CN104980029A - 用于开关模式电源的系统和方法 - Google Patents

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Abstract

根据实施例，一种操作开关模式电源的方法包括通过使用容性耦合到变压器的次级绕组的传感器检测第一电压瞬变，来检测变压器的次级绕组的电压下降。基于第一电压瞬变被检测到的时间，接通耦合到变压器的次级绕组的次级开关。

Description

用于开关模式电源的系统和方法
技术领域
本发明总体上涉及一种电子设备，并且更特别地涉及一种用于开关模式电源的系统和方法。
背景技术
电源系统普遍存在于许多电子应用设备中，从计算机到汽车。一般地，电源系统内部的电压通过操作以电感器或变压器加载的开关以执行DC-DC、DC-AC和/或AC-DC转换来产生。一类这样的系统包括开关模式电源(SMPS)。SMPS通常比其他类型的功率转换系统更有效率，这是因为功率转换通过该电感器或变压器受控的充电和放电来执行，并减少由于阻性电压降上的功率耗散导致的能量损失。
SMPS通常包括至少一个开关和电感器或变压器。其中，一些具体的拓扑包括降压转换器、升压转换器、反激转换器、以及其他转换器。控制电路通常用来打开和关闭该开关以使该电感器充电和放电。在一些应用中，供给负荷的电流和/或供给负荷的电压经由反馈环受到控制。
SMPS的一种应用为锂离子电池充电。由于锂离子电池在超过上限电压时易被损坏，所以通常以恒定电流对电池充电直到输出电压达到目标电压。因此，这样的电池充电器可以使用被配置用于提供恒定电流的SMPS。由于这样的电池充电器可以将从来自墙壁插座的AC电流转换为DC电流，所以使用变压器的反激转换器被普遍用来提供从AC市电到被充电的电池的电流隔离。
发明内容
根据一个实施例，一种操作开关模式电源的方法包括通过使用容性耦合到变压器的次级绕组的传感器检测第一电压瞬态，来检测变压器的次级绕组的电压下降。基于检测到第一电压瞬态的时间，耦合到变压器的次级绕组的次级开关被接通。
附图说明
为了更完整地理解本发明及其优点，现在结合附图来给出以下说明，其中：
图1a-c图示一个实施例的反激开关模式功率转换器的示意图以及相关联的波形示意图；
图2图示一个实施例的传感器电路；
图3a-c图示描绘一个实施例的同步整流器控制器的操作的波形示意图；
图4图示一个实施例的同步整流器控制器的集成电路；
图5a-b图示一个实施例的谐振功率转换器和相关联的波形示意图；
图6图示一个实施例的方法流程图；
在不同的图中，相同的附图标记一般指代相同的部件，除非另有指示。图被绘制以清楚地图示优选实施例的相关特征，而不一定按比例画出。为了更清楚地示出某些实施例，附图数字标记后面可能伴随有指示相同结构、材料或过程步骤的变化的字母。
具体实施方式
本发明优选实施例的制作和使用在下面详细论述。然而，应该理解，本发明提供了许多可应用的创新理论，它们可以在各种特定的背景中实施。论述的特定实施例仅以特定的方式示出以制作和使用本发明，而不在于限制本发明的范围。
本发明将关于具体情境中的优选实施例描述一种用于反激式配置的开关模式电源的系统和方法。本发明的实施例也可以被应用到其他开关模式电源配置以及包括其他电路的其他系统和应用中，所述开关包括但不限于功率系统和电机控制系统。
在本发明的实施例中，次级侧同步整流器控制器被实现为使用容性耦合到开关模式电源中的变压器的次级绕组的传感器。当传感器检测到瞬变时，耦合到次级绕组的次级侧开关被激活。该瞬变可以对应于由耦合到变压器的初级侧的开关在所述开关被打开时引起的瞬变。
在一个实施例中，钳位电路被耦合到传感器的输入。因此，如果在传感器检测到次级绕组上的电压瞬变的同时检测到通过钳位电路的电流，那么作为初级侧开关接通的结果，该次级侧开关的激活可以被避免。在一些实施例中，次级开关的关断时间通过测量该次级绕组的去磁时间确定，并且基于前一个周期的去磁时间来关断该次级侧开关。在某些情况下，次级侧开关的定时可以包括死区，所述死区阻止次级侧开关与初级侧开关同时接通。该死区可以通过使用延迟电路和计数器实现。
图1图示了开关模式反激转换器100，其包括二极管桥式整流器102、变压器106、受控于位于初级侧的控制器126的初级侧开关晶体管122，以及受控于位于次级侧的次级控制器集成电路(IC)140的初级侧开关晶体管122。二极管桥整流器102将例如可以代表AC市电电压的AC电压Vac转换为耦合到变压器106的初级绕组108的DC电压Vin。来自整流操作的剩余波纹通过输入滤波电容器104滤波。初级侧开关晶体管122的开关动作将变压器106的初级绕组108磁化和去磁，从而以DC输出Vout将功率从初级绕组108传输到次级绕组110。在次级绕组110处的输出电流被受控于次级侧控制器IC140的次级侧开关晶体管112整流，次级侧控制器IC140起到同步整流器的作用。
如所示，次级绕组110不具有从变压器106的次级侧耦合到变压器106的初级侧的反馈网络。相反地，开关模式反激式转换器100通过监控磁性耦合到变压器106的辅助绕组116的电压获得它的反馈电压。来自辅助绕组116的该反馈电压由管脚ZCD处的控制器126经由分压器监控，所述分压器使用电阻器132和134实现。此外，控制器126可以通过监控在管脚CS处耦合到初级侧开关晶体管122的源极的电流感测电阻器124两端的电压执行初级侧电流的测量。基于取自管脚ZCD和CS处的反馈，控制器126在通过栅极电阻器148耦合到初级侧开关晶体管122的栅极的管脚GD处产生开关样式，以维持大致稳定的输出电压和/或输出电流。在操作期间，功率经由辅助绕组116、二极管118和电容器120向控制器126提供。在启动期间，控制器126可以经由电阻器128和二极管130接收来自电压Vin的功率。在实施例中，实施例的开关模式反激式转换器100的输出电压通过使用低通滤波器滤波，所述低通滤波器包括电感器144和输出电容器114。
次级侧控制器IC140经由管脚GD提供开关信号给次级侧开关晶体管112，以提供同步整流和提供从变压器106的次级侧向控制器126的通信。在一个实施例中，次级绕组110的状态经由管脚PC输入到次级侧控制器IC140，所述管脚PC经由电容器136被耦合到次级绕组110。
参看图1b，当节点GD例如在时间ton激活初级侧开关晶体管122时，初级绕组电流Ip上升。初级电流IP上升的斜率基本上与输入电压Vin的电压水平成比例，并且基本上与初级绕组108和变压器的电感L成反比例。即
dIin/dt＝Vin/L
当初级侧开关晶体管122被激活时，初级绕组108两端的电压基本等于电压Vin，并且次级绕组110两端的电压基本等于–N22/N21·Vin，其中N21代表初级绕组108的匝数，并且N22代表次级绕组110的匝数。由于在接通时间段ton期间，由于初级绕组108和次级绕组110具有相反的绕组指向而使次级绕组110上的电压Vw为负，当初级侧开关晶体管122被激活时，经过次级绕组110的电流Is为零。
当开关晶体管122例如在时间t1被解除激活时，初级绕组108两端的电压和次级绕组110两端的电压逆转极性，并且上升直到次级绕组110两端的电压基本上对应于输出电压Vout。当初级侧开关晶体管122被解除激活时，初级绕组108被去磁并且将感性存储在初级绕组108中的能量输送到次级绕组110和输出Vout。如所示，当初级侧开关晶体管122被关断时，初级电流Ip在时间t1处下降到零。当初级侧开关晶体管122被激活时，经过次级绕组110的为零的电流Is在时间t1处急剧上升并且然后开始下降。
由于位于辅助绕组116和初级绕组108之间的感性耦合，初级侧开关晶体管122被激活期间(即，当驱动电压GD为高时)，辅助电压Vw的电压水平基本对应于
Vw＝N23/N21·Vin
其中N23表示辅助绕组116的匝数。当初级侧开关晶体管122没有被激活时(即，当节点GD为低时)，辅助电压Vaux的电压水平基本对应于
Vaux＝N23/N22·Vout
只要经过次级绕组110的电流Is没有下降到零。当次级侧电流Is下降到零时，即当变压器变为完全去磁时，次级侧电压以及因此辅助绕组电压Vw变为零。在当变压器106已经去磁的同时，寄生效应、例如变压器的寄生电容可能导致辅助电压Vw的振荡或瞬时振荡，如在Vw图线中时间t2开始时。瞬时振荡发生的原因是变压器106的次级侧的同步整流器逆转极性并对次级绕组110呈现为开路。因此，初级侧开关晶体管122的漏极处的阻抗呈现为并联谐振，其包括与耦合到开关晶体管的漏极的电容并联的初级绕组108的电感。
控制器126可以使用这些瞬时振荡的现象来确定次级绕组110何时已经去磁以执行输出电流的初级侧控制。例如，通过控制峰值初级电流Ip和次级绕组110放电期间的时间(tD)与总周期时间(ts)的比率，供给电源负荷的输出电流和/或输出电压是可控的。瞬时振荡的开始可以被检测到，例如，通过检测辅助绕组电压Vw的过零，或者通过检测辅助绕组电压Vw的曲线拐点156。
在没有使用同步整流的系统中，二极管经常被用来对次级电流Is整流。在这些情况中，次级侧的输出功率为：
Pseccondary＝(VFR+Vout)*Is
其中Pseccondary为次级侧的输出功率，VFR为整流二极管的正向二极管电压。该整流二极管的正向电压表示导致效率损失的功率损失。通过接通次级侧开关晶体管112并同时关断初级侧开关晶体管122，可以使得整流器的有效正向电压非常低，例如低于0.1V，从而提高最终功率转换器的效率。在实施例中，开关晶体管112和122可以使用半导体开关实现，例如金属半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)、功率MOSFET等。
图1c图示随着初级侧开关晶体管122被接通和关断时次级侧绕组电压的例示波形示意图。当初级侧开关晶体管122在时间t0被接通时，次级侧绕组电压上升到更高电压。在另一方面，当初级侧开关晶体管122在时间t1被关断时，次级绕组电压可以下降，反转它的极性并呈现小于0V的电压，同时次级绕组被去磁。一旦次级绕组已经被去磁，例如在时间t2，次级侧绕组电压可能经历一些上升。
图2图示用来检测次级侧绕组电压上升和下降边缘的实施例传感器电路200。如所示，传感器电路200包括比较器202，其具有被配置用于经由电容器C0耦合到次级绕组110的输入。在一个实施例中，电容器C0为外部电容器，其经由在标记为“感测”的节点的管脚PC处被耦合到比较器202。可替换地，电容器C0可被设置在与比较器202相同的集成电路中。比较器202的正输入被电流源204以及二极管D2和D3偏置，其在室温下产生大约两个二极管压降或大约1.4V的电压，并且比较器202的负输入被耦合到电压参考Vref。二极管D2和D3也作为钳位电路，其在瞬变条件下将感测节点钳位到大约1.4V。二极管D1可以被用来将感测节点钳位到一个二极管压降之上或大约-0.7V。应该理解，在可替换实施例中，本领域中其他偏置和钳位网络可以被用来取代电流源204和二极管D1、D2和D3。例如，在一些实施例中，串联耦合的多于或少于两个的二极管可以被用来取代二极管D2和D3，并且/或者在二极管D1的位置处多个二极管可以被串联耦合。
在操作期间，次级侧绕组电压Vdet下降，使得外部电容器C0放电，从而使得感测节点处的电压下降。因此，在一些实施例中，在感测节点处的干扰可以被用来确定何时接通和关断次级侧开关晶体管112。
图3a-c图示例如展示实施例的同步整流器控制器的操作的波形示意图。如在图3a中所示，图示的波形表示当在时间A处初级侧开关晶体管122被接通时，次级绕组电压和在比较器202的输入处的感测电压，由于初级侧处的瞬时振荡，感测电压具有脉冲干扰302。当初级侧开关晶体管122在时间B处被关断时，由于次级侧绕组电压的快速放电而在感测电压中存在另一个脉冲干扰304。当次级侧电流在时间C处放电到零时(即，当次级绕组完全去磁时)，感测电压的瞬时振荡306被观察到。这是由于在次级侧绕组处的瞬时振荡。因此，在一个实施例中，比较器202可以被用来对感测电压与固定的电压参考Vref比较，以确定初级侧开关晶体管122何时被接通或关断，以及次级侧电流何时放电到零电流。
在一个实施例中，这些由比较器202检测到的脉冲干扰可以被用来确定何时接通或关断次级侧开关晶体管112，如在图3b的波形示意图中所示，图3b描绘了该比较器的输入处的感测电压和次级侧绕组电压。例如，当次级侧绕组的电压下降时，实施例控制器可以在时间B之后激活次级侧开关晶体管112，并且当次级侧绕组已经去磁时，可以在时间C之前关断次级侧开关晶体管112。在一些实施例中，次级侧开关晶体管112可以在时间B之后经过固定延迟Tdelay在时间B0处被接通，并且在时间C之前固定的死区时间Tdead处在时间B1处被关断。次级侧开关晶体管112被接通期间经历的时间段被标识为TSR_on(n)。
为了确定何时关断次级侧开关晶体管112，实施例同步整流器控制器测量前一个周期的时间段Toff(n-1)，这是从时间B到时间C的次级绕组的去磁时间。对于下一个开关周期，次级侧开关在时间B0处被接通，B0出现在时间B之后的时间Tdelay处，并且然后在前一个测量的去磁时间的结束之前的时间间隔Tdead处被关断。因此，对于第n个周期，次级侧开关晶体管112被激活的时间长度为：
TSR_on(n-1)＝Toff(n-1)–Tdelay–Tdead
图3c示出了表示经过二极管D2和D3的电流、比较器202的输入处的感测电压以及次级绕组电压的另一个波形示意图。如所示，在初级侧开关晶体管122被接通的时间A处和初级侧晶体管122被关断的时间B处两者，脉冲干扰302和304都呈现为下降电压。在一个实施例中，经过钳位电路的二极管D2和D3的电流被用来区分由接通初级侧开关晶体管122产生的脉冲干扰302和由关断初级侧开关晶体管122产生的脉冲干扰304。如所示，在初级侧开关晶体管122被接通的时间A，经过钳位电路的二极管D2和D3的电流中存在尖峰，而在初级侧开关晶体管122被关断的时间B，经过钳位电路的二极管D2和D3的电流中不存在尖峰。在次级侧绕组电压的上升边沿，来自次级侧绕组电压的瞬变电压耦合使得感测电压上升。为了避免感测电压上升得太高，感测节点被二极管D2和D3钳位到某个电压。由于该钳位效应，高电流可能在点A流过二极管D2和D3。
然而，在次级侧绕组电压的下降边沿，来自次级侧绕组电压的瞬变电压耦合使得感测电压下降。因此，在时间B只有极小的电流或根本没有电流流过二极管D2和D3。因此，在一个实施例中，经过二极管D2和D3的电流被用来区分脉冲干扰302和304。例如，经过二极管D2和D3的电流可以被转换为电压，并且然后与固定的参考电压比较。可替换地，经过二极管D2和D3的电流可以被镜像，并且与固定电流比较。通过这样做，使得检测点A为次级侧绕组电压上升边沿而点B为下降边沿成为可能。在一些实施例中，当在钳位网络中检测到电流尖峰时，给次级侧开关晶体管112的栅极的控制信号受到抑制，因此，次级侧开关晶体管112可以在时间B之后的某些延迟Tdelay处接通。
图4图示了根据本发明的实施例的同步整流器控制器集成电路(IC)400，其可以例如被用来实施图1a中所示的次级侧控制IC140。实施例同步整流器控制器IC400包括端子PC和端子GD，所述端子PC被配置用于经由电容器耦合到变压器的次级绕组，所述端子GD被配置用于耦合到开关晶体管的栅极，而所述开关晶体管被耦合到变压器的次级绕组。供给同步整流器控制器400的功率经由端子VCC和GND提供。在一个实施例中，比较器402被耦合到端子PC，它的正输入被钳位电路410中的电阻器422、二极管414、以及二极管连接的NMOS器件416偏置。除了提供偏置电压之外，在一些实施例中，二极管414和二级管连接的NMOS器件416还用来将正向电压钳位到大约1.4V，这阻止了器件被击穿和损坏。二极管412被包括来将PC端子钳位到大约0.7V的负电压。然而，应该理解，确切的钳位电压取决于温度和二极管412以及NMOS器件416的特定器件参数。
由比较器402检测到的次级绕组电压的脉冲干扰将管脚PC处的电压与由参考电压406产生的电压进行比较。在一个实施例中，参考电压406大约为1V，然而，也可以使用其他参考电压。为了区分次级绕组电压的上升边沿和次级绕组电压的下降边沿，通过将经过NMOS器件416的电流镜像到NMOS器件418来检测经过二极管414和NMOS器件416的电流，所述NMOS器件418的漏极由电阻器420和比较器404的正输入加载。比较器404将电阻器420的电压与参考电压408比较以确定钳位电路410是否导电。在一个实施例中，参考电压408大约比Vcc小0.3V。可替换地，可以使用其他参考电压。如果检测到电流，那么管脚GD处的栅极驱动电压被栅极驱动器442经由与(AND)门430和或(OR)门434进行的重置SR锁存器440而被拉低，从而在初级绕组被磁化时阻止同步整流器导通。
当比较器402检测到PC管脚处的电压降落并且经过二极管414的电流为低时，在由延迟电路424、与(AND)门436的传播延迟、定时器452、SR锁存器440的设定路径以及栅极驱动器442确定的延迟时间段之后，栅驱动端子GD处的电压被设置为高。在一个实施例中，延迟电路424的延迟被设置来确保在初级侧开关晶体管仍然接通时，次级侧开关不被接通。除了检测次级绕组电压的下降边沿引起端子GD处的上升边沿之外，记录定时器电路444开始记录次级绕组的电流变为零所花费的时间(即，去磁时间)。当比较器402在端子PC处检测到另一个电压降落时，记录停止。记录定时电路444的记录输出继而被传递到寄存器446，并且从该记录值上减去常数值450以形成用于定时器452的端子计数值。因此，当定时器452被比较器402经由端子Start激活时，定时器452将计数由减去之后的值形成的端子计数。该减去之后的值可以例如等于对应于参考图3b的上述死区时间Tdead，其在某些实施例中避免次级侧开关晶体管被关断得太迟。当定时器452达到其端子计数时，定时器452的输出降低并且经由反相器432和或(OR)门424重置SR锁存器440，并且经由栅极驱动器442关断次级侧开关晶体管。
在一个实施例中，记录定时器电路444和定时器452可以使用根据现有技术已知的电路和方法的数字计数器实现。在一个实施例中，时钟发生器438产生用于记录定时器电路444和定时器452的时钟。在一个实施例中，时钟被设置在33MHz左右，然而，取决于特定的实施例及其规格，任何合适的频率都可以被使用。
应该理解在图4中描绘的电路可以通过使用现有技术已知的电路和方法实现。在可替换实施例中，其他的逻辑和/或功能类似的电路可以被用来取代图4中所示的电路。在一个实施例中，实施例同步整流器控制器IC400中描绘的所有元件可以被设置在单个的集成电路上或可以被设置在多个集成电路上。例如，栅极驱动器442可以被设置在与控制器的其余部分相同的集成电路上或可以使用外部驱动器实现。
图5a示出了根据LLC谐振拓扑的实施例谐振转换器500，其包括耦合到同步整流器开关晶体管Q1和Q2的同步整流器控制器502。外部电容器C1和C2被用来确定同步整流器何时对晶体管Q1和Q2进行开关。
图5b图示了示出次级侧绕组电压、初级侧绕组的电流和经过开关晶体管Q1的电流的波形示意图。从图5b的波形中，很明显地看出用于LLC拓扑的次级侧绕组电压波形类似于上述的用于反激式拓扑的次级侧绕组电压波形。然而，一个不同之处在于，当次级侧电流放电到零时，次级侧绕组电压被切换到高。因此，上述关于反激式转换器所描述的同样的一般性方法和技术也可以被应用到谐振拓扑。
图6图示了示出了实施例方法600的流程图。在步骤602，开关功率转换器中的变压器的次级绕组中的电压下降通过检测第一电压瞬变被检测到。在一个实施例中，该电压瞬变通过使用传感器被检测到，例如比较器，其被容性耦合到变压器的次级绕组。接下来，在步骤604，耦合到变压器的次级绕组的次级开关基于第一电压瞬变何时被检测到而被接通。
根据一个实施例，操作开关模式电源的方法包括通过使用容性耦合到变压器的次级绕组的传感器检测第一电压瞬变来检测变压器的次级绕组的电压下降；并且基于第一电压瞬变何时被检测到而接通耦合到变压器的次级绕组的次级开关。
该方法可以进一步包括通过使用传感器检测第二电压瞬变和通过检测经过耦合到传感器的输入的钳位电路的电流瞬变来检测次级绕组的电压下降。当第二电压瞬变和电流瞬变被检测到时，次级开关被抑制。检测第一电压瞬变可以包括监控耦合到电容器的比较器的输出，所述电容器被耦合到变压器的次级绕组。
在一个实施例中，该方法进一步包括检测次级绕组的去磁，其包括通过使用传感器检测第三电压瞬变。该方法可以进一步包括通过测量第一电压瞬变和第三电压瞬变之间的第一时间段确定次级绕组的去磁时间。此外，测量第一时间段可以包括在第一电压瞬变被检测到时启动计数器并当第三电压瞬变被检测到时停止计数器。该方法进一步包括基于第一时间段确定次级开关的关断时间。更具体地，在一些实施例中，基于第一时间段确定次级开关的关断时间包括从第一时间段减去第二时间段。第二时间段可以包括次级开关被关断的时间和耦合到变压器的初级绕组的初级开关被接通的时间之间的死区。
在一个实施例中，该方法进一步包括在第一电压瞬变被检测到之后并等待第一延迟之后，接通次级开关。该方法可以进一步包括通过使用传感器检测第三电压瞬变来检测次级绕组的去磁；用过测量第一电压瞬变和第三电压瞬变之间的第一时间段来检测次级绕组的去磁时间；并且基于第一时间段从第一时间段中减去第二时间段来确定次级开关的关断时间。在一个实施例中，测量第一时间段包括当第一电压瞬变被检测到时启动计数器并且当第三电压瞬变被检测到时停止计数器，并且从第一时间段减去第二时间段包括从计数器减去固定的数目。
根据另一个实施例，一种电路包括同步整流器控制器。所述同步整流器控制器，包括传感器电路，其具有被配置用于容性耦合到变压器的次级绕组以及被配置用于检测第一电压瞬变的输入端子。该同步整流器控制器还包括耦合到该传感器电路的输出的控制逻辑电路以及开关驱动电路，该控制逻辑电路被配置用于基于第一电压瞬变何时被检测到而声明(assert)开关激活信号，该开关驱动电路被配置用于耦合到连接到该次级绕组的次级开关。
在一个实施例中，该电路进一步包括耦合在次级绕组和输入端子之间的电容器。该电路还包括变压器和耦合到变压器的次级绕组的次级开关。该电路可以被实现为反激转换器和谐振转换器中的至少一个。
同步整流器可以进一步包括耦合到输入端子的电压钳位电路，以及耦合到电压钳位电路的电流检测器。该控制逻辑电路被配置用于在传感器检测到第二电压瞬变的同时电流检测器检测到电流瞬变时抑制开关激活信号。该控制逻辑被进一步配置用于通过测量由传感器电路检测到的第一电压瞬变和第三电压瞬变之间的第一时间段，确定次级绕组的去磁时间。该控制逻辑可以包括第一计数器器，其被配置用于在第一电压瞬变被检测到时启动并被配置用于当第三电压瞬变被检测到时停止。在一些实施例中，该控制逻辑进一步包括耦合到第一计数器的第二计数器，第二计数器被配置用于基于前一个周期的第一计时器的端子计数来加载第一值，并且第二计数器被配置用于当第一电压瞬变被检测到时启动并当第二计数器计数第一值时停止。在一些实施例中，该电路进一步包括被耦合在第一计数器和第二计数器之间的减法电路。减法电路被配置用于通过从第一计数器的输出减去第二值而提供第一值。
在一个实施例中，该控制逻辑被配置用于在第一电压瞬变被检测到之后第一延迟时间时，申明开关激活信号，测量前一个周期中的次级绕组的去磁时间，并在开关激活信号被申明之后第一时间段之前，撤销申明开关激活信号，使得第一时间段小于前一个周期测得的次级绕组的去磁时间。在一些实施例中，传感器电路、控制逻辑电路和开关驱动器电路被设置在集成电路上。
根据另一个实施例，一种同步整流器集成电路，包括第一比较器，其具有耦合到感测端子的输入、定时电路、耦合到第一比较器的输出、以及具有耦合到定时电路的输出的输入的开关激活电路。感测端子被配置用于容性耦合到变压器的次级绕组，并且定时电路被配置用于测量由第一比较器检测到的第一电压瞬变和由第一比较器检测到的第二电压瞬变之间的第一时间段。该开关激活电路具有耦合到开关激活端子的输出，该开关激活端子被配置用于耦合到次级绕组所耦合的开关的控制节点。在一个实施例中，开关激活电路被配置为基于第一电压瞬变何时由第一比较器检测到而闭合开关以及基于第一时间段而打开开关。
该同步整流器集成电路可以进一步包括：耦合到感测端子的钳位电路，以及耦合到钳位电路并耦合到开关激活电路的电流传感器。该开关激活电路被配置用于当电流传感器检测到电流的同时第一比较器检测到电压瞬变时对开关接触激活。钳位电路可以包括二极管，并且电流传感器可以包括电流镜和比较器，所述电流镜具有耦合到二极管的输入端子，并且所述比较器具有耦合到电流镜的输出的输入节点。
在一些实施例中，该开关激活电路包括耦合到定时电路的输出的锁存器。该定时电路可以包括第一计数器和第二计数器，所述第一计数器耦合到第一比较器的输出，所述第二计数器具有耦合到第一计数器的输出的输入以及耦合到开关激活电路的输出。该定时电路可以进一步包括耦合在第一计数器和第二计数器之间的减法电路，所述减法电路被配置用于从第一计数器减去第二值。
根据进一步的实施例，一种开关模式电源，其包括变压器、耦合到该变压器的次级绕组的次级侧开关、以及次级侧控制器，所述次级侧控制器包括耦合到次级侧开关的控制节点的激活端子、耦合到感测端子的传感器电路、以及被配置用于在激活端子处响应于在激活段子处检测到的第一瞬变声明激活信号的控制电路。开关模式电源进一步包括耦合在变压器的次级绕组和次级侧控制器的感测端子之间的电容器。
根据一个实施例，次级侧控制器进一步包括耦合到感测端子的钳位电路，以及电流传感器，所述电流传感器被配置用于检测经过钳位电路的电流，并且所述控制电路进一步配置用于当传感器检测到第二瞬变并且同时电流传感器检测到电流瞬变时，抑制激活信号。该开关模式电源可以例如包括，反激转换器和/或谐振转换器。
实施例的优点包括使用单个电容性元件执行次级侧同步整流的能力，所述单个电容性元件在反激转换器的情况下耦合在次级侧绕组和次级侧控制器之间，或者在LLC谐振电路的情况下耦合在两个电容器之间。使用单个电容器的优点在于比使用多个外部元件来对接次级绕组和同步整流器控制器的同步整流器电路占用更少的板上空间并且可以有更小的材料(BOM)成本。此外，具有减少数量的接口元件也减少了同步整流器控制器的管脚数量并且可以减少同步整流器控制器的生产成本。由于可以实施容性耦合的传感器而不需要更高的电压器件，可是实现进一步的成本节省和可靠性增强。
尽管本发明已经通过参考示例性实施例进行描述，但是该说明并不旨在以限制性含义构思。在参考该说明的情况下，示例性实施例的各种变型和组合以及本发明的其他实施例，对于本领域技术人员将变得很明显。

Claims (27)

1.一种操作开关模式电源的方法，所述方法包括：
检测变压器的次级绕组的电压下降，包括使用容性耦合到所述变压器的所述次级绕组的传感器检测第一电压瞬变；以及
基于检测到所述第一电压瞬变的时间，接通耦合到所述变压器的所述次级绕组的次级开关。
2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
检测所述次级绕组的电压上升，包括使用所述传感器检测第二电压瞬变，并且检测经过钳位电路的电流瞬变，所述钳位电路耦合到所述传感器的输入；以及
当所述第二电压瞬变和所述电流瞬变被检测到时，抑制所述次级开关。
3.根据权利要求1所述的方法，其中检测所述第一电压瞬变包括监视比较器的输出，所述比较器耦合到电容器，所述电容器耦合到所述变压器的所述次级绕组。
4.根据权利要求1所述的方法，进一步包括检测所述次级绕组的去磁，其包括使用所述传感器检测第三电压瞬变。
5.根据权利要求4所述的方法，进一步包括检测所述次级绕组的去磁时间，其包括测量所述第一电压瞬变和所述第三电压瞬变之间的第一时间段。
6.根据权利要求5所述的方法，其中测量所述第一时间段包括在所述第一电压瞬变被检测到时启动计数器，并且在所述第三电压瞬变被检测到时停止所述计数器。
7.根据权利要求5所述的方法，其中所述方法进一步包括基于所述第一时间段来确定所述次级开关的关断时间。
8.根据权利要求7所述的方法，其中基于所述第一时间段来确定所述次级开关的关断时间包括从所述第一时间段减去第二时间段。
9.根据权利要求8所述的方法，其中所述第二时间段包括处于所述次级开关被关断的时间和耦合到所述变压器的初级绕组的初级开关被接通的时间之间的死区。
10.根据权利要求1所述的方法，其中接通所述次级开关包括在所述第一电压瞬变被检测到之后等待第一延迟之后接通所述次级开关。
11.根据权利要求10所述的方法，进一步包括：
检测所述次级绕组的去磁，包括使用所述传感器检测第三电压瞬变；
检测所述次级绕组的去磁时间，包括测量所述第一电压瞬变和所述第三电压瞬变之间的第一时间段；以及
基于所述第一时间段来确定所述次级开关的关断时间，其中基于所述第一时间段来确定所述次级开关的关断时间包括从所述第一时间段减去第二时间段。
12.根据权利要求11所述的方法，其中：
测量所述第一时间段包括在所述第一电压瞬变被检测到时启动计数器并且当所述第三电压瞬变被检测到时停止所述计数器；并且
从所述第一时间段减去所述第二时间段包括从所述计数器减去固定的数目。
13.一种电路，包括：
同步整流器控制器，包括
传感器电路，所述传感器电路包括被配置为容性耦合到变压器的次级绕组以及被配置为检测第一电压瞬变的输入端子，
控制逻辑电路，所述控制逻辑电路耦合到所述传感器电路的输出，所述控制逻辑电路被配置为基于所述第一电压瞬变被检测到的时间声明开关激活信号，以及
开关驱动电路，被配置为耦合到连接到所述次级绕组的次级开关。
14.根据权利要求13所述的电路，进一步包括耦合在所述次级绕组和所述输入端子之间的电容器。
15.根据权利要求14所述的电路，进一步包括所述变压器和耦合到所述变压器的所述次级绕组的所述次级开关。
16.根据权利要求15所述的电路，其中所述电路包括反激转换器和谐振转换器中的至少一个。
17.根据权利要求13所述的电路，其中所述同步整流器进一步包括：
电压钳位电路，所述电压钳位电路耦合到所述输入端子；以及
电流检测器，所述电流检测器耦合到所述电压钳位电路，其中所述控制逻辑电路被配置为在所述电流检测器检测电流瞬变的同时所述传感器检测到第二电压瞬变时抑制所述开关激活信号。
18.根据权利要求13所述的电路，其中所述控制逻辑被进一步配置为通过测量所述第一电压瞬变和由所述传感器电路检测到的第三电压瞬变之间的第一时间段，确定所述次级绕组的去磁时间。
19.根据权利要求18所述的电路，其中所述控制逻辑包括第一计数器，所述第一计数器被配置为在所述第一电压瞬变被检测到时启动并被配置为在所述第三电压瞬变被检测到时停止。
20.根据权利要求19所述的电路，其中：
所述控制逻辑进一步包括耦合到所述第一计数器的第二计数器；
所述第二计数器被配置为基于前一个周期的所述第一计数器的端子计数来加载第一值；并且
所述第二计数器被配置为在所述第一电压瞬变被检测到时启动并在所述第二计数器计数到所述第一值时停止。
21.根据权利要求20所述的电路，进一步包括减法电路，所述减法电路被耦合在所述第一计数器和所述第二计数器之间，所述减法电路被配置为通过从所述第一计数器的输出减去第二值以提供所述第一值。
22.根据权利要求13所述的电路，其中所述控制逻辑被配置为：
在所述第一电压瞬变被检测到之后第一延迟时间处，声明所述开关激活信号，
测量前一个周期中的所述次级绕组的去磁时间；以及
在所述开关激活信号被声明之后第一时间段之前，撤销声明所述开关激活信号，其中所述第一时间段小于前一个周期测得的所述次级绕组的去磁时间。
23.根据权利要求13所述的电路，其中所述传感器电路、所述控制逻辑电路和所述开关驱动器电路被设置在集成电路上。
24.一种同步整流器集成电路，包括：
第一比较器，所述第一比较器具有耦合到感测端子的输入，所述感测端子被配置为容性地耦合到变压器的次级绕组；
定时电路，所述定时电路耦合到所述第一比较器的输出，所述定时电路被配置用于测量由所述第一比较器检测到的第一电压瞬变和由所述第一比较器检测到的第二电压瞬变之间的第一时间段；以及
开关激活电路，所述开关激活电路具有输入和输出，所述输入耦合到所述定时电路的输出，并且所述输出耦合到开关激活端子，所述开关激活端子被配置为耦合到开关的控制节点，所述开关耦合到所述次级绕组。
25.根据权利要求24所述的同步整流器集成电路，其中所述开关激活电路被配置为基于所述第一电压瞬变被所述第一比较器检测到的时间闭合所述开关，并基于所述第一时间段打开所述开关。
26.根据权利要求24所述的同步整流器集成电路，进一步包括：
钳位电路，所述钳位电路耦合到所述感测端子；以及
电流传感器，所述电流传感器耦合到所述钳位电路并耦合到所述开关激活电路，其中所述开关激活电路被配置为在所述第一比较器检测到电压瞬变的同时所述电流传感器检测到电流时对所述开关解除激活。
27.根据权利要求26所述的同步整流器集成电路，其中：
所述钳位电路包括二极管；并且
所述电流传感器包括电流镜和比较器，所述电流镜具有耦合到所述二极管的输入端子，并且所述比较器具有耦合到所述电流镜的输出的输入节点。
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