CN111756247A - 开关电源装置 - Google Patents

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Abstract

一种开关电源装置。在二次侧同步整流方式的开关电源装置中，即使漏极电压的波峰值和波峰宽度根据输入电压的变化而变化，也能够抑制输入电压的影响并根据负荷的大小决定最小接通时间。在具有对与变压器的二次侧线圈串联连接的同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的二次侧控制电路(20)的开关电源装置中，二次侧控制电路具备：波峰期间检测电路(23)，其检测同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间；波谷期间检测电路(24)，其检测同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波谷期间；以及最小接通时间设定电路(28)，其根据由波峰期间检测电路检测出的波峰期间和由波谷期间检测电路检测出的波谷期间，设定同步整流用MOS晶体管接通时的最小接通时间。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具备电压变换用变压器的开关控制方式的直流电源装置，例如利用于在变压器的二次侧设有同步整流开关的绝缘型DC-DC变换器而有效的技术。
背景技术
以往，作为开关电源装置之一，有如下的开关电源装置(绝缘型DC-DC变换器)：具备作为用于使电流间歇性地流过变压器的一次侧线圈的开关元件的MOS晶体管(绝缘栅场效应晶体管)以及对该元件进行接通、断开控制的控制电路(IC)，通过二极管对电流流过一次侧线圈而在二次侧线圈中感应出的电流进行整流，并通过电容器进行平滑后输出。
然而，在二次侧电路使用整流用二极管的绝缘型DC-DC变换器中，整流用二极管中的损耗较大，成为效率下降的原因。因此，存在以下技术：代替二次侧电路的整流用二极管而设有同步整流用的开关元件(MOS晶体管)，并且通过二次侧控制电路检测二次侧开关元件的端子电压(源极、漏极间电压)，在体二极管中流过正向电流的定时，对二次侧开关元件进行接通控制，由此降低整流元件中的损耗，实现高效率化(例如，专利文献1)。
此外，在二次侧同步整流方式的开关电源装置中，通常检测出同步整流用MOS晶体管的漏极电压变为预定的判定阈值以下后使接通信号上升，但如图9的(A)、(B)所示，源极、漏极电压VDS下降，同步整流用MOS晶体管接通之后立即产生振铃RG，因此由于该振荡有时引起断开定时的误检测。因此，为了防止该断开误检测，已知设定最小接通时间的技术(例如，专利文献2)。另外，同步整流用MOS晶体管的源极端子通常与二次侧的接地点连接，因此在以下的说明中，将源极、漏极间电压简单地称为漏极电压。
设定最小接通时间的技术中，有将最小接通时间设为预定值的固定方式和使最小接通时间变化的可变方式，但接通之后的漏极电压VDS的振荡的长度根据负荷的大小而变化，因此在固定最小接通时间方式的情况下，有可能如图9的(B)所示，重负荷时最小接通时间不足而引起断开误检测，或有可能如图9的(C)所示，轻负荷时最小接通时间过长而在断开之前流过逆流。另外，在图9的(B)、(C)中，t21、t22是所优选的断开定时。
因此，在专利文献2所记载的发明中，以二次侧导通期间为基础设定最小接通时间。
但是，如专利文献2所记载的发明那样，在以二次侧导通期间为基础设定最小接通时间的方式中，若因噪声的影响等，一次侧突然断开而积蓄在变压器中的能量减少，则因该影响二次侧导通期间变短，生成最小接通时间比二次侧导通期间长的栅极驱动脉冲，有可能流过逆流。此外，在一次侧的控制方式为PWM(脉冲宽度调制)方式的情况下或为QR(反激模拟谐振)方式的情况下，是一次侧接通→二次侧接通→一次侧接通→二次侧接通……的反复控制，因此以前一周期的二次侧导通期间为基础决定当前周期的最小接通时间。因此，在一次侧的行为急剧大幅度变化的情况下，存在二次侧的最小接通时间从最佳值偏离较大的问题。
另一方面，将同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间大致视为一次侧的导通期间，因此也考虑以漏极电压的波峰期间为基础决定最小接通时间的方式。该方式能够根据实质的负荷的大小决定最小接通时间，但在一次侧的控制方式为PWM方式的情况下或为QR方式的情况下，漏极电压的波峰值和波峰宽度与输入电压成比例。因此，若仅以漏极电压的波峰宽度为基准，则最小接通时间会受到输入电压的影响，因此存在无法不受输入电压的影响地根据负荷的大小决定最小接通时间的问题。
此外，在输入电压降低时不停止开关的控制的情况下，影响特别大，相对于二次侧导通期间，最小接通时间过长，有可能产生大的逆流。
因此，也可以考虑利用漏极电压的波峰宽度与波峰值的积来决定最小接通时间，由此消除输入电压依存，但构成具有该功能的电路需要线性地对漏极电压进行检测的功能，并且由于漏极电压具有10V～200V左右的较宽的电压范围(根据条件而更宽)，因此必须设计具有高耐压并且具有线性地检测电压的高性能的电路，电路实现的难度变高。
此外，在PWM方式中的次谐波振荡时，成为漏极电压的波峰期间＞＞二次侧导通期间的关系，因此即使根据漏极电压的波峰宽度与波峰值的积来决定最小接通时间，相对于二次侧导通期间，最小接通时间过长，存在有可能流过逆流的问题。
专利文献1：日本专利第4862432号公报
专利文献2：美国专利第9825548号公报
发明内容
本发明是为了解决上述问题而提出的，其目的在于，在具备电压变换用的变压器以及二次侧同步整流用开关元件的开关电源装置中，即使漏极电压的波峰值和波峰宽度根据输入电压的变化而变化，也能够抑制输入电压的影响，并根据负荷的大小来决定最小接通时间。
本发明的另一目的在于，在一次侧的动作急剧大幅度改变的情况下，二次侧的最小接通时间也不会从最佳值偏离较大。
本发明的另外一个目的在于，不需要线性检测漏极电压的电路，即电路实现的难度较低，并且能够防止相对于二次侧导通期间，最小接通时间过长而流过逆流。
为了实现上述目的，本发明的开关电源装置具有：电压变换用的变压器；同步整流用MOS晶体管，其以串联方式与该变压器的二次侧线圈连接；以及二次侧控制电路，其根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压，对该同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制，其中，
上述开关电源装置具备：最小接通时间设定电路，其根据由上述二次侧控制电路检测出的波峰期间以及波谷期间，设定上述同步整流用MOS晶体管的接通时的最小接通时间。
在此，上述二次侧控制电路例如具备：
波峰期间检测电路，其检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间；以及
波谷期间检测电路，其检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波谷期间，
上述最小接通时间设定电路根据由上述波峰期间检测电路检测出的波峰期间和由上述波谷期间检测电路检测出的波谷期间，设定上述同步整流用MOS晶体管的接通时的最小接通时间。
根据这样构成的开关电源装置，根据波峰期间和波谷期间设定最小接通时间，因此即使漏极电压的波峰值和波峰宽度随着输入电压的增减发生变化，也能够抑制输入电压的影响，根据负荷的大小决定最小接通时间。此外，如以二次侧导通期间为基础设定最小接通时间的方式那样，即使因噪声的影响等一次侧突然断开而一次侧的导通期间变短，并且二次侧导通期间也变短，最小接通时间也比二次侧导通期间长而不会流过逆流。并且，不需要利用漏极电压的波峰宽度与波峰值的积来决定最小接通时间的方式中的线性检测漏极电压的功能，因此能够避免电路实现的难度变高，并且相对于二次侧导通期间，不会存在最小接通时间变得过长，发生逆流的现象。
在此，上述最小接通时间设定电路具备：
最小接通时间设定基准电压生成电路，其生成与检测出的上述波峰期间以及上述波谷期间对应的设定基准电压；
调整信号生成电路，其生成与检测出的上述波峰期间与上述波谷期间的比率对应的调整信号；以及
最小接通时间信号生成电路，其根据由上述最小接通时间设定基准电压生成电路生成的基准电压和由上述调整信号生成电路生成的调整信号，生成相当于最小接通时间的最小接通时间信号。
此外，优选的是，上述最小接通时间设定基准电压生成电路、上述调整信号生成电路以及上述最小接通时间信号生成电路分别按上述同步整流用MOS晶体管的开关周期生成设定基准电压、调整信号以及最小接通时间信号。
根据该结构，在每个周期生成设定基准电压、调整信号以及最小接通时间信号，因此在一次侧的动作急剧大幅度变化的情况下，也可以使二次侧的最小接通时间也不会从最佳值偏离得较大。
并且，优选的是，上述调整信号生成电路在检测出的上述波峰期间与上述波谷期间的比率为预定值以上的情况下生成上述调整信号，上述最小接通时间信号生成电路在接受上述调整信号时生成向使上述最小接通时间变短的方向进行调整后的最小接通时间信号。
根据该结构，在接收调整信号时向使最小接通时间变短的方向调整，因此对于像一次侧和二次侧的接通占空比变大这样的、从通常的动作偏离的区域的动作、负荷变得不稳定或负荷急剧变轻的动作，能够防止最小接通时间变长而流过逆流。
并且，优选的是，上述开关电源装置具备按开关周期取入并保持上述基准电压的采样保持电路、判定与一个周期前的基准电压的差的电压差判定电路，在与一个周期前的基准电压的差大于预定值的情况下，上述最小接通时间信号生成电路生成向使上述最小接通时间变短的方向进行调整后的最小接通时间信号。
根据该结构，在一次侧的动作急剧大幅度变化的情况下，也能够使二次侧的最小接通时间不会从最佳值较大偏离。此外，以缩短最小接通时间的方式进行调整，因此能够防止因异常的动作最小接通时间变长而流过逆流的情况。
并且，优选的是，开关电源装置具备：栅极驱动电路，其具备源(source)侧开关和漏(sink)侧开关，生成对上述同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的栅极驱动电压；断开定时检测电路，其根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压，检测使该同步整流用MOS晶体管断开的定时；接通定时检测电路，其根据上述漏极电压，检测使上述同步整流用MOS晶体管接通的定时；以及接通、断开控制电路，其根据上述断开定时检测电路的检测信号、上述接通定时检测电路的检测信号以及上述最小接通时间信号，生成对上述同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的控制信号，上述接通、断开控制电路随着上述最小接通时间信号表示的最小接通时间的经过，使上述栅极驱动电路的源侧开关断开。
根据该结构，经过最小接通时间后首先断开源侧的开关，由此用于防止源侧开关和漏侧开关同时接通的死区时间的等待时间变短，能够使同步整流用MOS晶体管的断开高速化。
根据本发明，在具备二次侧同步整流用开关元件的开关电源装置中，即使漏极电压的波峰值和波峰宽度根据输入电压的变化而变化，也能够抑制输入电压的影响，并根据负荷的大小来决定最小接通时间。此外，在一次侧的动作急剧大幅度改变的情况下，能够使二次侧的最小接通时间不从最佳值偏离得较大。并且，不需要线性地检测漏极电压的电路，即电路实现的难度较低，并且具有能够防止最小接通时间相对于二次侧导通期间过长而流过逆流的效果。
附图翻译
图1是表示应用本发明而有效的二次侧同步整流方式的开关电源装置的结构例的电路结构图。
图2是表示构成实施方式的开关电源装置的二次侧控制电路的结构例的框图。
图3是用于说明实施方式的二次侧控制电路中的计时器值－电压变换电路以及MOT(最小接通时间)计时器的功能的波形图。
图4是用于说明实施方式的二次侧控制电路中的采样保持&电压比较电路以及MOT计时器的功能的波形图。
图5是用于说明实施方式的二次侧控制电路中的波峰波谷比计算电路的功能的波形图。
图6是表示构成实施方式的二次侧控制电路的波峰期间和波谷期间的检测计时器、计时器值－电压变换电路、采样保持&电压比较电路以及波峰波谷比计算电路的具体例的电路结构图。
图7是表示构成实施方式的二次侧控制电路的MOT计时器的具体例的电路结构图。
图8的(A)、(B)是表示构成实施方式的二次侧控制电路的接通、断开控制电路的具体例的电路结构图。
图9是表示以往的同步整流方式的二次侧控制电路中的MOS晶体管的断开定时与固定最小接通时间信号的关系的波形图。
符号说明：
10变压器、11一次侧控制电路、20二次侧控制电路、21接通定时检测电路、22断开定时检测电路、23波峰期间检测计时器电路、24波谷期间检测计时器电路、25计时器值－电压变换电路(最小接通时间设定基准电压生成电路)、26采样保持&电压比较电路、27波峰波谷比计算电路(调整信号生成电路)、28MOT计时器(最小接通时间信号生成电路)、29接通/断开控制电路、30栅极驱动电路、S0同步整流用MOS晶体管。
具体实施方式
以下，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1表示应用了本发明的同步整流方式的开关电源装置的一个实施方式。该实施方式的开关电源装置具备具有一次侧线圈Lp、二次侧线圈Ls以及辅助线圈La的电压变换用的变压器10，构成为在该变压器10的一次侧设有由N沟道MOS晶体管构成的开关元件SW及其控制电路(一次侧控制电路)11，在二次侧设有作为同步整流元件的MOS晶体管S0及其控制电路(二次侧控制电路)20的绝缘型DC-DC变换器。在该实施方式中，变压器10使用二次侧线圈Ls的极性与一次侧线圈Lp的极性相反的变压器，并作为反激式变换器而动作。
一次侧的开关元件SW与变压器10的一次侧线圈Lp串联连接。一次侧控制电路11以及二次侧控制电路20分别在一个半导体芯片上构成为半导体集成电路(IC)，或构成为安装在一个封装内的半导体装置。在变压器10的辅助线圈La的端子间串联连接有二极管D1和电容器C1，将辅助线圈La中感应出的电压通过二极管D1进行整流并通过电容器C1进行平滑，由此生成一次侧控制电路11的电源电压Vcc1并供给至一次侧控制电路11的电源端子。
此外，该实施例的DC-DC变换器具备与一次侧控制电路11连接并接受来自二次侧电路的反馈信号的受光用光电晶体管PT，一次侧控制电路11根据反馈信号使开关元件SW的开关频率或占空比变化来应对负荷、输入电压的变动。
另一方面，在变压器10的二次侧具备：同步整流用MOS晶体管S0，其连接在二次侧线圈Ls的一个端子与输出端子OUT2之间；二次侧控制电路20，其以在二次侧生成的电压为电源电压来检测同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压，并生成晶体管S0的接通、断开控制信号；以及平滑电容器C2，其使连接在输出端子OUT1－OUT2之间的输出电压VOUT稳定化。也可以将同步整流用MOS晶体管S0和二次侧控制电路20集成化为一个封装。另外，连接在输出端子OUT1－OUT2之间的可变电阻LD表示负荷的一例或等效地记载了负荷的情况。
输出端子OUT1与二次侧控制电路20的电源端子VCC连接，向二次侧控制电路20供给输出电压VOUT作为电源电压Vcc2。此外，也可以构成为二次侧控制电路20的电源电压将由变压器10的辅助线圈感应出的电压整流并供给。
此外，在变压器10的二次侧，在输出端子OUT1－OUT2间连接有反馈用的光电二极管PD以及误差放大器E-AMP。误差放大器E-AMP使与输出电压VOUT的电平成比例的电流流过光电二极管PD。
此外，二次侧的光电二极管PD和一次侧的光电晶体管PT构成作为绝缘型信号传递单元的光遮断器(photo interrupter)，通过一次侧的光电晶体管PT接受从二次侧的光电二极管PD发出的光来生成与光强度对应的反馈信号，一次侧控制电路11根据该反馈信号对开关元件SW进行控制。
二次侧控制电路20监视经由配线与作为二次侧开关元件的同步整流用MOS晶体管S0的漏极端子连接的外部端子(漏极电压检测端子)P1的电压VDS，在预定定时生成使同步整流用MOS晶体管S0接通或断开的控制信号(栅极驱动电压)VG，并经由外部端子P2输出到晶体管S0的栅极端子。
图2示出了上述二次侧控制电路20的结构例。
如图2所示，二次侧控制电路20具备：接通定时检测电路21，其由比较和同步整流用MOS晶体管S0的漏极端子连接的漏极电压检测端子P1的电压VDS与预定的阈值电压Vth_on(例如-200mV)的比较器等构成；断开定时检测电路22，其由比较漏极电压检测端子P1的电压VDS与预定的阈值电压Vth_off(例如0～-150mV)的比较器等构成。
在此，接通定时检测电路21的判定阈值Vth_on被设定为考虑了体二极管的正向电压的电压，以便能够可靠地检测出电流开始流过同步整流用MOS晶体管S0的体二极管的情况。
此外，二次侧控制电路20具备：波峰期间检测计时器电路23，其检测漏极电压VDS的波峰期间Tp(参照图3)；波谷期间检测计时器电路24，其检测漏极电压VDS的波谷期间Tb；以及计时器值－电压变换电路25，其将由这些计时器电路23、24检测出的计时器值变换为电压(MOT判定基准电压)。另外，计时器电路23、24例如使用由恒流源和电容器构成的电荷充电方式的模拟计时器，由此也可以将计时器电路23、24和计时器值－电压变换电路25构成为一体的电路。
并且，二次侧控制电路20具备：采样保持&电压比较电路26，其取入并保持1个周期前的计时器值－电压变换电路25的输出电压(最小接通时间设定基准电压：MOT阈值Vmot1)，并与当前周期的计时器值－电压变换电路25的输出电压(MOT阈值Vmot2)进行比较；波峰波谷比计算电路27，其计算出漏极波峰期间Tp与漏极波谷期间Tb的比；以及MOT计时器28，其根据上述波峰波谷比计算电路27的输出等，对最小接通时间进行计时。
采样保持&电压比较电路26在前一个周期的MOT阈值与当前周期的MOT阈值的差大到预定以上时，生成并输出使MOT计时器28的输出的脉冲宽度缩短的信号TG1。此外，采样保持&电压比较电路26生成与漏极波峰期间Tp和漏极波谷期间Tb对应的电压(MOT阈值)Vmot并供给至MOT计时器28，MOT计时器28对与该MOT阈值Vmot对应的时间进行计时，由此输出具有与Tp和Tb对应的脉冲宽度的最小接通时间信号(脉冲)MOT。具体地，Tp和Tb的数值越大，最小接通时间信号MOT的脉冲宽度越宽，Tp和Tb的数值越小，最小接通时间信号MOT的脉冲宽度越窄。
并且，二次侧控制电路20具备：接通/断开控制电路29，其根据接通定时检测电路21的输出ON_SIG、断开定时检测电路22的输出OFF_SIG、MOT计时器28的输出MOT，生成对同步整流用MOS晶体管S0进行接通、断开控制的信号；以及栅极驱动电路30，其接受所生成的接通、断开控制信号，并从外部端子P2输出栅极驱动电压VG。
接通/断开控制电路29由通过MOT计时器28的输出MOT对断开定时检测信号OFF_SIG进行屏蔽的逻辑电路(例如，与门)和RS触发器等构成，若接通定时检测电路21的输出信号ON_SIG上升则使栅极驱动电压VG变化为高电平来使同步整流用的MOS晶体管S0接通，在断开定时检测电路22的输出信号OFF_SIG的定时使栅极驱动电压VG变化为低电平，来生成使S0断开的控制信号。此时，通过从MOT计时器28输出的最小接通时间信号MOT对OFF_SIG信号进行屏蔽，禁止向接通/断开控制电路29的输入，防止在MOT期间内断开而效率下降。
接着，使用图3～图5对二次侧控制电路20的动作进行说明。其中，图3是用于说明计时器值－电压变换电路25以及MOT计时器28的功能的波形图，图4是用于说明采样保持&电压比较电路26以及MOT计时器28的功能的波形图。
在图3和图4中，(a)示出了同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS，(b)示出了作为对表示漏极电压VDS的波峰期间Tp和波谷期间Tb的计时器值进行变换而得的电压而生成的MOT阈值Vmot，(c)示出了MOT计时器28的计时器值，(d)示出了MOT计时器28的输出(最小接通时间信号)MOT的变化。在图3的(b)中，实线D是计时器的值，虚线S是在特定的定时对实线D进行采样而生成的电压，向MOT计时器28供给该电压作为MOT阈值Vmot。
如图3的(b)所示那样，计时器值(实线D)反复进行如下的变化：在(a)所示的漏极电压VDS的波峰期间Tp结束的接通定时t1下降(复位)、在VDS的波谷期间Tb的期间(t1～t2)上升，在电流不连续期间等VDS既不是波峰也不是波谷的期间维持同一值，之后到下个接通定时t4为止上升。在该过程中，若波峰期间Tp与波谷期间Tb的和变小，则如图3的(b)的虚线S所示，计时器的波峰值Vmot变低。
然后，若MOT阈值Vmot变低，则如图3的(c)所示，MOT计时器28的计时器值到达阈值Vmot为止的时间变短，如图3的(d)所示那样，从MOT计时器28输出的最小接通时间信号MOT的脉冲宽度变窄。
如上所述，根据漏极电压VDS的波峰期间Tp的大小和波谷期间Tb的大小这两者调整最小接通时间信号MOT的脉冲宽度，由此，即使漏极电压的波峰值和波峰宽度与输入电压成比例地变化，也能够抑制输入电压的影响而与负荷的大小对应地决定适当的最小接通时间，防止因最小接通时间过长而发生流过逆流的现象。另外，在图3和图4中，(a)的漏极电压VDS的t2～t3期间的波形是在轻负荷时的电流不连续模式下出现的由谐振导致的波形。
在本实施例的二次侧控制电路20中，如图4所示，在通过采样保持&电压比较电路26采样的前一周期的MOT阈值Vmot1与当前周期的MOT阈值Vmot2的差大到预定以上时，从采样保持&电压比较电路26向MOT计时器28输出缩短触发脉冲TG1，使最小接通时间信号MOT的脉冲宽度缩短。
这样，从MOT计时器28输出的最小接通时间信号MOT如图4的(d)中原本用虚线所示那样，在MOT计时器28的计时器值到达阈值Vmot的时间点变化为低电平的最小接通时间信号MOT如实线所示那样提前下降。
通过进行上述这样的最小接通时间信号MOT的脉冲宽度调整，在一次侧的动作急剧大幅度变化的情况下，可以使得二次侧的最小接通时间不会从最佳值偏离得较大。
接着，使用图5说明波峰波谷比计算电路27以及MOT计时器28的功能。在图5中，(a)表示将同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS简化了的波形，(b)表示波峰波谷比计算电路27的检测漏极电压VDS的波峰期间Tp的计时器的值(虚线)以及检测波峰期间Tp和波谷期间Tb即Tp+Tb的计时器的值(实线)的变化方式，(c)表示从波峰波谷比计算电路27输出的信号(脉冲)。向MOT计时器28供给图5的(c)的信号(脉冲)作为缩短触发脉冲TG2。另外，在图5中，(d)表示供给了缩短触发脉冲TG2时的MOT计时器28的动作。
在波峰波谷比计算电路27中，与检测Tp+Tb的计时器分开地设置检测波峰期间Tp的计时器，通过改变计时器值的斜率对时间附加权重。例如，通过恒流源和电容器构成计时器的情况下，通过使恒流源的电流值不同，能够改变计时器值的斜率。然后，在漏极电压VDS的波峰期间Tp结束的定时(图5的t11、t12、t13)进行两个计时器值的比较，在Tp的计时器值＞(Tp+Tb)的计时器值时，生成并输出缩短下个周期的最小接通时间信号MOT的触发脉冲TG2(图5的(c))。
这样，计算出漏极电压VDS的波峰期间Tp的计时器值与波谷期间Tb的计时器值的比率，在波峰期间Tp的计时器值比波谷期间Tb的计时器值大到预定以上的情况下，能够输出缩短触发脉冲TG2。
并且，通过进行上述这样的最小接通时间信号MOT的脉冲宽度调整，例如在二次侧的负荷大幅度变化等，波峰期间Tp与波谷期间Tb的比例变化较大的情况下，可以使二次侧的最小接通时间不会从最佳值偏离得较大。
图6是表示构成上述二次侧控制电路20的波峰期间检测计时器电路23、波谷期间检测计时器电路24、计时器值－电压变换电路25、采样保持&电压比较电路26以及波峰波谷比计算电路27的具体例的电路例。
其中，如图6所示，波峰期间检测计时器电路23由比较漏极电压VDS与预定的阈值电压Vt1来检测波峰期间的开始点的比较器CMP1、串联连接在电源电压端子VCC与接地点之间的恒流源CC1、开关S1以及电容器C0构成，波谷期间检测计时器电路24由比较漏极电压VDS与预定的阈值电压Vt2来检测波谷期间的开始点的比较器CMP2、串联连接在电源电压端子VCC与接地点之间的恒流源CC2、开关S2以及电容器C0构成。并且，电容器C0作为计时器值－电压变换电路25发挥功能。并且，与电容器C0并联地连接有使电容器C0的充电电荷放电的复位用开关Sr，并且设有生成与比较器CMP2的输出信号的下降同步地接通开关Sr来使电容器C0的充电电荷放电的复位脉冲RP的单触发脉冲生成电路OSP。
如上所述，在本实施例中，波峰期间检测计时器电路23、波谷期间检测计时器电路24以及计时器值－电压变换电路25构成为共用了电容器(C0)的一体的电路。
采样保持&电压比较电路26具备：电容器Cs1、连接在该电容器Cs1的充电节点N1与上述电容器C0的充电节点N0之间的采样用的开关S3、对电容器Cs1的充电电压进行阻抗变换并传递给后级的缓冲器BFF、用于保持所传递的电压的电容器Cs2、连接在缓冲器BFF与电容器Cs2的充电节点N2之间的保持用的开关S4、生成对上述开关S3、S4进行接通、断开的信号的采样保持控制电路SHC。
并且，采样保持&电压比较电路26具备将上述电容器Cs2的保持电压输入到一个输入端子(+)的比较器CMP3、将向电容器Cs1的充电电压赋予了预定的偏移后的电压输入到比较器CMP3的另一个输入端子(-)的偏移赋予单元OSG，比较器CMP3在电容器Cs2所保持的前一个周期的电压与取入到电容器Cs1的当前周期的电压的差为上述偏移量以上时，向MOT计时器28输出缩短触发脉冲TG1。此外，向MOT计时器28供给上述电容器Cs1的保持电压作为MOT阈值Vmot。
波峰波谷比计算电路27由串联连接在电源电压端子VCC与接地点之间的恒流源CC3以及电容器C3、与电容器C3并联连接的复位用的开关S5、比较电容器C3的充电电压与计时器值－电压变换电路25的电容器C0的充电电压的比较器CMP4、将CMP4的输出变换为对MOT计时器28的输入信号(脉冲)的触发脉冲生成电路TRG2构成。
恒流源CC3的电流值被设定为比恒流源CC1、CC2的电流值大的值，通过将波峰期间检测计时器电路23的比较器CMP1的输出进行反转而得的信号控制开关S5。由此，电容器C3仅在漏极电压VDS的波峰期间Tp通过恒流源CC3的电流被充电。
另一方面，计时器值－电压变换电路25的电容器C0在漏极电压VDS的波峰期间Tp和波谷期间Tb相加而得的(Tp+Tb)的期间一直被充电。
因此，波峰波谷比计算电路27的比较器CMP4能够判定Tp的计时器值＞(Tp+Tb)的计时器值的关系是否成立。
然后，在上述不等式的关系成立时，比较器CMP4经由触发脉冲生成电路TRG2向MOT计时器28输出缩短触发脉冲TG2。触发脉冲生成电路TRG2判断比较器CMP4的输出，与MOT计时器28动作的定时对应地生成缩短触发脉冲TG2。另外，也可以在比较器CMP4的反相输入端子设置赋予预定的偏移的单元，由此在波峰期间Tp比波谷期间Tb大预定以上时，输出缩短触发脉冲TG2。
图7示出了构成上述二次侧控制电路20的MOT计时器28的具体的电路例。
如图7所示，MOT计时器28具备计时器电路TMR，该计时器电路TMR由串联连接在电源电压端子VCC与接地点之间的恒流源CC4以及电容器C4、与电容器C4并联连接的复位用的开关S6构成。开关S6通过将来自上述接通定时检测电路21的检测信号ON_SIG进行反转而得的信号进行接通、断开控制。由此，计时器电路TMR仅在接通定时检测信号ON_SIG为高电平的期间通过恒流源CC4的电流对电容器C4进行充电，从而输出相当于应接通同步整流用MOS晶体管S0的期间的计时器值。
此外，MOT计时器28具备：或门G1，其取来自上述采样保持&电压比较电路26的缩短触发脉冲TG1与来自波峰波谷比计算电路27的缩短触发脉冲TG2的逻辑或；切换开关S7，其根据或门G1的输出，选择来自采样保持&电压比较电路26的MOT阈值Vmot和比Vmot低的预定的基准电压Vref中的一方；比较器CMP5，其比较所选择的电压与计时器电路TMR的电容器C4的充电电压；以及与门G2，其输入来自上述接通定时检测电路21的检测信号ON_SIG和上述比较器CMP5的输出。并且，将与门G2的输出设为上述最小接通时间信号MOT，并输出至后级的接通/断开控制电路29。另外，也可以设置以将与门G2的输出反转的信号和来自上述接通定时检测电路21的检测信号OFF_SIG为输入的与门，并将该与门的输出供给至接通/断开控制电路29。
图8示出了构成上述二次侧控制电路20的接通/断开控制电路29以及栅极驱动电路30的具体的电路例。
如图8的(A)所示，栅极驱动电路30由串联连接在电源电压端子VCC与接地点GND之间的P沟道MOS晶体管M1和N沟道MOS晶体管M2构成，在M1与M2的连接节点连接有同步整流用MOS晶体管S0的栅极端子。
另一方面，接通/断开控制电路29具备以接通定时检测电路21的输出ON_SIG和来自MOT计时器28的最小接通时间信号MOT为输入的三输入与非门G3、以断开定时检测电路22的出力OFF_SIG和通过反相器INV将来自MOT计时器28的最小接通时间信号MOT进行反转后的信号为输入的三输入与门G4。反相器INV的输出信号作为禁止断开定时检测电路22的输出OFF_SIG的输入的屏蔽信号而发挥功能。
此外，接通/断开控制电路29具备由分别延迟与非门G3和与门G4的输出的串联的反相器串构成的延迟电路DLY1、DLY2，通过延迟电路DLY1延迟的信号被反馈输入到与门G4，此外，通过延迟电路DLY2延迟的信号被反馈输入到与非门G3，由此附加死区时间，以便不在构成栅极驱动电路30的MOS晶体管M1、M2中流过贯通电流。
在本实施例的接通/断开控制电路29中，即使通过接通定时检测信号ON_SIG接通源侧MOS晶体管M1后立即输入了断开定时检测信号OFF_SIG，通过与门G4和最小接通时间信号MOT被屏蔽，随着最小接通时间的经过，源侧MOS晶体管M1被断开，源侧、漏侧的MOS晶体管M1、M2均被断开。即使源侧的MOS晶体管M1被断开，栅极驱动电路30的输出电压VG通过同步整流用MOS晶体管S0的栅极电容被维持，S0维持接通状态。然后，延迟电路DLY1的输出在预定的延迟时间后成为高电平，因此三输入与门G4不等待延迟电路DLY1的响应，而能够根据断开定时检测信号OFF_SIG来接通漏侧MOS晶体管M2。
与此相对，没有基于最小接通时间信号MOT的源侧晶体管M1的断开的情况下，按照源侧开关(M1)断开→漏侧开关(M2)接通的流程进行同步整流用MOS晶体管S0的断开。此时，通过延迟电路DLY1、DLY2赋予死区时间，由此能够防止源侧和漏侧开关的同时接通造成的贯通电流。因此，若断开源侧开关M1且未经过基于延迟电路DLY1的延迟时间，则无法接通漏侧开关M2，因此在同步整流用MOS晶体管S0的断开中发生延迟。
在本实施例的接通/断开控制电路29中，在最小接通时间经过时间点首先断开源侧开关(M1)，由此能够缩短基于延迟电路DLY1的延迟时间量的时间，能够使从检测到断开定时检测信号OFF_SIG起到断开同步整流用MOS晶体管S0为止的时间高速化。
另外，接通/断开控制电路29并不限定于图8的(A)的结构，例如也可以如图8的(B)所示，通过将栅极驱动电路30的P沟道MOS晶体管M1变更为N沟道MOS晶体管的结构而得到同样的效果。并且，在该情况下，能够通过将图8的(A)的接通/断开控制电路29内的三输入与非门G3变更为三输入与门，使延迟电路DRY1的反相器增加1级来实现。另外，也可以使延迟电路DRY1的反相器减少1级来代替增加1级。
这样，将MOS晶体管M1变更为N沟道MOS晶体管的情况下，栅极驱动电压VG的最大值被限制为从晶体管M1的栅极电压减去M1的阈值电压而得的值，因此能够容易对栅极驱动电压VG的上限进行钳位。
如以上说明的那样，在上述实施方式的二次侧控制电路中，具备以二次侧同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS的波峰期间和波谷期间为基础来设定最小接通时间MOT的MOT计时器电路28，因此能够自动地调整根据电源装置的动作条件而最佳值不同的最小接通时间。此外，对每个脉冲(每个周期)设定最小接通时间，因此也能够迅速跟随电源装置的启动/停止、负荷的变动等最佳的最小接通时间变化得较大的过渡时的动作。
此外，在二次侧的动作中存在突发模式、电流不连续动作时的谐振期间等开关停止后漏极电压VDS取中间电位的期间，但在上述实施方式的二次侧控制电路中，仅将漏极电压VDS的波峰期间和波谷期间用于基准，因此能够去除开关停止期间的漏极电压VDS，设定最佳的最小接通时间。此外，漏极电压VDS的波峰期间受到交流输入电压的影响，但相当于二次侧导通期间的波谷期间不受影响，因此将波峰期间和波谷期间的双方使用于最小接通时间设定的基准，从而能够降低电流(AC)输入电压的影响。
并且，在上述实施方式的二次侧控制电路中，根据漏极电压VDS的波峰期间与波谷期间的比率对最小接通时间进行调整，因此能够间接地计算出一次侧与二次侧的接通占空比来调整最小接通时间。在一般的绝缘型电源装置中，接通占空比最大为0.5左右，达到0.5以上的接通占空比的情况下，是从通常的动作偏离的区域，因此为了安全需要将最小接通时间设定得较小，但在上述实施方式中能够进行这样的最小接通时间的调整(缩短)。
作为具体的达到大占空比的行为的例子，例如在PWM方式的情况下，若引起次谐波振荡，则接通占空比超过0.5，但在该情况下，二次侧的导通期间变短，因此若是最小接通时间较长的设定，则流过逆流。此外，在QR(反激模拟谐振)方式的情况下，若输入电压下降则接通占空比超过0.5，但因为是QR方式，因此开关频率也下降，波峰期间+波谷期间变长，与最小接通时间取最大值的状态无关，负荷较轻时必要的最小接通时间变短，因此有可能产生逆流。并且，在一次侧设有由电感器和电容器构成的谐振电路的LLC方式的情况下，以接通占空比成为0.5的方式进行控制动作，因此从0.5偏离的状态是异常状态或突发模式动作时负荷不稳定或较轻时，因此在接通占空比变大的情况下，若最小接通时间变长，则有可能发生逆流。
并且，在上述实施方式的二次侧控制电路中，存储最小接通时间的设定值，在每个脉冲(每个周期)进行比较，在最小接通时间的减少量比既定的值大的情况下，将最小接通时间设为最短，因此能够防止因负荷的急减或异常动作等，最小接通时间变得比二次侧导通期间长而发生逆流的情况。
此外，在上述实施方式的二次侧控制电路中，区分驱动二次侧同步整流用MOS晶体管的栅极驱动器的源(接通)侧和漏(断开)侧的开关的驱动信号，在断开时，首先在经过了最小接通时间后解除源侧开关的接通状态。通常，在断开时，以源(source)的接通解除→防止同时接通的死区时间→漏(sink)启动这样的流程进行了控制，但如上述实施方式所示，经过最小接通时间后首先切断源侧开关，从而能够使同步整流用MOS晶体管的断开高速化。
以上，根据实施方式具体地说明了由本发明人进行的发明，但本发明并不限定于上述实施方式。例如，在上述实施方式中，波峰波谷比计算电路27根据漏极电压VDS的波峰期间Tp与(Tp+Tb)的比率进行了判定，但也可以在计时器电路23、24以及计时器值－电压变换电路25中分别对波峰期间Tp和波谷期间Tb进行计时，在波峰波谷比计算电路27中根据Tp与Tb的比率进行判定。
此外，在上述实施方式中，对各种期间进行计时的计时器电路由恒流源和电容器形成的模拟计时器电路构成，但也可以由对预定频率的时钟信号进行计数的数字计时器电路构成。
并且，本发明的二次侧同步整流控制电路并不限定于图1所示那样的反激方式开关电源装置(DC-DC变换器)，例如也可以应用于半桥方式等其他方式的DC-DC变换器。此外，也可以应用于在一次侧设有由电感器和电容器构成的电流谐振电路的LLC谐振变换器。
并且，具有2个同步整流用MOS晶体管的半桥模拟谐振方式的DC-DC变换器的情况下，既可以通过分别对应地设置的二次侧控制电路对2个同步整流用MOS晶体管进行控制，也可以通过共用的二次侧控制电路对2个同步整流用MOS晶体管进行控制。
此外，在构成为通过共用的二次侧控制电路进行控制的情况下，二次侧的一方的漏极电压VDS的波峰/波谷相当于另一方的漏极电压VDS的波谷/波峰，因此根据一方的漏极电压VDS设定最小接通时间，由此能够减小电路规模，或在测定双方的漏极电压VDS而在波峰/波谷的状态中产生了差异时判断为异常。

Claims (7)

1.一种开关电源装置，具有：电压变换用的变压器；同步整流用MOS晶体管，其以串联方式与该变压器的二次侧线圈连接；以及二次侧控制电路，其根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压，对该同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制，其特征在于，
上述开关电源装置具备：最小接通时间设定电路，其根据由上述二次侧控制电路检测出的波峰期间以及波谷期间，设定上述同步整流用MOS晶体管的接通时的最小接通时间。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
上述二次侧控制电路具备：
波峰期间检测电路，其检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间；以及
波谷期间检测电路，其检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波谷期间，
上述最小接通时间设定电路根据由上述波峰期间检测电路检测出的波峰期间和由上述波谷期间检测电路检测出的波谷期间，设定上述同步整流用MOS晶体管的接通时的最小接通时间。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
上述最小接通时间设定电路具备：
最小接通时间设定基准电压生成电路，其生成与检测出的上述波峰期间以及上述波谷期间对应的设定基准电压；
调整信号生成电路，其生成与检测出的上述波峰期间与上述波谷期间的比率对应的调整信号；以及
最小接通时间信号生成电路，其根据由上述最小接通时间设定基准电压生成电路生成的基准电压和由上述调整信号生成电路生成的调整信号，生成相当于最小接通时间的最小接通时间信号。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，
上述最小接通时间设定基准电压生成电路、上述调整信号生成电路以及上述最小接通时间信号生成电路分别按上述同步整流用MOS晶体管的开关周期生成设定基准电压、调整信号以及最小接通时间信号。
5.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
上述调整信号生成电路在检测出的上述波峰期间与上述波谷期间的比率为预定值以上的情况下生成上述调整信号，上述最小接通时间信号生成电路在接受上述调整信号时生成向使上述最小接通时间变短的方向进行调整后的最小接通时间信号。
6.根据权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于，
上述开关电源装置具备按开关周期取入并保持上述基准电压的采样保持电路、判定与一个周期前的基准电压的差的电压差判定电路，
在与一个周期前的基准电压的差大于预定值的情况下，上述最小接通时间信号生成电路生成向使上述最小接通时间变短的方向进行调整后的最小接通时间信号。
7.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其特征在于，
上述开关电源装置具备：
栅极驱动电路，其具备源侧开关和漏侧开关，生成对上述同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的栅极驱动电压；
断开定时检测电路，其根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压，检测使该同步整流用MOS晶体管断开的定时；
接通定时检测电路，其根据上述漏极电压，检测使上述同步整流用MOS晶体管接通的定时；以及
接通、断开控制电路，其根据上述断开定时检测电路的检测信号、上述接通定时检测电路的检测信号以及上述最小接通时间信号，生成对上述同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的控制信号，
上述接通、断开控制电路随着上述最小接通时间信号表示的最小接通时间的经过，使上述栅极驱动电路的源侧开关断开。
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