关管Q1的驱动信号DRV_Q1，强制反激式变换器为第一电容C6充电使得反激式变换器的供电电压VDD继续提升，直到监测到反激式变换器的供电电压VDD达到一定阈值时停止反激式变换器为第一电容C6充电，也可以通过监测第一电容C6上的电压情况来控制，当第一电容C6的电压满足一定阈值后停止反激式变换器为第一电容C6充电，如T5阶段。

情况a、升压控制开始后，监测到反激式变换器的供电电压VDD在设定的时间内没有提升。

情况b、监测到第一电容C6的电压偏置。

情况c、在第二开关管S2单次导通期间，流过电流检测单元的电流没有达到电流检测单元的电流阈值。

(5)、当第一电容C6的电压直通都可以满足供电电压VDD的电压后，直通供电，如T6阶段所示。

综上所述，本发明提出一种辅助供电的控制方法，在供电电压VDD低于阈值电压Vbt时，通过电感升压的方式将供电电压VDD维持在阈值电压Vbt附近，以满足反激式变换器的正常供电，由于电感本身不产生能量损耗，因此具有高效率的优点；利用误差放大器控制环路能够稳定调整供电电压VDD；通过检测第一电容C6上的电压进行控制，能够在第一电容C6上的电压不足时强制电源供电系统为第一电容C6充电，在第一电容C6上的电压满足对供电电压VDD直通供电时停止升压控制，通过间歇性控制的方式提高了效率；一些实施例中还采集了电流信息能够用于电流模控制或电流保护，提升了设计的灵活性和系统的可靠性；本发明提出的控制方法和电路易于实现并集成到集成电路当中，且相比直接供电只增加了一个电感和一个电容，具有高效率低成本的优势，并且降低了芯片对工艺电压的要求。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims

1.一种辅助供电的控制方法，适用于能够通过辅助绕组供电的电源供电系统，

其特征在于，所述电源供电系统的辅助绕组单元包括辅助绕组、第一二极管、第一电感和第一电容，辅助绕组一端接地，另一端连接第一二极管的阳极；第一电感一端连接第一二极管的阴极并通过第一电容后接地，另一端通过第一开关后连接所述电源供电系统的供电端；

所述辅助供电的控制方法包括如下步骤：

步骤五、返回步骤二。

2.根据权利要求1所述的辅助供电的控制方法，其特征在于，第一电感与第一开关连接的一端还通过第二开关连接电流检测单元，在进行所述升压控制时，第一开关和第二开关交替导通，第二开关导通时能够采集到第一电感的电流信息用于电流模控制或电流保护。

3.根据权利要求1所述的辅助供电的控制方法，其特征在于，第一开关为包括但不限于场效应晶体管的开关器件、或第一开关为二极管，当第一开关为二极管时其阳极连接第一电感，阴极连接所述电源供电系统的供电端。

4.根据权利要求1至3任一项所述的辅助供电的控制方法，其特征在于，所述电源供电系统为反激式变换器，所述反激式变换器中包括第二电容，第二电容一端连接所述电源供电系统的供电端，另一端接地；在所述步骤一中，利用所述反激式变换器的输入电压为第二电容充电抬升所述供电电压，或利用所述反激式变换器的输入电压为第二电容和第一电容充电抬升所述供电电压；所述电源供电系统开始工作后，利用第二电容、或同时利用第二电容和第一电容产生所述供电电压。

5.一种辅助供电的控制电路，适用于能够通过辅助绕组供电的电源供电系统，其特征在于，所述电源供电系统的辅助绕组单元包括辅助绕组、第一二极管、第一电感和第一电容，辅助绕组一端接地，另一端连接第一二极管的阳极；第一电容一端连接第一二极管的阴极和第一电感的一端，另一端接地；

6.根据权利要求5所述的辅助供电的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括第二开关，第二开关一端连接第一电感和第一开关的连接点，另一端连接电流检测单元，当调制后的比较结果表示所述供电电压低于阈值电压时，所述驱动和逻辑控制模块控制第一开关和第二开关交替导通，第二开关导通时采集到第一电感的电流信息输出给所述驱动波形调制模块，用于电流模控制或电流保护。

7.根据权利要求5所述的辅助供电的控制电路，其特征在于，所述检测模块包括第一采样电阻、第二采样电阻、误差放大器和相位补偿单元，第一采样电阻和第二采样电阻串联并接在所述电源供电系统的供电端和地之间，其串联点连接误差放大器的第一输入端；

8.根据权利要求5至7任一项所述的辅助供电的控制电路，其特征在于，所述电源供电系统为反激式变换器，所述反激式变换器包括主开关管，所述辅助绕组接地的一端连接主开关管的源极，所述反激式变换器的原边绕组一端连接所述反激式变换器的输入电压，另一端连接主开关管的漏极；所述主开关管的栅极连接所述驱动和逻辑控制模块输出的控制所述电源供电系统的信号，所述主开关管不仅受所述反激式变换器的控制，也受所述控制电路的控制。