CN114726219A - 以电容电压为参照并通过辅助绕组检测电压的反激变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明题为″以电容电压为参照并通过辅助绕组检测电压的反激变换器。″本发明公开了一种用于反激变换器的辅助绕组，该辅助绕组的浮动端通过二极管接地。初级侧控制器的电压检测端连接到辅助绕组的浮动端，其电源端则连接到该辅助绕组的另一个端口。

Description

以电容电压为参照并通过辅助绕组检测电压的反激变换器
技术领域
本申请涉及反激变换器，并且更具体地涉及以电容电压为参照并通过辅助绕组检测电压的反激变换器。
背景技术
如反激变换器领域中已知的，辅助绕组电压可用于产生初级侧控制器(MOSFET)的电源电压(VCC)。此外，初级侧控制器可检测辅助绕组电压以确定操作条件，诸如输出电压。图1中示出了常规反激变换器100，其包括用于变压器T的辅助绕组(AUX)，该变压器T具有初级绕组W1和次级绕组W2。在操作期间，初级侧控制器U1控制连接到初级绕组W1的功率开关晶体管M1的开关器件。初级绕组W1还连接到输入电压端。二极管电桥对来自AC干线的AC电压进行整流以产生整流输入电压，该整流输入电压施加在输入电压端上并由输入电容器Cin维持。
当功率开关晶体管M1周期性接通并由输入电压激励时，初级绕组电流开始流过初级绕组W1。初级绕组电流通过功率开关晶体管M1入地。初级侧控制器U1可通过连接到检测电阻Rs的Isense端口检测初级绕组电流，该检测电阻连接在功率开关晶体管M1与地之间。一旦达到期望的峰值绕组电流，初级侧控制器U1可随后使功率开关晶体管M1周期性断开。
次级侧控制器U2控制同步整流(SR)开关晶体管，该SR开关晶体管连接在回路输出端口与次级绕组W2之间，用于检测SR开关晶体管上的漏极至源极电压(Vds)。基于漏极至源极电压Vds，SR控制器检测功率开关晶体管M1是否已周期性断开，使得SR开关晶体管可被接通以允许次级绕组电流流动并对由输出电容器Cout维持的输出端Vout充电。
辅助绕组具有端口A，该端口A通过二极管D1连接到初级侧控制器U1的VCC端。电源电容器(CVCC)支持在VCC端处产生的电源电压VCC。初级侧控制器U1具有Vsense端，该Vsense端通过由电阻R1和电阻R2形成的分压器来检测端口A电压。虽然对辅助绕组的这种配置是常规的，但是由通过同名端(dot convention)所指示的变压器绕组极性，仍然带来一些操作问题。具体地，端口A与连接到功率开关晶体管M1的漏极的初级绕组W1的端口D同名。辅助绕组的端口A也与次级绕组的输出端口S同名。辅助绕组的端口C接地。次级绕组的端口S连接到SR开关晶体管的漏极。
考虑到这些变压器绕组极性和端口名称，对于反激变换器100，图2中示出了在不连续导通操作模式期间的一些操作波形。辅助绕组的端口C电压始终接地。功率开关器件接通时间从时间t0到时间t1，在该接通期间，功率开关晶体管(主开关栅极)具有栅极电压以接通功率开关晶体管。因此，初级绕组的端口D从时间t0到时间t1接地。在功率开关晶体管M1在时间t1处周期性断开之后，初级绕组的端口D电压为高并且逐渐下降，直到次级绕组电流在变压器复位时间trst处停止流动。端口D电压等于输入电压Vin加上Nps乘以变压器复位期的输出电压Vout的乘积，其中Nps为初级绕组与次级绕组匝数比。然后端口D电压在从时间t2到时间t3的功率开关器件接通期间开始下一个开关循环之前，开始简谐振荡(对于该不连续导通情形)，以下降到输入电压。
在时间t0之前，辅助绕组的端口A的电压接地，因为没有在辅助绕组上施加电压。由于端口A与端口D同名，因此端口A电压在从时间t0到时间t1的开关接通期间等于输入电压Vin除以-Npa，其中Npa为初级绕组与辅助绕组匝数比。在时间t1处，端口A电压为高并且开始逐渐下降，直到其等于变压器复位时间处的输出电压和Nas的乘积，其中Nas为辅助绕组与次级绕组匝数比。然后，在时间t2处开始下一个开关循环之前，端口A电压开始简谐地振荡并下降到零。
次级绕组W2的端口S的电压在时间t0之前等于输出电压Vout(在该时间处在次级绕组W2上没有电压)，然后在从时间t0到时间t1的开关接通期间等于Vin/Nps和输出电压Vout的总和。当次级绕组电流从时间t1流到变压器复位时间时，端口S电压接地(在SR开关晶体管的导通电阻为零Ω的理想情况下)。初级侧控制器U1的Vsense引脚或端口电压在时间t0之前接地，然后在介于时间t0与时间t1之间的接通期间由二极管D1设定在大约-0.7V处。在时间t1处，Vsense电压为高，使得其等于变压器复位时间处的Vout、Nas与比例常数k的乘积。
辅助绕组的端口C连接到地因此不是浮动的。相比之下，端口A是浮动的。类似地，辅助绕组的端口S是浮动的。端口A电压波形和端口S电压波形具有类似的形状，但彼此异相180度。因此，浮动的端口A和端口S之间形成显著的电压差，特别是在从时间t0到时间t1的接通时间周期期间。当端口A电压升高时，端口S电压降低。相反地，当端口S电压升高时，端口A电压降低。端口A和端口S之间的这种变动的电压极性激发了不期望的共模电流，该共模电流流过辅助绕组与次级绕组之间的寄生电容W2并引起电磁干扰(EMI)噪声问题。
因此，在本领域中需要相对于辅助绕组与次级绕组之间的连接具有降低的EMI噪声的反激变换器。
发明内容
根据本公开的第一方面，提供了一种反激变换器，该反激变换器包括：变压器，该变压器包括初级绕组、次级绕组和辅助绕组，该辅助绕组具有第一端口和通过二极管接地的第二端口；以及初级侧控制器，该初级侧控制器的电源端连接到辅助绕组的第一端口，并且其电压检测端连接到辅助绕组的第二端口。
根据本公开的第二方面，提供了一种用于反激变换器的操作的方法，该方法包括：通过连接到辅助绕组的第一端口的初级侧控制器的第一端口，接收电源电压；通过初级侧控制器的第二端口，检测辅助绕组的第二端口的电压；以及根据对辅助绕组的第二端口的电压的检测来检测反激变换器的输入电压。
根据本公开的第三方面，提供了一种用于反激变换器的初级侧控制器，该初级侧控制器包括：电源端，该电源端被配置为从辅助绕组的第一端口接收电源电压；电压检测端，该电压检测端被配置为从辅助绕组的第二端口接收输入电流；电压发生器，该电压发生器由输入电流生成第一电压；电压处理器，该电压处理器检测第一电压的DC偏移电压；以及放大器，该放大器放大第一电压与DC偏移之间的差值，以产生与辅助绕组的第二端口的电压成比例的检测的电压。
通过阅读下面的具体实施方式，将会更全面地理解本发明的这些和其他方面。在结合附图阅读以下对具体示例性实施方案的描述时，其他方面、特征和实施方案对于本领域普通技术人员而言将变得显而易见。尽管可以相对于某些实施方案和以下附图讨论特征，但所有实施方案可以包括本文所讨论的有利特征中的一个或多个。换句话说，尽管可以将一个或多个实施方案讨论为具有某些有利特征，但根据本文所讨论的各种实施方案，也可以使用此类特征中的一个或多个。以类似的方式，尽管下文可以将示例性实施方案讨论为设备、系统或方法实施方案，但应当理解，可以在各种设备、系统和方法中实现此类示例性实施方案。
附图说明
图1示出了常规反激变换器。
图2示出了图1的反激变换器在不连续导通操作模式期间的一些电压波形。
图3示出了根据本公开的一个方面的具有用于减少的EMI的改进的变压器结构的反激变换器。
图4示出了根据本公开的一个方面的图3的反激变换器在不连续导通操作模式期间的一些电压波形。
图5示出了根据本公开的一个方面的图3的反激变换器中的初级侧控制器的实施方案，其中Vsense端电压被调节。
图6更详细地示出了根据本公开的一个方面的图5的初级侧控制器。
图7示出了根据本公开的一个方面的图3的反激变换器中的初级侧控制器的实施方案，其中Vsense端电压未被调节。
通过参考以下具体实施方式可最佳地理解本公开的实施方案及其优点。应当理解，类似的附图标号用于标识上述一个或多个附图中示出的类似元件。
具体实施方式
为了降低由常规变压器架构产生的EMI，提供了具有改进的辅助绕组架构的反激变换器。图3中示出了示例性反激变换器300。如关于反激变换器100所讨论的，反激变换器300包括用于变压器T的辅助绕组(AUX)，该变压器T具有初级绕组W1和次级绕组W2。在操作期间，初级侧控制器U1控制连接到初级绕组W1的功率开关晶体管M1的开关器件。初级绕组W1还连接到输入电压端。二极管电桥对来自AC干线的AC电压进行整流以产生整流输入电压，该整流输入电压施加在输入电压端上并且由输入电容器Cin维持。
当功率开关晶体管M1周期性接通时，初级绕组电流开始流过初级绕组W1和功率开关晶体管M1入地。初级侧控制器U1可通过连接到检测电阻Rs的Isense端来检测初级绕组电流，该检测电阻连接在功率开关晶体管M1和地之间。一旦达到期望的峰值绕组电流，初级侧控制器U1可随后使功率开关晶体管M1周期性断开。如本文所用，″连接″是指诸如通过导通引线进行的直接电连接或者可通过介入元件诸如电阻或二极管进行的电连接。
次级侧控制器U2控制同步整流(SR)开关晶体管，该同步整流开关晶体管用于监测SR开关晶体管上的漏极至源极电压(Vds)而连接在回路输出端口与次级绕组W2之间。基于漏极至源极电压Vds，SR控制器检测功率开关晶体管M1是否已周期性断开，使得SR开关晶体管可被接通以允许次级绕组电流流动并对由输出电容器Cout支持的输出端Vout充电。
与反激变换器100相比，在改进的反激变换器300中的辅助绕组的端口A与初级侧控制器U1的VCC端之间没有二极管介入。电源电容器(CVCC)支持在VCC端处产生的电源电压VCC。进一步与反激变换器100相比，改进的反激变换器300中的初级侧控制器U1具有Vsense端，该Vsense端检测辅助绕组的端口C电压。例如，初级侧控制器U1的Vsense端可通过电阻Rvs连接到辅助绕组的端口C。二极管D2的负极连接到端口C。二极管D2的正极接地。辅助绕组的端口A保持与初级绕组W1的端口D同名。类似地，端口A保持与次级绕组W2的输出端口同名。但需注意，与反激变换器100相比，端口A和端口C的浮动和非浮动关系在改进的反激变换器300中是相反的。具体地，端口C现在是浮动的，而端口A是非浮动的。
对于不连续导通操作模式，图4中示出了反激变换器300的一些电压波形。端口D电压波形如先前所讨论。在从时间t0到时间t1的功率开关器件接通期间，功率开关晶体管(主开关栅极)具有栅极电压以接通功率开关晶体管M1。因此，初级绕组的端口D在功率开关器件接通时间周期期间接地。在功率开关晶体管M1在时间t1处周期性断开之后，端口D电压为高并且逐渐下降，直到次级绕组电流在变压器复位时间trst处停止流动。端口D电压等于输入电压Vin与变压器复位时间处Nps乘以输出电压Vout的乘积的总和，其中Nps为初级绕组与次级绕组匝数比。然后端口D电压在从时间t2到时间t3的功率开关器件接通期间开始下一个开关循环之前，开始谐振地振荡以下降到输入电压。
如前所述，反激变换器300中的端口A电压不再浮动。相反，端口A电压等于功率开关周期性接通与断开期间的电源电压VCC。电源电压VCC由电源电容器CVCC存储并且用作初级侧控制器U1的电源电压。浮动端口S的电压波形保持为针对图2所讨论的那样。因此次级绕组W2的端口S电压在时间t0之前等于输出电压Vout，然后在从时间t0到时间t1的功率开关开通期间等于Vin/Nps与输出电压Vout的总和。当次级绕组电流从时间t1流到变压器复位时间时，端口S电压接地。在变压器复位时间(trst)之后，端口S电压谐振地振荡，直到其下降到其默认值Vout。
端口C不再接地，而是作为辅助绕组的浮动端口。在功率开关于时间t0处开通之前，端口C电压等于电源电压VCC，但随后在时间t0处为高，等于Vin/Npa与电源电压VCC的总和，其中Vin为输入电压，Npa为初级绕组与辅助绕组匝数比。在功率开关晶体管M1在时间t2处周期性断开，次级绕组电流逐渐下降直到其在变压器复位时间处耗尽之后，端口C电压由二极管D2钳位在低于地电位的大约-0.7V处。在变压器复位时间之后，端口C电压谐振地振荡，直到其下降至地电位。
如图4所示，当端口C电压升高时，端口S电压类似地升高。相反地，当端口C电压降低时，端口S电压降低。利用适当的绕组设计，可使端口C电压的变化率(slew rate)和端口S电压的变化率相近，使得在这两个端口之间的寄生电容上交流电压为零。并使得变压器的初级侧和次级侧之间存在显著的阻抗，该阻抗阻挡共模噪声并因此有利于降低EMI。
现在转到图5，更详细地示出了反激变换器300的一部分500，其包括辅助绕组和初级侧控制器U1。二极管D2的负极通过电阻R1接地。应当理解，为示出清楚起见，图3中未示出类似的电阻。任选的线性压差(linear drop out)(LDO)调节器525可用于调节供应给初级侧控制器U1的电源电压VCC。在此类实施方案中，电源电压CVCC电容器上的电压可被指定为Va，其充当LDO 525的输入电压以产生电源电压VCC。在其他实施方案中，可以不使用LDO525，这样Va和电源电压VCC将相同。在图5中辅助绕组的端口C电压被指定为Vm。在一些实施方案中，初级侧控制器U1包括电压调节器505，该电压调节器将其Vsense引脚或端口电压调节至恒定值(例如，Vcc的一个比例值)。在电阻Rvs上的Vm电压和Vsense电压之间的差值产生输入电流Ivsns，该输入电流从辅助绕组的C端口穿过电阻Rvs并进入初级侧控制器U1的Vsense端。具体地，输入电流Ivsns等于(Vm-Vsense)/Rvs之比。
辅助绕组上的电压等于Va电压和Vm电压之间的差值。Va电压(在不存在LDO 525的实施方案中，其可等于电源电压VCC)是恒定的，而Vm电压在功率开关周期性接通与断开期间变化。辅助绕组可被视为用作遵循伏秒平衡原理的电感器。因此，可以认为Va电压形成了Vm电压的DC偏移。为了检测Vm电压，初级侧控制器U1包括电压发生器510，该电压发生器响应于输入电流Ivsns而生成电压Vs。电压Vs与Vm成比例，但具有较小的振幅和不同的DC偏移电压Vr。电压处理器515检测DC偏移Vr，使得放大器520可放大差值(Vs-Vr)以产生与差值(Vm-Va)的绝对值成比例的检测的电压Vsns。检测的电压Vsns的DC偏移为零。在一些实施方案中，放大器520可为差分放大器。
再次参见图4，由于来自电压调节器505(图5)的电压调节，Vsense引脚电压因此在功率开关周期性接通与断开期间是恒定的。在从时间t0到时间t1的功率开关接通期间，检测的电压Vsns为高。在该功率开关接通期间，检测的电压Vsns与输入电压Vin成比例，使得Vsns等于在功率开关接通期间比例常数K1和Vin的乘积。在变压器复位时间内，检测的电压Vsns等于比例常数K2和输出电压Vout的乘积。初级侧控制器因此可通过检测的电压Vsns来检测输入电压Vin和输出电压Vout。比例常数K1和K2取决于Rvs、变压器匝数比、电压发生器510的增益和放大器520的增益。如果这些增益是固定的，则比例常数K1和K2可通过适当的Rvs值来配置。
图6中更详细地示出了初级侧控制器U1(600)连同其与辅助绕组的连接。二极管D2、电源电容器CVCC、电阻Rvs和电阻R1被布置为针对图3和图5所讨论的那样。电压调节器505通过控制NMOS晶体管M2的栅极和PMOS晶体管P1的栅极来调节Vsense端口电压。晶体管M2的漏极连接到电源电压VCC的电源端或节点，并且其源极连接到晶体管P1的漏极。晶体管P1的源极通过检测电阻Rsense接地。Vsense端还连接到晶体管P1的漏极和晶体管M2的源极。输入电流Ivsns将随着电压Vm变化而变化。随着输入电流Ivsns下降，Vsense端电压将趋于下降。为了保持V端电压恒定，电压调节器505可随后增大晶体管M2的导通率。随着输入电流Ivsns上升，Vsense端电压将趋于上升。为了再次保持V端口电压恒定，电压调节器505可增大晶体管P1的导通率。在检测电阻Rsense上产生电压Vs。因此，电压发生器510在该实施方案中是无源的，并且由检测电阻Rsense形成。电压处理器515如先前所讨论用于检测来自电压Vs的DC偏移电压Vr。连接到多个电阻R的差分运算放大器610用于放大差值(Vs-Vr)以形成所检测的电压Vsns。
在用于初级侧控制器U1的其他实施方案中，可移除电压调节器505，使得Vsense端口电压未被调节。图7中示出了示例性初级侧控制器700连同其与辅助绕组的连接。二极管D2、电容器CVCC和电阻R1被布置为针对图3、图5和图6所讨论的那样。辅助绕组的Vm电压(端口C电压)通过诸如由电阻Rvs1和电阻Rvs2形成的分压器按比例缩小，以驱动Vsense端口电压。在一些实施方案中，电阻Rvs2的端口连接到可接地的参考电压节点(Vref)。或者，Vref可以是正(或负)恒定电压。检测电阻Rsense连接在Vsense端和地之间。初级侧控制器700中的电压发生器510因此再次由检测电阻Rsenese形成。输入电流Ivsns在检测电阻上产生电压Vs。电压处理器515和差分放大器610被配置为针对初级侧控制器600所讨论的那样。无论Vsense端口电压是否被调节，需注意，本文所公开的改进的初级侧控制器使其Vsense端连接到辅助绕组的浮动端口C，而其VCC端连接到辅助绕组的电源电压(非浮动)端口A。因此，所得的检测电压可被视为是指电源电容器电压，因为该电压(Va电压)是端口C电压的DC偏移。
本领域的一些技术人员现在将意识到，在不脱离本公开的范围的前提下，可以对本发明的设备的材料、装置、配置和使用方法进行多种修改、替换和变化。鉴于此，本公开的范围不应限于本文所示和所述的具体实施方案的范围，因为它们仅作为其一些示例，而是应与下文所附权利要求书及其功能等同物的范围完全相称。

Claims (20)

1.一种反激变换器，包括：
变压器，所述变压器包括初级绕组、次级绕组和辅助绕组，所述辅助绕组具有第一端口和通过二极管接地的第二端口；以及
初级侧控制器，所述初级侧控制器的电源端连接到所述辅助绕组的所述第一端口，其电压检测端则连接到所述辅助绕组的第二端口。
2.根据权利要求1所述的反激变换器，还包括：
功率开关器件，连接在初级绕组的第一端口与地之间；以及
同步整流开关器件，连接到所述次级绕组的第一端口，所述变压器的辅助绕组的第一端口与初级绕组的第一端口同名，辅助绕组的第二端口与次级绕组的第一端口同名。
3.根据权利要求1所述的反激变换器，还包括：
线性压差调节器，所述线性压差调节器连接在所述辅助绕组的所述第一端口与所述电压检测端之间。
4.根据权利要求1所述的反激变换器，还包括：
电容器，所述电容器连接在所述辅助绕组的第一端口与地之间。
5.根据权利要求1所述的反激变换器，还包括：
电阻，所述电阻连接在所述辅助绕组的第二端口与所述电压检测端之间。
6.根据权利要求1所述的反激变换器，其中所述二极管的负极连接到所述辅助绕组的第二端口。
7.根据权利要求6所述的反激变换器，还包括：
电阻，所述电阻接在所述二极管的正极与地之间。
8.根据权利要求1所述的反激变换器，其中所述初级侧控制器包括：
电压调节器，所述电压调节器将所述电压检测端的电压调节为恒定。
9.根据权利要求8所述的反激变换器，其中所述初级侧控制器还包括：
电压发生器，所述电压发生器响应通过所述电压检测端接收的输入电流并生成第一电压；以及
电压处理器，所述电压处理器确定了所述第一电压的DC偏移电压。
10.根据权利要求9所述的反激变换器，其中所述初级侧控制器还包括：
放大器，所述放大器放大了所述第一电压与所述DC偏移电压之间的差值，以提供与所述辅助绕组的第二端口电压成比例的检测电压。
11.一种用于反激变换器的操作的方法，包括：
所述初级侧控制器的第一端连接到辅助绕组的第一端口以接收电源电压；
所述初级侧控制器的第二端连接到所述辅助绕组的第二端口以检测电压；并以此来检测所述反激变换器的输入电压。
12.根据权利要求11所述的方法，还包括：
所述辅助绕组的第二端口的电压也用来检测所述反激变换器的输出电压。
13.根据权利要求11所述的方法，其中检测所述辅助绕组的所述第二端口的所述电压包括：
将所述初级侧控制器的第二端的电压调节成恒定值；
由通过所述初级侧控制器的所述第二端接收的输入电流生成第一电压；
确定所述第一电压的DC偏移电压；以及
放大所述第一电压与所述DC偏移电压之间的差值。
14.根据权利要求13所述的方法，其中调节所述初级侧控制器的所述第二端的电压包括控制与第二晶体管串联的第一晶体管的导通率。
15.根据权利要求11所述的方法，其中检测所述辅助绕组的所述第二端口的所述电压包括：
对所述辅助绕组的所述第二端口的电压进行分压，以在所述初级侧控制器的所述第二端处生成第一电压；
确定所述第一电压的DC偏移电压；以及
放大所述第一电压与所述DC偏移电压之间的差值。
16.一种用于反激变换器的初级侧控制器，包括：
电源端，所述电源端从辅助绕组的第一端口接收电源电压；
电压检测端，所述电压检测端从所述辅助绕组的第二端口接收输入电流；
电压发生器，所述电压发生器由所述输入电流生成第一电压；
电压处理器，所述电压处理器检测所述第一电压的DC偏移电压；以及
放大器，所述放大器放大所述第一电压与所述DC偏移电压之间的差值，以产生与所述辅助绕组的所述第二端口的电压成比例的检测的电压。
17.根据权利要求16所述的初级侧控制器，还包括：
电压调节器，所述电压调节器将所述电压检测端的电压调节成恒定值。
18.根据权利要求17所述的初级侧控制器，还包括：
第一晶体管，所述第一晶体管连接在所述电源端与所述电压检测端之间；以及
第二晶体管，所述第二晶体管连接在所述电压检测端与地之间，其中所述电压调节器进一步通过控制所述第一晶体管的栅极电压和所述第二晶体管的栅极电压来调节所述电压检测端的电压。
19.根据权利要求18所述的初级侧控制器，其中所述电压发生器包括检测电阻，并且其中所述第二晶体管通过所述检测电阻接地。
20.根据权利要求18所述的初级侧控制器，其中所述第一晶体管是NMOS晶体管，并且其中所述第二晶体管是PMOS晶体管。
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