CN111342667B - 一种基于反激式变换器的供电控制方法以及供电电路 - Google Patents

Abstract

一种基于反激式变换器的供电控制方法以及供电电路，在启动阶段，反激式变换器的输入电压通过启动电路给电容充电，使得反激式变换器的供电电压上升达到工作电压，随后反激式变换器开始工作，输出供电电压为外部电路供电；实时监测反激式变换器的供电电压，当供电电压低于开启控制电压时，对供电电压进行升压控制，当供电电压高于关闭控制电压时，停止对供电电压的升压控制。本发明通过对辅助绕组电压进行抬升使得反激式变换器的供电电压满足供电要求，降低了对辅助绕组电压的高电压要求，适用于反激式变换器输出电压范围较宽的应用场合；另外本发明还具有供电效率高、损耗低、成本低和易于集成到芯片的特点。

Description

一种基于反激式变换器的供电控制方法以及供电电路

技术领域

本发明属于开关电源技术领域，涉及一种基于反激式变换器的供电控制方法，以及实现该供电控制方法的基于反激式变换器的供电电路。

背景技术

反激式(Flyback)变换器又称单端反激式或"Buck-Boost"变换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。反激式变换器以其电路结构简单、成本低廉，在小功率电源以及各种电源适配器中得到广泛应用。

反激式变换器启动阶段，一般通过启动电阻或者JFET（结型场效应管）从母线电压VBUS处取电，母线电压时反激式变换器的输入电压；启动后，由辅组绕组进行正常供电，下面给出三种现有技术中基于反激式变换器的供电方法。

第一种是直接供电方法，如图1所示，这种方式辅组绕组的电压受制于反激式变换器输出电压Vout的变化，导致反激式变换器的供电电压VDD也是变化的。反激式变换器的供电电压VDD的电压值约等于Na/Ns*Vout，其中Na为反激式变换器辅组绕组的匝数，Ns为反激式变换器输出次级绕组匝数。当Vout从3V到21V变换的情况下，意味着VDD的范围也变换较大，VDD最小值工作电压10V，意味着VDD在输出3V的情况下是10V，在输出21V的时候，会高达70V，这样会带来两个问题：首先，高的电压意味着对VDD引脚的耐压要求高，工艺耐压要求高；其次，VDD内部供电电流不变的情况下，高的电压意味着高的损耗Ploss=VI，高损耗所带来的发热也是较大的问题。因此第一种供电方式不适用于输出电压范围比较宽的应用场合。

第二种是LDO（低压差线性稳压器）方式供电，如图2所示，但是因为LDO的效率一般较低，故此方案虽可应用于输出电压范围较宽的场合，但是会影响整个系统的效率。

第三种是改进LDO方式供电，如图3所示，此方案既解决了效率问题，又可应用于输出电压范围较宽的应用场合，但是由于增加了一组变压器的辅助绕组和两个二极管，故成本较高。

发明内容

针对上述传统供电方法在输出电压范围、效率、成本等方面的不足之处，本发明提出一种基于反激式变换器的供电控制方法，区别于以上三种实现供电的方式，本发明结合反激式变换器的实际工作模式，通过开关升压的方式实现对辅组绕组电压的抬升，以满足反激式变换器的正常供电，能够适用于反激式变换器输出电压范围比较宽的应用场合。

下面是本发明提出的一种基于反激式变换器的供电控制方法的技术方案：

一种基于反激式变换器的供电控制方法，所述反激式变换器的辅助绕组单元包括辅助绕组、二极管、第一电容C8、第二电容C6和电感，辅助绕组一端接地，另一端连接二极管的阳极；电感一端连接二极管的阴极并通过第二电容C6后接地，另一端作为控制端；第一电容C8的下极板接地，上极板一方面通过启动电路连接所述反激式变换器的输入电压，另一方面通过第一开关管连接所述控制端；第一电容C8的上极板输出所述反激式变换器的供电电压；

所述供电控制方法包括如下步骤：

步骤一、所述反激式变换器的输入电压通过所述启动电路给第一电容充电，使得所述反激式变换器的供电电压上升达到工作电压；

步骤二、所述反激式变换器开始工作，输出所述反激式变换器的供电电压为外部电路供电，实时监测所述反激式变换器的供电电压；

步骤三、当所述反激式变换器的供电电压低于开启控制电压时，对所述反激式变换器的供电电压进行升压控制，当所述反激式变换器的供电电压高于关闭控制电压时，停止对所述反激式变换器的供电电压的升压控制。

具体的，所述步骤一中导通第一开关管，使得所述反激式变换器的输入电压通过所述启动电路给第一电容充电的同时也为第二电容充电；所述步骤二中利用第一电容和第二电容共同产生所述反激式变换器的供电电压。

具体的，所述步骤三中对所述反激式变换器的供电电压进行升压控制的具体方法为：

步骤A、当出现包括以下情况时强制所述反激式变换器为第二电容充电使得所述反激式变换器的供电电压继续提升，直到监测到所述反激式变换器的供电电压达到不低于所述开启控制电压时停止所述反激式变换器为第二电容充电；

情况a、监测到所述反激式变换器的供电电压在设定的时间内没有提升；

情况b、监测到第二电容的电压偏置；

步骤B、当第二电容的电压通过电感和第一开关管后的电压值大于所述开启控制电压时，停止对所述反激式变换器的供电电压的升压控制，将第一开关管导通利用第一电容和第二电容共同产生所述反激式变换器的供电电压。

具体的，设置一端连接所述控制端另一端连接电流检测单元的第二开关管，第一开关管和第二开关管交替导通；

所述步骤A中的情况还包括：

情况c、在第二开关管一次导通期间，流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值；

情况d、在第一开关管和第二开关管交替导通期间，经过设定的开关周期后流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值。

另外，本发明还提出一种基于反激式变换器的供电电路，能够用于实现本发明提出的供电控制方法，下面是本发明的供电电路的技术方案：

一种基于反激式变换器的供电电路，所述反激式变换器包括原边绕组单元、副边绕组单元和辅助绕组单元，所述原边绕组单元包括原边绕组和第三开关管，原边绕组一端连接所述反激式变换器的输入电压，另一端通过第三开关管后接地；

其特征在于，所述反激式变换器的辅助绕组单元包括辅助绕组、二极管、第一电容C8、第二电容C6和电感，辅助绕组一端接地，另一端连接二极管的阳极；电感一端连接二极管的阴极并通过第二电容C6后接地，另一端作为控制端；第一电容C8的下极板接地，上极板输出所述反激式变换器的供电电压并通过启动电路连接所述反激式变换器的输入电压；

所述供电控制电路包括控制单元、第一开关管、第二开关管和电流检测单元，

第一开关管的一端连接第一电容C8的上极板和所述控制单元的第一输入端，另一端连接第二开关管的一端和所述控制端；

所述电流检测单元的输入端连接第二开关管的另一端，其输出端连接所述控制单元的第二输入端；

所述控制单元输出第一开关管的控制信号和第二开关管的控制信号；

当所述控制单元检测到所述反激式变换器的供电电压低于开启控制电压时，所述控制单元导通第二开关管并关断第一开关管；

当所述控制单元检测到所述反激式变换器的供电电压高于关闭控制电压时，所述控制单元关断第二开关管并打开第一开关管；

在第二开关管导通期间，当所述电流检测单元检测到其输入端的电流达到电流阈值时，所述控制单元关断第二开关管并打开第一开关管。

具体的，所述控制单元包括迟滞比较器、与门、RS触发器和第一比较器，

迟滞比较器的输入端连接所述反激式变换器的供电电压，其输出端连接与门的第一输入端；当所述反激式变换器的供电电压低于所述开启控制电压时所述迟滞比较器输出高电平，当所述反激式变换器的供电电压高于所述关闭控制电压时所述迟滞比较器输出低电平；

与门的第二输入端连接时钟脉冲信号，其输出端连接RS触发器的S输入端；

第一比较器的第一输入端连接所述电流检测单元的输出端，其第二输入端连接所述电流检测单元的电流阈值，其输出端连接RS触发器的R输入端；

RS触发器的正向输出端输出所述第二开关管的控制信号，其负向输出端输出所述第一开关管的控制信号。

具体的，所述控制单元还用于在监测到出现包括以下情况时输出有效的第三开关管使能信号，直到监测到所述反激式变换器的供电电压达到不低于所述开启控制电压时停止输出有效的第三开关管使能信号；

情况a、监测到所述反激式变换器的供电电压在设定的时间内没有提升；

情况b、监测到第二电容的电压偏置；

情况c、在第二开关管一次导通期间，流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值；

情况d、在第一开关管和第二开关管交替导通期间，经过设定的开关周期后流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值

本发明的有益效果为：本发明通过对辅助绕组电压进行抬升使得反激式变换器的供电电压满足供电要求，降低了对辅助绕组电压的高电压要求，适用于反激式变换器输出电压范围较宽的应用场合；本发明相比传统的LDO供电方式提高了整体的供电效率，减低了损耗，且成本低，易于集成到芯片。

附图说明

图1是现有技术中的直接供电方案。

图2是现有技术中的LDO方式供电。

图3是现有技术中的改进的LDO方式供电。

图4是适用于本发明提出的一种基于反激式变换器的供电控制方法以及供电电路中反激式变换器的一种架构框图。

图5是本发明提出的一种基于反激式变换器的供电电路的结构框图。

图6是本发明提出的一种基于反激式变换器的供电控制方法以及供电电路在实施例中的工作波形图。

图7是本发明提出的一种基于反激式变换器的供电电路在实施例中控制单元的一种内部电路结构。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明做进一步说明。

本发明提出一种基于反激式变换器的供电控制方法，对传统的反激式变换器中辅助绕组单元做出改进，如图4、5所示，本发明提出的供电控制方法中，反激式变换器的辅助绕组单元包括辅助绕组、二极管D3、第一电容C8、第二电容C6和电感L2，辅助绕组一端接地，另一端连接二极管D3的阳极；电感L2一端连接二极管D3的阴极并通过第二电容C6后接地，另一端作为控制端SW；第一电容C8的下极板接地，上极板一方面通过启动电路UR4连接反激式变换器的输入电压VBUS，另一方面通过第一开关管S1连接控制端SW；第一电容C8的上极板输出反激式变换器的供电电压VDD。反激式变换器的原边绕组单元和副边绕组单元可以采用除了图4所示的其他结构，这里不做限定。

与图1所示的“直接供电”供电方式相比，本发明提出的供电控制方法，仅在应用层面上多了一个电感L2及其电容（第二电感C6），占用芯片面积相较于LDO供电方式更小，成本也更低。

基于上述反激式变换器，本发明提出的供电控制方法如下：

首先是反激式变换器的启动阶段，反激式变换器的输入电压VBUS通过启动电路给第一电容C8充电，使得反激式变换器的供电电压VDD上升达到工作电压Von。

其中启动电路可以通过电阻、或者受控电流开关JFET等实现。

启动阶段，如果希望供电电压VDD的上电速度快，则可以断开第一开关管S1，输入电压VBUS仅仅对第一电容C8充电；如果希望增加供电电压VDD上的电容总值，则可以导通第一开关管S1，通过第一电容C6和第二电容C8一起储能，减小对第一电容C8容值的依赖。

启动阶段供电电压VDD上升达到工作电压Von后反激式变换器开始工作，供电电压VDD为外部电路供电，如图4所示，供电电压VDD为控制器芯片U1供电，可以仅由第一电容C8作为控制器芯片U1的供电电源，也可以由第一电容C8和第二电容C6共同为控制器芯片U1供电。

在反激式变换器工作期间实时监测反激式变换器的供电电压VDD，当监测到反激式变换器的供电电压VDD低于开启控制电压Vbt_on时，对反激式变换器的供电电压VDD进行升压控制，当反激式变换器的供电电压VDD高于关闭控制电压Vbt_off时，停止对反激式变换器的供电电压VDD的升压控制。

反激式变换器直接供电时，供电电压通过二极管直接连接到辅助绕组，由于反激式变换器的工作原理，VDD=Na/Ns*Vout，假设输出电压Vout在3V到21V之间变换，那么直接供电方式产生的供电电压VDD就会在10V到70V之间变换。本发明提出的供电控制方法，在满足输出电压的比例系数情况下，使得辅助绕组处的电压不再需要满足高电压要求以实现供电，而是通过升压控制的方式使得从辅助绕组传到供电电压VDD处的电压升高，以满足反激式变换器的正常供电。比如输出电压Vout在3V时，不需要辅助绕组电压直接达到10V，可以使得辅助绕组电压低于10V比如4V，然后通过升压控制使得4V再升压到10V，这样既满足了输出电压Vout的电压范围，又满足了供电要求。

反激式变换器即Buck-Boost变换器，当监测到反激式变换器的供电电压VDD低于开启控制电压Vbt_on时，使得反激式变换器工作在升压boost模式，提升供电电压VDD的电压值，第一开关管S1可以仅以二极管方式从控制端SW到供电电压VDD方向导通。另外还可以设置一个一端连接控制端SW另一端连接电流检测单元的第二开关管S2，第一开关管S1和第二开关管S2交替导通，使得反激式变换器工作在第一开关管S1和第二开关管S2互补开关的同步整流升压控制模式。当监测到反激式变换器的供电电压VDD高于关闭控制电压Vbt_off时，不再对反激式变换器进行升压控制。

在对反激式变换器的供电电压进行升压控制时，当出现包括但不限于以下情况时表示监测到第二电容C6本身电压偏低不足以提升供电电压VDD，此时可以强制反激式变换器为第二电容C6充电使得反激式变换器的供电电压VDD继续提升，直到监测到反激式变换器的供电电压VDD达到一定阈值时停止反激式变换器为第二电容C6充电，其中供电电压VDD的阈值设置可以是开启控制电压Vbt_on或者关闭控制电压Vbt_off，优选设置为不低于开启控制电压Vbt_on且在开启控制电压Vbt_on附近。也可以通过监测第二电容C6上的电压情况来控制，当第二电容C6的电压满足一定阈值后停止反激式变换器为第二电容C6充电，第二电容C6的阈值设置低于开启控制电压Vbt_on。

情况a、监测到反激式变换器的供电电压VDD在设定的时间内没有提升。

情况b、监测到第二电容C6的电压偏置。

情况c、在第二开关管S2单次导通期间，流过电流检测单元的电流没有达到电流检测单元的电流阈值。

情况d、在第一开关管S1和第二开关管S2交替导通期间，经过一定的开关周期，流过电流检测单元的电流没有达到电流检测单元的电流阈值。

当第二电容C6的电压通过电感L2和第一开关管S1后的电压值大于开启控制电压Vbt_on时，停止对反激式变换器的供电电压VDD的升压控制，将第一开关管S1导通利用第一电容C8和第二电容C6共同产生反激式变换器的供电电压VDD，提高转换效率。

基于本发明提出的利用升压控制的方式对反激式变换器供电电压进行抬升的原理，本发明提出一种基于反激式变换器的供电电路，如图4所示，反激式变换器包括原边绕组单元、副边绕组单元和辅助绕组单元，原边绕组单元包括原边绕组和第三开关管Q1，原边绕组一端连接反激式变换器的输入电压VBUS，另一端通过第三开关管Q1后接地；原边绕组单元的其他结构和副边绕组单元可采用传统结构，这里不再做进一步说明。

辅助绕组单元包括辅助绕组、二极管D3、第一电容C8、第二电容C6和电感L2，辅助绕组一端接地，另一端连接二极管D3的阳极；电感L2一端连接二极管D3的阴极并通过第二电容C6后接地，另一端作为控制端SW；第一电容C8的下极板接地，上极板输出反激式变换器的供电电压VDD并通过启动电路UR4连接反激式变换器的输入电压VBUS。

如图5所示，本发明提出的供电控制电路包括控制单元、第一开关管S1、第二开关管S2和电流检测单元M，第一开关管S1的一端连接第一电容C8的上极板和控制单元的第一输入端，另一端连接第二开关管S2的一端和控制端SW；电流检测单元M的输入端连接第二开关管的另一端，其输出端连接控制单元的第二输入端； 控制单元输出第一开关管的控制信号DRV_Q1和第二开关管的控制信号DRV_Q2。

控制单元用于在检测到反激式变换器的供电电压VDD低于开启控制电压Vbt_on时导通第二开关管S2并关断第一开关管S1，在检测到反激式变换器的供电电压VDD高于关闭控制电压Vbt_off时关断第二开关管S2并打开第一开关管S1。另外在第二开关管S2导通期间，当电流检测单元M检测到其输入端的电流I_BST达到电流阈值I_PK时，控制单元关断第二开关管S2并打开第一开关管S1。

如图7所示给出了检测单元的一种实现形式，本实施例中采用迟滞控制的电流峰值比较模式SW控制，通过间隙式工作的方式优化了效率。如图7所示，控制单元包括迟滞比较器UM3、与门UM2、RS触发器UM1和第一比较器Comp，迟滞比较器UM3的输入端连接反激式变换器的供电电压VDD，其输出端连接与门UM2的第一输入端；与门UM2的第二输入端连接时钟脉冲信号UM4，其输出端连接RS触发器的S输入端；第一比较器Comp的第一输入端连接电流检测单元M的输出端，其第二输入端连接电流检测单元的电流阈值I_PK，其输出端连接RS触发器的R输入端；RS触发器的正向输出端输出第二开关管的控制信号DRV_Q2，其负向输出端输出第一开关管的控制信号DRV_Q1。

当供电电压VDD低于开启控制电压Vbt_on时，迟滞比较器UM3输出高电平，直到供电电压VDD高于关闭控制电压Vbt_off时迟滞比较器UM3输出低电平。迟滞比较器UM3输出信号与时钟脉冲信号UM4经过与门UM2后连接RS触发器的S输入端，当迟滞比较器UM3输出信号和时钟脉冲信号UM4都为高电平时RS触发器开通第二开关管S2。第二开关管S2开通后，电流上升，流过电流检测单元M的电流值I_BST增大，当I_BST大于设定的电流检测单元的电流阈值I_PK后，RS触发器的R输入端收到信号，关闭第二开关管S2，打开第一开关管S1，完成一个开关周期。

在控制单元开始工作后，当出现包括但不限于以下情况之一时，控制单元产生有效的第三开关管使能信号Power_Q1，第三开关管使能信号Power_Q1用于请求反激式变换器产生第三开关管控制信号Q1_DRV强制第三开关管Q1工作，使得反激式变换器开始工作并给第二电容C6充电。上述情况包括：在一定的时间内供电电压VDD没有电压的提升；或者在第二开关管S2开通器件，在预定的单个周期的开通时间内，电流检测单元M的电流值未达到预期（如设置电流检测单元M的电流阈值为0.1A、0.2A等）；或者在第一开关管S1、第二开关管S2配合工作的周期，经过一定的开关周期，电流监测单元M的电流值未达到预期；或者通过SW控制单元监测到第二电容C6的电压偏置；……等其他的可能的方式监测到第二电容C6本身电压偏低。当工作在电感L2的电感电流非连续的工况下，通过控制端SW处的电压可以监测到第二电容C6的电压值。

直到监测到反激式变换器的供电电压VDD达到一定阈值时停止产生有效的第三开关管使能信号Power_Q1，其中供电电压VDD的阈值设置可以是开启控制电压Vbt_on或者关闭控制电压Vbt_off，优选设置为不低于开启控制电压Vbt_on且在开启控制电压Vbt_on附近。也可以通过监测第二电容C6上的电压情况来控制，当第二电容C6的电压满足一定阈值后停止反激式变换器为第二电容C6充电，第二电容C6的阈值设置低于开启控制电压Vbt_on。

如果第二电容C6的电压通过电感L2、第一开关管S1后的值大于开启控制电压Vbt_on，根据工作原理，控制单元也将停止工作，第一开关管S1直通，由第一电容C8和第二电容C6进行供电，提高转换效率。

下面结合图6的关键波形图详细说明实现本实施例中利用第一电容C8和第二电容C6共同充放电实现供电控制的具体过程：

（1）、启动阶段第一开关管S1开启，输入电压VBUS通过启动电路UR4向第一电容C8充电，同时第二电容C6储能。此时供电电压VDD的电容为第一电容C8加上第二电容C6，该过程如图6中T1阶段所示。

（2）、当供电电压VDD电压达到工作电压Von时，反激式变换器控制系统开始正常工作，供电电压VDD为外部芯片供电，当供电电压VDD不低于开启控制电压Vbt_on时，控制单元不会开始工作，如图6中T2阶段所示。

（3）、如图6中T3阶段，由于输出电压Vout降低等原因，导致供电电压VDD电压低于开启控制电压Vbt_on。

（4）、图6中T4阶段，是供电电压VDD电压低于开启控制电压Vbt_on后，控制单元开始工作，反激式变换器产生有效的第三开关管控制信号Q1_DRV开启第三开关管Q1，控制单元交替性产生有效的第二开关管控制信号DRV_Q2和第一开关管控制信号DRV_Q1，对反激式变换器的供电电压进行升压控制，当监测到供电电压VDD电压高于关闭控制电压Vbt_off时，控制单元停止工作。

（5）、当供电电压VDD电压低于阈值V1时，表示第二电容C6能量不足，控制单元产生有效的第三开关管使能信号Power_Q1强制请求反激式变换器产生第三开关管控制信号Q1_DRV，控制第三开关管Q1工作并为第二电容C6充电，如图6中T5阶段。

（6）、当第二电容C6的电压直通都可以满足供电电压VDD的电压后，直通供电，如图6中T6阶段所示。

其中阈值V1低于开启控制电压Vbt_on，关闭控制电压Vbt_off高于开启控制电压Vbt_on，阈值可以按照实际情况进行设定，比如设置V1=8V，Vbt_on=8.5V，Vbt_off=10V。

综上，本发明提出的一种基于反激式变换器的供电控制方法以及供电电路，通过降低反激式变换器辅助绕组电压的方式扩展了反激式变换器输出电压适用范围，满足输出电压的比例系数；再利用升压控制对辅助绕组电压到供电电压进行抬升，满足了反激式变换器的供电要求，也避免了为适应宽范围而导致的供电电压VDD过高问题。本发明相比直接供电方案仅仅多了一个电感及其电容，降低了反激控制集成电路对工艺的要求，成本低，易于实现并集成到芯片；另外适用本发明提出的升压控制方法提高了整体的供电效率，减低了损耗。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种基于反激式变换器的供电控制方法，其特征在于，所述反激式变换器的辅助绕组单元包括辅助绕组、二极管、第一电容、第二电容和电感，辅助绕组一端接地，另一端连接二极管的阳极；电感一端连接二极管的阴极并通过第二电容后接地，另一端作为控制端；第一电容的下极板接地，上极板一方面通过启动电路连接所述反激式变换器的输入电压，另一方面通过第一开关管连接所述控制端；设置一端连接所述控制端另一端连接电流检测单元的第二开关管，第一开关管和第二开关管交替导通；第一电容的上极板输出所述反激式变换器的供电电压；

所述供电控制方法包括如下步骤：

步骤一、所述反激式变换器的输入电压通过所述启动电路给第一电容充电，使得所述反激式变换器的供电电压上升达到工作电压；

步骤二、所述反激式变换器开始工作，输出所述反激式变换器的供电电压为外部电路供电，实时监测所述反激式变换器的供电电压；

步骤三、当所述反激式变换器的供电电压低于开启控制电压时，对所述反激式变换器的供电电压进行升压控制，当所述反激式变换器的供电电压高于关闭控制电压时，停止对所述反激式变换器的供电电压的升压控制；

其中所述步骤三中对所述反激式变换器的供电电压进行升压控制的具体方法为：

步骤A、当出现包括以下情况之一时强制所述反激式变换器为第二电容充电使得所述反激式变换器的供电电压继续提升，直到监测到所述反激式变换器的供电电压达到不低于所述开启控制电压时停止所述反激式变换器为第二电容充电；

情况a、监测到所述反激式变换器的供电电压在设定的时间内没有提升；

情况b、监测到第二电容的电压偏置；

情况c、在第二开关管单次导通期间，流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值；

情况d、在第一开关管和第二开关管交替导通期间，经过设定的开关周期后流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值；

步骤B、当第二电容的电压通过电感和第一开关管后的电压值大于所述开启控制电压时，停止对所述反激式变换器的供电电压的升压控制，将第一开关管导通利用第一电容和第二电容共同产生所述反激式变换器的供电电压。

2.根据权利要求1所述的基于反激式变换器的供电控制方法，其特征在于，所述步骤一中导通第一开关管，使得所述反激式变换器的输入电压通过所述启动电路给第一电容充电的同时也为第二电容充电；所述步骤二中利用第一电容和第二电容共同产生所述反激式变换器的供电电压。

3.一种基于反激式变换器的供电电路，所述反激式变换器包括原边绕组单元、副边绕组单元和辅助绕组单元，所述原边绕组单元包括原边绕组和第三开关管，原边绕组一端连接所述反激式变换器的输入电压，另一端通过第三开关管后接地；

其特征在于，所述反激式变换器的辅助绕组单元包括辅助绕组、二极管、第一电容、第二电容和电感，辅助绕组一端接地，另一端连接二极管的阳极；电感一端连接二极管的阴极并通过第二电容后接地，另一端作为控制端；第一电容的下极板接地，上极板输出所述反激式变换器的供电电压并通过启动电路连接所述反激式变换器的输入电压；

所述供电电路包括控制单元、第一开关管、第二开关管和电流检测单元，

第一开关管的一端连接第一电容的上极板和所述控制单元的第一输入端，另一端连接第二开关管的一端和所述控制端；

所述电流检测单元的输入端连接第二开关管的另一端，其输出端连接所述控制单元的第二输入端；

所述控制单元输出第一开关管的控制信号和第二开关管的控制信号；

当所述控制单元检测到所述反激式变换器的供电电压低于开启控制电压时，所述控制单元导通第二开关管并关断第一开关管；

当所述控制单元检测到所述反激式变换器的供电电压高于关闭控制电压时，所述控制单元关断第二开关管并打开第一开关管；

在第二开关管导通期间，当所述电流检测单元检测到其输入端的电流达到电流阈值时，所述控制单元关断第二开关管并打开第一开关管；

所述控制单元还用于在监测到出现包括以下情况之一时输出有效的第三开关管使能信号，直到监测到所述反激式变换器的供电电压达到不低于所述开启控制电压时停止输出有效的第三开关管使能信号；

情况a、监测到所述反激式变换器的供电电压在设定的时间内没有提升；

情况b、监测到第二电容的电压偏置；

情况c、在第二开关管单次导通期间，流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值；

情况d、在第一开关管和第二开关管交替导通期间，经过设定的开关周期后流过所述电流检测单元的电流没有达到所述电流检测单元的电流阈值。

4.根据权利要求3所述的基于反激式变换器的供电电路，其特征在于，所述控制单元包括迟滞比较器、与门、RS触发器和第一比较器，

迟滞比较器的输入端连接所述反激式变换器的供电电压，其输出端连接与门的第一输入端；当所述反激式变换器的供电电压低于所述开启控制电压时所述迟滞比较器输出高电平，当所述反激式变换器的供电电压高于所述关闭控制电压时所述迟滞比较器输出低电平；

与门的第二输入端连接时钟脉冲信号，其输出端连接RS触发器的S输入端；

第一比较器的第一输入端连接所述电流检测单元的输出端，其第二输入端连接所述电流检测单元的电流阈值，其输出端连接RS触发器的R输入端；

RS触发器的正向输出端输出所述第二开关管的控制信号，其负向输出端输出所述第一开关管的控制信号。

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