JP2913889B2 - Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法Info
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- JP2913889B2 JP2913889B2 JP3099388A JP9938891A JP2913889B2 JP 2913889 B2 JP2913889 B2 JP 2913889B2 JP 3099388 A JP3099388 A JP 3099388A JP 9938891 A JP9938891 A JP 9938891A JP 2913889 B2 JP2913889 B2 JP 2913889B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変
調）インバータの予測形瞬時値制御方法に関し、詳しく
は、ＵＰＳ（無停電電源装置）等に用いられるＰＷＭイ
ンバータの出力電圧、出力電流及び負荷電流等の瞬時値
が指令値に一致するような所定幅のＰＷＭパルスをディ
ジタル的に予測演算して求め、このＰＷＭパルスにより
インバータを制御するようにした制御方法に関する。
調）インバータの予測形瞬時値制御方法に関し、詳しく
は、ＵＰＳ（無停電電源装置）等に用いられるＰＷＭイ
ンバータの出力電圧、出力電流及び負荷電流等の瞬時値
が指令値に一致するような所定幅のＰＷＭパルスをディ
ジタル的に予測演算して求め、このＰＷＭパルスにより
インバータを制御するようにした制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭインバータの出力電圧に関する従
来の予測形瞬時値制御方法を、図６及び図７を参照しつ
つ説明する。図６はＰＷＭインバータシステム全体の構
成図であり、図において１はＰＷＭインバータ、２はＬ
Ｃフィルタ、３は負荷（抵抗値Ｒ）、４は直流電源電圧
Ｅをアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、５は
後述するマイコン７との間で信号の授受を行ない、イン
バータ１の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを
生成して出力するゲート回路、６はＬＣフィルタ２の出
力電圧Ｖをアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換
器、７はＡ／Ｄ変換器４，６からの各電圧Ｅ，Ｖを入力
し、これらを所定の周期でサンプリングしたデータに基
づいてゲート回路５に加える信号を演算し出力するマイ
コンである。なお、図６において、ＶiはＬＣフィルタ
２の入力電圧を示している。
来の予測形瞬時値制御方法を、図６及び図７を参照しつ
つ説明する。図６はＰＷＭインバータシステム全体の構
成図であり、図において１はＰＷＭインバータ、２はＬ
Ｃフィルタ、３は負荷（抵抗値Ｒ）、４は直流電源電圧
Ｅをアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、５は
後述するマイコン７との間で信号の授受を行ない、イン
バータ１の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを
生成して出力するゲート回路、６はＬＣフィルタ２の出
力電圧Ｖをアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換
器、７はＡ／Ｄ変換器４，６からの各電圧Ｅ，Ｖを入力
し、これらを所定の周期でサンプリングしたデータに基
づいてゲート回路５に加える信号を演算し出力するマイ
コンである。なお、図６において、ＶiはＬＣフィルタ
２の入力電圧を示している。
【０００３】このような構成において、ＬＣフィルタ２
を介したインバータ１の出力電圧Ｖの予測形瞬時値制御
は次のように行なわれている。すなわち、従来では、図
７に示すように所定のサンプリング期間Ｔごとにディジ
タルデータとしての出力電圧Ｖをサンプリングし、例え
ば現時点のサンプリング点ｋでの出力電圧検出値Ｖ(k)
と、前回のサンプリング点（ｋ−１）での出力電圧検出
値Ｖ(k-1)と、次回のサンプリング点（ｋ＋１）での出
力電圧指令値Ｖ(k+1)と、前回のサンプリング期間にお
けるＰＷＭパルス幅Ｕ(k-1)等に基づき、次回のサンプ
リング点（ｋ＋１）における出力電圧をその指令値Ｖ
(k+1)に一致させるようなＰＷＭパルス幅Ｕ(k)を予測演
算し、このＰＷＭパルスによりインバータ１を制御して
いた。ここで、ＰＷＭパルスは、図７に示すようにサン
プリング期間Ｔの中央において発生させ、また、その大
きさは直流電源電圧Ｅまたは−Ｅの値となっている。な
お、この予測形瞬時値制御方法については、「ＵＰＳの
予測形瞬時値制御ＰＷＭインバータ」（羽根吉寿正 他
ＳＰＣ８９−２５）に詳しく説明されている。
を介したインバータ１の出力電圧Ｖの予測形瞬時値制御
は次のように行なわれている。すなわち、従来では、図
７に示すように所定のサンプリング期間Ｔごとにディジ
タルデータとしての出力電圧Ｖをサンプリングし、例え
ば現時点のサンプリング点ｋでの出力電圧検出値Ｖ(k)
と、前回のサンプリング点（ｋ−１）での出力電圧検出
値Ｖ(k-1)と、次回のサンプリング点（ｋ＋１）での出
力電圧指令値Ｖ(k+1)と、前回のサンプリング期間にお
けるＰＷＭパルス幅Ｕ(k-1)等に基づき、次回のサンプ
リング点（ｋ＋１）における出力電圧をその指令値Ｖ
(k+1)に一致させるようなＰＷＭパルス幅Ｕ(k)を予測演
算し、このＰＷＭパルスによりインバータ１を制御して
いた。ここで、ＰＷＭパルスは、図７に示すようにサン
プリング期間Ｔの中央において発生させ、また、その大
きさは直流電源電圧Ｅまたは−Ｅの値となっている。な
お、この予測形瞬時値制御方法については、「ＵＰＳの
予測形瞬時値制御ＰＷＭインバータ」（羽根吉寿正 他
ＳＰＣ８９−２５）に詳しく説明されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の制御方法で
は、例えば冗長化システムにより複数台のＵＰＳを並列
運転して単一の負荷に電源を供給するような場合におい
ても、各インバータの出力電圧Ｖのみをフィードバック
してその検出値が指令値に一致するように制御してい
る。すなわち、従来では各インバータによる負荷電流の
分担等を何ら考慮することなく出力電圧のみを制御して
いるため、制御が不安定になり、場合によってはインバ
ータを並列運転することが不可能であった。
は、例えば冗長化システムにより複数台のＵＰＳを並列
運転して単一の負荷に電源を供給するような場合におい
ても、各インバータの出力電圧Ｖのみをフィードバック
してその検出値が指令値に一致するように制御してい
る。すなわち、従来では各インバータによる負荷電流の
分担等を何ら考慮することなく出力電圧のみを制御して
いるため、制御が不安定になり、場合によってはインバ
ータを並列運転することが不可能であった。
【０００５】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、インバータの出
力電圧以外に出力電流や負荷電流等の瞬時値のフィード
バック制御を行なうことにより、所望の負荷分担を実現
してインバータの並列運転を支障なく行なえるようにし
たＰＷＭインバータの予測形瞬時値制御方法を提供する
ことにある。
れたもので、その目的とするところは、インバータの出
力電圧以外に出力電流や負荷電流等の瞬時値のフィード
バック制御を行なうことにより、所望の負荷分担を実現
してインバータの並列運転を支障なく行なえるようにし
たＰＷＭインバータの予測形瞬時値制御方法を提供する
ことにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、ＰＷＭインバータの出力電圧、出力電流
及び負荷電流の瞬時値が各指令値に一致するようにイン
バータに与えるＰＷＭパルスを予測演算するＰＷＭイン
バータの予測形瞬時値制御方法において、前記出力電
圧、出力電流及びインバータ単機の負荷電流並びにイン
バータの入力電圧の各瞬時値を所定期間ごとにサンプリ
ングして得た各検出値と、各サンプリング点における出
力電圧指令値と、この出力電圧を確立するためのインバ
ータ出力側のコンデンサの電流指令値とインバータ単機
の負荷電流予測値との和である出力電流指令値と、並列
接続される複数台のインバータによって個々に分担され
るべき分担負荷電流指令値とに基づき、今回のサンプリ
ング点において次回のサンプリング点における分担負荷
電流及び出力電流指令値を予測すると共に、この出力電
流指令値と、次回のサンプリング点における出力電圧指
令値と、今回のサンプリング点における出力電圧検出値
及び出力電流検出値と、前回のサンプリング点における
出力電圧検出値及びインバータ単機の負荷電流検出値
と、前回及び今回のサンプリング点の間に出力されたＰ
ＷＭパルス幅とに基づいて今回及び次回のサンプリング
点の間に出力するべきＰＷＭパルス幅を演算するもので
ある。
に、本発明は、ＰＷＭインバータの出力電圧、出力電流
及び負荷電流の瞬時値が各指令値に一致するようにイン
バータに与えるＰＷＭパルスを予測演算するＰＷＭイン
バータの予測形瞬時値制御方法において、前記出力電
圧、出力電流及びインバータ単機の負荷電流並びにイン
バータの入力電圧の各瞬時値を所定期間ごとにサンプリ
ングして得た各検出値と、各サンプリング点における出
力電圧指令値と、この出力電圧を確立するためのインバ
ータ出力側のコンデンサの電流指令値とインバータ単機
の負荷電流予測値との和である出力電流指令値と、並列
接続される複数台のインバータによって個々に分担され
るべき分担負荷電流指令値とに基づき、今回のサンプリ
ング点において次回のサンプリング点における分担負荷
電流及び出力電流指令値を予測すると共に、この出力電
流指令値と、次回のサンプリング点における出力電圧指
令値と、今回のサンプリング点における出力電圧検出値
及び出力電流検出値と、前回のサンプリング点における
出力電圧検出値及びインバータ単機の負荷電流検出値
と、前回及び今回のサンプリング点の間に出力されたＰ
ＷＭパルス幅とに基づいて今回及び次回のサンプリング
点の間に出力するべきＰＷＭパルス幅を演算するもので
ある。
【０００７】
【作用】本発明によれば、インバータ出力電圧指令値だ
けでなく、並列運転されるインバータの台数に応じた分
担負荷電流指令値を考慮した出力電流指令値をも考慮し
て制御ループを構成しているため、インバータの並列運
転時に適正な負荷分担を行なわせることができる。これ
により、出力電圧のみによる制御に比べて、安定した瞬
時値制御を行うことができる。
けでなく、並列運転されるインバータの台数に応じた分
担負荷電流指令値を考慮した出力電流指令値をも考慮し
て制御ループを構成しているため、インバータの並列運
転時に適正な負荷分担を行なわせることができる。これ
により、出力電圧のみによる制御に比べて、安定した瞬
時値制御を行うことができる。
【０００８】また、本発明では必要に応じて、今回のサ
ンプリング点ｋからＰＷＭパルス幅の演算等に要する所
定時間だけ先行したタイミングにおいて、サンプリング
点ｋから次のサンプリング点（ｋ＋１）に至る期間に出
力するべきＰＷＭパルス幅をサンプリング点ｋまでに演
算することができる。これによってＰＷＭパルスを１０
０％出力可能とし、電圧利用率を向上させることができ
る。
ンプリング点ｋからＰＷＭパルス幅の演算等に要する所
定時間だけ先行したタイミングにおいて、サンプリング
点ｋから次のサンプリング点（ｋ＋１）に至る期間に出
力するべきＰＷＭパルス幅をサンプリング点ｋまでに演
算することができる。これによってＰＷＭパルスを１０
０％出力可能とし、電圧利用率を向上させることができ
る。
【０００９】
【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明す
る。図１はこの実施例が適用されるＰＷＭインバータシ
ステム全体の構成を示すもので、図６と同一の構成要素
には同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異なる部
分を中心に説明する。すなわちこの実施例において、瞬
時値制御を行なうコントローラ８には、ＰＷＭインバー
タ１に入力される直流電源電圧Ｅ及びＬＣフィルタ２を
介した出力電圧Ｖの他に、ＰＷＭインバータ１の出力電
流Ｉ（出力電圧Ｖを確立するのに必要なコンデンサ電流
ＩCと、インバータ単機による負荷電流ＩRとの和）、負
荷電流ＩR、更には、実際の負荷電流の検出値ＩL′を分
担負荷電流指令値演算器９に取り込んでインバータ１の
並列台数により算出した１台あたりの分担負荷電流指令
値ＩLが入力されている。また、コントローラ８は出力
電圧指令値Ｖ、出力電流指令値Ｉを演算により生成し、
これらと前記分担負荷電流指令値ＩL及び前記Ｅ，Ｖ，
Ｉ，ＩRの各検出値等を用いて後述する瞬時値制御演算
を実行し、ＰＷＭインバータ１のスイッチング素子にパ
ルス幅ＵのＰＷＭパルスを与えるように構成されてい
る。
る。図１はこの実施例が適用されるＰＷＭインバータシ
ステム全体の構成を示すもので、図６と同一の構成要素
には同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異なる部
分を中心に説明する。すなわちこの実施例において、瞬
時値制御を行なうコントローラ８には、ＰＷＭインバー
タ１に入力される直流電源電圧Ｅ及びＬＣフィルタ２を
介した出力電圧Ｖの他に、ＰＷＭインバータ１の出力電
流Ｉ（出力電圧Ｖを確立するのに必要なコンデンサ電流
ＩCと、インバータ単機による負荷電流ＩRとの和）、負
荷電流ＩR、更には、実際の負荷電流の検出値ＩL′を分
担負荷電流指令値演算器９に取り込んでインバータ１の
並列台数により算出した１台あたりの分担負荷電流指令
値ＩLが入力されている。また、コントローラ８は出力
電圧指令値Ｖ、出力電流指令値Ｉを演算により生成し、
これらと前記分担負荷電流指令値ＩL及び前記Ｅ，Ｖ，
Ｉ，ＩRの各検出値等を用いて後述する瞬時値制御演算
を実行し、ＰＷＭインバータ１のスイッチング素子にパ
ルス幅ＵのＰＷＭパルスを与えるように構成されてい
る。
【００１０】ここで、コントローラ８は、図６における
マイコン７、Ａ／Ｄ変換器４，６及びゲート回路５をす
べて含むものであり、制御回路の構成としては実質上、
図６の構成と異なるところはない。また、図示されてい
ないが、ＰＷＭインバータ１及びＬＣフィルタ２からな
る主回路並びにコントローラ８は負荷３の反対側にも接
続されており、これら２台のインバータ１を必要に応じ
並列運転して負荷３に交流電力を供給できるように構成
されている。
マイコン７、Ａ／Ｄ変換器４，６及びゲート回路５をす
べて含むものであり、制御回路の構成としては実質上、
図６の構成と異なるところはない。また、図示されてい
ないが、ＰＷＭインバータ１及びＬＣフィルタ２からな
る主回路並びにコントローラ８は負荷３の反対側にも接
続されており、これら２台のインバータ１を必要に応じ
並列運転して負荷３に交流電力を供給できるように構成
されている。
【００１１】次に、この実施例における予測形瞬時値制
御方法を具体的に説明する。まず、図２はこの実施例に
おける制御原理を説明するためにＰＷＭインバータ１の
出力側回路の状態変数を示したブロック線図である。こ
のブロック線図において、ＰＷＭインバータ１の出力電
流及び出力電圧の微分値は、次の数式１及び数式２によ
って表される。
御方法を具体的に説明する。まず、図２はこの実施例に
おける制御原理を説明するためにＰＷＭインバータ１の
出力側回路の状態変数を示したブロック線図である。こ
のブロック線図において、ＰＷＭインバータ１の出力電
流及び出力電圧の微分値は、次の数式１及び数式２によ
って表される。
【００１２】
【数１】
【００１３】
【数２】
【００１４】これらの数式１，数式２を連続系の状態方
程式によって示すと数式３が得られる。
程式によって示すと数式３が得られる。
【００１５】
【数３】
【００１６】ここで、“Ｌ”に上付きの添字“−１”を
付したものをラプラス逆変換、“ｓ”をラプラス演算
子、“Ｉ”を単位行列とし、以下の数式４にて示される
行列Ａを定義する。なお、数式４において、αは数式５
によって表される。
付したものをラプラス逆変換、“ｓ”をラプラス演算
子、“Ｉ”を単位行列とし、以下の数式４にて示される
行列Ａを定義する。なお、数式４において、αは数式５
によって表される。
【００１７】
【数４】
【００１８】
【数５】
【００１９】同じく、行列Ｂを数式６により、また、行
列Ｃを数式７により定義する。
列Ｃを数式７により定義する。
【００２０】
【数６】
【００２１】
【数７】
【００２２】上記数式５，数式６，数式７において、行
列Ａ，Ｂ，Ｃをパラメータａ1〜ａ4、ｂ1，ｂ2、ｃ1，
ｃ2によりそれぞれ置き換えて表示すると、次の数式
８，数式９，数式１０を得る。
列Ａ，Ｂ，Ｃをパラメータａ1〜ａ4、ｂ1，ｂ2、ｃ1，
ｃ2によりそれぞれ置き換えて表示すると、次の数式
８，数式９，数式１０を得る。
【００２３】
【数８】
【００２４】
【数９】
【００２５】
【数１０】
【００２６】ここで、次回のサンプリング点（ｋ＋１）
における出力電流指令値Ｉ(k+1)及び出力電圧指令値Ｖ
(k+1)を今回のサンプリング点ｋにおける出力電流検出
値Ｉ(k)、出力電圧検出値Ｖ(k)、ＰＷＭパルス幅Ｕ(k)
及びインバータ単機による負荷電流検出値ＩR(k)を用い
て表すと、次の数式１１のようになる。
における出力電流指令値Ｉ(k+1)及び出力電圧指令値Ｖ
(k+1)を今回のサンプリング点ｋにおける出力電流検出
値Ｉ(k)、出力電圧検出値Ｖ(k)、ＰＷＭパルス幅Ｕ(k)
及びインバータ単機による負荷電流検出値ＩR(k)を用い
て表すと、次の数式１１のようになる。
【００２７】
【数１１】
【００２８】この数式１１の左辺を行列Ｘ(k+1)と置く
と、数式１１は数式１２に変換される。
と、数式１１は数式１２に変換される。
【００２９】
【数１２】
【００３０】数式１２をゼット変換すると、数式１３，
数式１４，数式１５を得る。
数式１４，数式１５を得る。
【００３１】
【数１３】
【００３２】
【数１４】
【００３３】
【数１５】
【００３４】これらの数式において、初期状態Ｘ(0)＝
０とすると数式１６が得られ、この数式１６は、数式１
７の条件のもとで数式１８に変換することができる。
０とすると数式１６が得られ、この数式１６は、数式１
７の条件のもとで数式１８に変換することができる。
【００３５】
【数１６】
【００３６】
【数１７】
【００３７】
【数１８】
【００３８】ここで、出力方程式は、数式１９によって
表される。
表される。
【００３９】
【数１９】
【００４０】従って、数式２０，数式２１が順次得られ
る。
る。
【００４１】
【数２０】
【００４２】
【数２１】
【００４３】この数式２１を（ｋ）に置き換えてＵにつ
いてまとめると、次の数式２２を得る。
いてまとめると、次の数式２２を得る。
【００４４】
【数２２】
【００４５】ここで、数式１１のＩ(k+1)について展開
すると数式２３が得られ、これをＩR(k)にてまとめる
と、数式２４を得る。
すると数式２３が得られ、これをＩR(k)にてまとめる
と、数式２４を得る。
【００４６】
【数２３】
【００４７】
【数２４】
【００４８】この数式２４を数式２２のＩR(k)に代入し
て整理すると、数式２５が得られる。
て整理すると、数式２５が得られる。
【００４９】
【数２５】
【００５０】上記数式２５における各パラメータは数式
２６ないし数式３２に示すとおりである。
２６ないし数式３２に示すとおりである。
【００５１】
【数２６】ｋ1＝１／（ｂ2−ｂ1ｃ2／ｃ1）
【００５２】
【数２７】ｋ2＝｛ａ2ｃ2／ｃ1−（ａ1＋ａ4）｝／（ｂ
2−ｃ2ｂ2／ｃ1）
2−ｃ2ｂ2／ｃ1）
【００５３】
【数２８】ｋ3＝（ａ1ａ4−ａ2ａ3）／（ｂ2−ｃ2ｂ1／
ｃ1）
ｃ1）
【００５４】
【数２９】ｋ4＝−（ａ3ｂ1−ａ1ｂ2）／（ｂ2−ｃ2ｂ1
／ｃ1）
／ｃ1）
【００５５】
【数３０】ｋ5＝−ｃ2／（ｂ2ｃ1−ｂ1ｃ2）
【００５６】
【数３１】ｋ6＝−ａ1ｃ2／（ｂ2ｃ1−ｂ1ｃ2）
【００５７】
【数３２】ｋ7＝−（ａ3ｃ1−ａ1ｃ2）／（ｂ2−ｃ2ｂ1
／ｃ1）
／ｃ1）
【００５８】前記数式２５は、図３に示されるｋを今回
のサンプリング点とすると、次のサンプリング期間Ｔ内
に発生させるべきＰＷＭパルスのパルス幅Ｕ(k)が、次
回のサンプリング点（ｋ＋１）における出力電圧指令値
Ｖ(k+1)と、出力電流指令値Ｉ(k+1)と、今回のサンプリ
ング点ｋにおける出力電圧検出値Ｖ(k)と、出力電流検
出値Ｉ(k)と、前回のサンプリング点（ｋ−１）におけ
る出力電圧検出値Ｖ(k- 1)と、前回のサンプリング期間
Ｔにおけるパルス幅Ｕ(k-1)と、負荷電流検出値Ｉ
R(k-1)と、上記パラメータｋ1〜ｋ7とによって演算でき
ることを意味している。
のサンプリング点とすると、次のサンプリング期間Ｔ内
に発生させるべきＰＷＭパルスのパルス幅Ｕ(k)が、次
回のサンプリング点（ｋ＋１）における出力電圧指令値
Ｖ(k+1)と、出力電流指令値Ｉ(k+1)と、今回のサンプリ
ング点ｋにおける出力電圧検出値Ｖ(k)と、出力電流検
出値Ｉ(k)と、前回のサンプリング点（ｋ−１）におけ
る出力電圧検出値Ｖ(k- 1)と、前回のサンプリング期間
Ｔにおけるパルス幅Ｕ(k-1)と、負荷電流検出値Ｉ
R(k-1)と、上記パラメータｋ1〜ｋ7とによって演算でき
ることを意味している。
【００５９】次に、この制御原理による具体的な制御方
法を説明する。はじめに、インバータ１が単機にて運転
されている場合の制御方法を述べる。この場合には、前
記数式２５により、サンプリング点ｋにおいて、次のサ
ンプリング期間Ｔ内のＰＷＭパルス幅Ｕ(k)を算出する
が、数式２５における出力電流指令値Ｉ(k+1)は次の数
式３３によって表される。
法を説明する。はじめに、インバータ１が単機にて運転
されている場合の制御方法を述べる。この場合には、前
記数式２５により、サンプリング点ｋにおいて、次のサ
ンプリング期間Ｔ内のＰＷＭパルス幅Ｕ(k)を算出する
が、数式２５における出力電流指令値Ｉ(k+1)は次の数
式３３によって表される。
【００６０】
【数３３】
【００６１】 この数式３３において、ＩC(k+1)は図１
におけるコンデンサＣの電流指令値であり、サンプリン
グ点（ｋ＋１）における出力電圧Ｖ (k+1) を確立するの
に必要なコンデンサ電流の指令値である。また、ΔＩ
R(k)は負荷電流の差分であり、この差分ΔＩR(k)は、図
４及び数式３４に示すようにサンプリング点ｋ，ｋ−１
の間のタイミングｓ，ｍにおける負荷電流検出値
ＩR(S)，ＩR(m)の差分をとって求める。
におけるコンデンサＣの電流指令値であり、サンプリン
グ点（ｋ＋１）における出力電圧Ｖ (k+1) を確立するの
に必要なコンデンサ電流の指令値である。また、ΔＩ
R(k)は負荷電流の差分であり、この差分ΔＩR(k)は、図
４及び数式３４に示すようにサンプリング点ｋ，ｋ−１
の間のタイミングｓ，ｍにおける負荷電流検出値
ＩR(S)，ＩR(m)の差分をとって求める。
【００６２】
【数３４】
【００６３】このΔＩR(k)に時間比率に相当するゲイン
ＧPを掛けることで、サンプリング点ｋからの負荷電流
増加分を算出し、サンプリング点ｋにおける負荷電流Ｉ
R(k)に加算して次のサンプリング点（ｋ＋１）における
負荷電流ＩR(k+1)を予測する。 つまり、負荷電流予測
値ＩR(k+1)は、次の数式３５となる。
ＧPを掛けることで、サンプリング点ｋからの負荷電流
増加分を算出し、サンプリング点ｋにおける負荷電流Ｉ
R(k)に加算して次のサンプリング点（ｋ＋１）における
負荷電流ＩR(k+1)を予測する。 つまり、負荷電流予測
値ＩR(k+1)は、次の数式３５となる。
【００６４】
【数３５】
【００６５】なお、数式３５におけるΣＩR(k)の項は、
各サンプリング点における出力電圧指令値と出力電圧検
出値との偏差を電圧電流変換したものを繰返し積算した
修正項であり、次の数式３６によって表される。
各サンプリング点における出力電圧指令値と出力電圧検
出値との偏差を電圧電流変換したものを繰返し積算した
修正項であり、次の数式３６によって表される。
【００６６】
【数３６】
【００６７】なお、数式３６において、Ｔはサンプリン
グ期間、ＬはＬＣフィルタ２のインダクタンス値、Ｖ＊
は出力電圧指令値、Ｖは出力電圧検出値、ｎは電源周波
数に対するサンプリング周波数の比、ｉは出力電圧の何
周期前のサンプリング点かを示す自然数である。上記修
正項ΣＩR(k)により、負荷電流予測値ＩR(k+1)に生じる
誤差を補正することができ、一層正確に負荷電流を予測
できると共に、整流器負荷等の非線形負荷が投入された
場合の電圧波形歪みを補償できる効果がある。
グ期間、ＬはＬＣフィルタ２のインダクタンス値、Ｖ＊
は出力電圧指令値、Ｖは出力電圧検出値、ｎは電源周波
数に対するサンプリング周波数の比、ｉは出力電圧の何
周期前のサンプリング点かを示す自然数である。上記修
正項ΣＩR(k)により、負荷電流予測値ＩR(k+1)に生じる
誤差を補正することができ、一層正確に負荷電流を予測
できると共に、整流器負荷等の非線形負荷が投入された
場合の電圧波形歪みを補償できる効果がある。
【００６８】 このようにして負荷電流予測値Ｉ
R(k+1)を求め、数式３３にて出力電流指令値Ｉ(k+1)を
求めると共に、数式１１により求めた次回のサンプリン
グ点（ｋ＋１）における出力電圧指令値Ｖ(k+1)と、今
回のサンプリング点ｋにおける出力電圧検出値Ｖ(k)及
び出力電流検出値Ｉ(k)と、前回のサンプリング点（ｋ
−１）における出力電圧検出値Ｖ(k-1)及びインバータ
単機による負荷電流検出値ＩR(k-1)と、前回及び今回の
サンプリング点の間に出力されたＰＷＭパルス幅Ｕ
(k-1)とに基づき、前記数式２５によって今回及び次回
のサンプリング点ｋ，（ｋ＋１）の間に出力するべきＰ
ＷＭパルス幅Ｕ(k)を演算するものである。
R(k+1)を求め、数式３３にて出力電流指令値Ｉ(k+1)を
求めると共に、数式１１により求めた次回のサンプリン
グ点（ｋ＋１）における出力電圧指令値Ｖ(k+1)と、今
回のサンプリング点ｋにおける出力電圧検出値Ｖ(k)及
び出力電流検出値Ｉ(k)と、前回のサンプリング点（ｋ
−１）における出力電圧検出値Ｖ(k-1)及びインバータ
単機による負荷電流検出値ＩR(k-1)と、前回及び今回の
サンプリング点の間に出力されたＰＷＭパルス幅Ｕ
(k-1)とに基づき、前記数式２５によって今回及び次回
のサンプリング点ｋ，（ｋ＋１）の間に出力するべきＰ
ＷＭパルス幅Ｕ(k)を演算するものである。
【００６９】次に、複数台のインバータ１を並列運転す
る場合の制御方法につき説明する。この場合には、出力
電流指令値に関する前記数式３３が次の数式３７にな
る。
る場合の制御方法につき説明する。この場合には、出力
電流指令値に関する前記数式３３が次の数式３７にな
る。
【００７０】
【数３７】
【００７１】つまり並列運転の場合には、今回のサンプ
リング点ｋにおける分担負荷電流指令値ＩL(k)に差分Ｇ
PΔＩL(k)を加算することで次のサンプリング点（ｋ＋
１）における分担負荷電流を予測し、これとコンデンサ
電流指令値ＩC(k+1)及び負荷電流の修正項ＧIΣＩR(k)
を加算して次のサンプリング点（ｋ＋１）における出力
電流指令値Ｉ(k+1)を演算する。ここで、数式３７にお
けるΣＩR(k)は、前記数式３６から次の数式３８に変わ
る。
リング点ｋにおける分担負荷電流指令値ＩL(k)に差分Ｇ
PΔＩL(k)を加算することで次のサンプリング点（ｋ＋
１）における分担負荷電流を予測し、これとコンデンサ
電流指令値ＩC(k+1)及び負荷電流の修正項ＧIΣＩR(k)
を加算して次のサンプリング点（ｋ＋１）における出力
電流指令値Ｉ(k+1)を演算する。ここで、数式３７にお
けるΣＩR(k)は、前記数式３６から次の数式３８に変わ
る。
【００７２】
【数３８】
【００７３】 すなわち、数式３６に（ＩL(k+1-i ・ n)−
ＩR(k+1-i ・ n)）が加算されることになる。これは、整流
器負荷等を単機運転していた状態から並列運転に入る場
合、以前に運転されていたインバータ側では、出力電圧
の波形補償のために毎周期ごとの積算分ΣＩRがある
が、新たに運転される他のインバータ側では上記積算分
がほとんどないため、電流指令値のアンバランスが生じ
て横流が流れる。そこで、分担負荷電流指令値ＩLに追
従するように繰返し制御することで、この横流をなくす
ことができる。以上のように、並列運転を行なう場合に
は、次回のサンプリング点（ｋ＋１）での分担負荷電流
及び出力電流を予測した上で今回のサンプリング点ｋに
おけるＰＷＭパルス幅Ｕ(k)を演算するため、並列運転
時に各インバータの出力電圧のみならず負荷分担を考慮
した出力電流の瞬時値制御をも安定して行うことができ
る。なお、以上を整理して、単機運転の場合及び並列運
転の場合につきＰＷＭパルス幅Ｕ(k)の演算式を示す
と、それぞれ以下の数式３９及び数式４０のようにな
る。この数式４０におけるＩ L(m) ，ＩＬ (s) は、今回の
サンプリング点ｋよりも前のタイミングｍ，ｓ（図５参
照）における分担負荷電流の検出値を示す。
ＩR(k+1-i ・ n)）が加算されることになる。これは、整流
器負荷等を単機運転していた状態から並列運転に入る場
合、以前に運転されていたインバータ側では、出力電圧
の波形補償のために毎周期ごとの積算分ΣＩRがある
が、新たに運転される他のインバータ側では上記積算分
がほとんどないため、電流指令値のアンバランスが生じ
て横流が流れる。そこで、分担負荷電流指令値ＩLに追
従するように繰返し制御することで、この横流をなくす
ことができる。以上のように、並列運転を行なう場合に
は、次回のサンプリング点（ｋ＋１）での分担負荷電流
及び出力電流を予測した上で今回のサンプリング点ｋに
おけるＰＷＭパルス幅Ｕ(k)を演算するため、並列運転
時に各インバータの出力電圧のみならず負荷分担を考慮
した出力電流の瞬時値制御をも安定して行うことができ
る。なお、以上を整理して、単機運転の場合及び並列運
転の場合につきＰＷＭパルス幅Ｕ(k)の演算式を示す
と、それぞれ以下の数式３９及び数式４０のようにな
る。この数式４０におけるＩ L(m) ，ＩＬ (s) は、今回の
サンプリング点ｋよりも前のタイミングｍ，ｓ（図５参
照）における分担負荷電流の検出値を示す。
【００７４】
【数３９】
【００７５】
【数４０】
【００７６】次に、サンプリング期間Ｔ内においてＰＷ
Ｍパルスを１００％出力させるための制御方法について
説明する。この制御方法は、図５に示すように、今回の
サンプリング点ｋから次回の（ｋ＋１）に至る次のサン
プリング期間Ｔに出力するべきＰＷＭパルスのパルス幅
Ｕ(k)を、今回のサンプリング点ｋよりも時間Ｍだけ先
行させたタイミングｍ以後に演算することにより、次の
サンプリング期間Ｔ内でＰＷＭパルスの１００％出力を
可能とするものである。ここで、先行させる時間Ｍは、
各検出値のＡ／Ｄ変換やパルス幅の演算自体に要する時
間を考慮して設定される。本実施例では、タイミングｍ
において、インバータ単機による負荷電流ＩR(m)、出力
電流Ｉ(m)及び出力電圧Ｖ(m)を検出し、サンプリング点
ｋにおける出力電流Ｉ(k)及び出力電圧Ｖ(k)を予測して
時間Ｍ内に演算を終了することで、ＰＷＭパルス幅Ｕ
(k)をサンプリング期間Ｔ内で１００％出力させること
が可能になる。
Ｍパルスを１００％出力させるための制御方法について
説明する。この制御方法は、図５に示すように、今回の
サンプリング点ｋから次回の（ｋ＋１）に至る次のサン
プリング期間Ｔに出力するべきＰＷＭパルスのパルス幅
Ｕ(k)を、今回のサンプリング点ｋよりも時間Ｍだけ先
行させたタイミングｍ以後に演算することにより、次の
サンプリング期間Ｔ内でＰＷＭパルスの１００％出力を
可能とするものである。ここで、先行させる時間Ｍは、
各検出値のＡ／Ｄ変換やパルス幅の演算自体に要する時
間を考慮して設定される。本実施例では、タイミングｍ
において、インバータ単機による負荷電流ＩR(m)、出力
電流Ｉ(m)及び出力電圧Ｖ(m)を検出し、サンプリング点
ｋにおける出力電流Ｉ(k)及び出力電圧Ｖ(k)を予測して
時間Ｍ内に演算を終了することで、ＰＷＭパルス幅Ｕ
(k)をサンプリング期間Ｔ内で１００％出力させること
が可能になる。
【００７７】はじめに、サンプリング点ｋにおける出力
電流及び出力電圧を予測する。時間Ｍでの離散系の状態
方程式は、次の数式４１により表すことができる。
電流及び出力電圧を予測する。時間Ｍでの離散系の状態
方程式は、次の数式４１により表すことができる。
【００７８】
【数４１】
【００７９】また、数式４１における各パラメータは次
の数式４２，数式４３，数式４４，数式４５によって表
される。
の数式４２，数式４３，数式４４，数式４５によって表
される。
【００８０】
【数４２】
【００８１】
【数４３】
【００８２】
【数４４】
【００８３】
【数４５】
【００８４】前記数式４１から、タイミングｍにおいて
サンプリング点ｋでの出力電流Ｉ(k)を予測する数式４
６と、同じく出力電圧Ｖ(k)を予測する数式４７とが求
められる。
サンプリング点ｋでの出力電流Ｉ(k)を予測する数式４
６と、同じく出力電圧Ｖ(k)を予測する数式４７とが求
められる。
【００８５】
【数４６】
【００８６】
【数４７】
【００８７】これらの数式４６及び数式４７を前記数式
２５に代入すると、次の数式４８が得られる。
２５に代入すると、次の数式４８が得られる。
【００８８】
【数４８】
【００８９】この数式４８を整理すると、数式４９とな
る。この数式４９において、ｋＭ1，ｋＭ2，ｋＭ3，ｋ
Ｍ4，ｋＭ5は数式５０，数式５１，数式５２，数式５
３，数式５４により表される。
る。この数式４９において、ｋＭ1，ｋＭ2，ｋＭ3，ｋ
Ｍ4，ｋＭ5は数式５０，数式５１，数式５２，数式５
３，数式５４により表される。
【００９０】
【数４９】
【００９１】
【数５０】ｋＭ1＝ｋ2ｍ4＋ｋ6ｍ2
【００９２】
【数５１】ｋＭ2＝ｋ6Ｏ1
【００９３】
【数５２】ｋＭ3＝ｋ2Ｐ2
【００９４】
【数５３】ｋＭ4＝ｋ6ｍ1＋ｋ2ｍ3
【００９５】
【数５４】ｋＭ5＝ｋ6Ｑ1＋ｋ2Ｑ2
【００９６】前記数式４９において、Ｉ(k+1)は、次の
数式５５によって表され、また、数式５５において、Ｉ
R(k)は数式５６によって表される。
数式５５によって表され、また、数式５５において、Ｉ
R(k)は数式５６によって表される。
【００９７】
【数５５】
【００９８】
【数５６】
【００９９】このように本実施例によれば、前記数式４
９から明らかなように、サンプリング点ｋから時間Ｍだ
け先行したタイミングｍにおいて、その時点における出
力電圧検出値Ｖ(m)、出力電流検出値Ｉ(m)、インバータ
単機による負荷電流検出値ＩR(m)、サンプリング点（ｋ
＋１）における出力電圧指令値Ｖ(k+1)、同じく数式５
５，数式５６によるサンプリング点ｋでの負荷電流予測
値ＩR(k)を含む出力電流指令値Ｉ(k+1)、前回のサンプ
リング点（ｋ−１）における出力電圧検出値Ｖ(k-1)、
負荷電流検出値ＩR(k-1)、ＰＷＭパルス幅Ｕ(k-1)及び
図５に示した時間Ｗ(k-1)を用いて、次のサンプリング
期間Ｔに出力するべきＰＷＭパルス幅Ｕ(k)をサンプリ
ング点ｋまでに演算することができる。このため、サン
プリング点ｋ以後において、必要に応じてＰＷＭパルス
の電圧利用率を１００％にすることができる。なお、上
記時間Ｍは、使用するハードウェアの性能等に応じて任
意に設定できるため、極めて自由度が高いものである。
９から明らかなように、サンプリング点ｋから時間Ｍだ
け先行したタイミングｍにおいて、その時点における出
力電圧検出値Ｖ(m)、出力電流検出値Ｉ(m)、インバータ
単機による負荷電流検出値ＩR(m)、サンプリング点（ｋ
＋１）における出力電圧指令値Ｖ(k+1)、同じく数式５
５，数式５６によるサンプリング点ｋでの負荷電流予測
値ＩR(k)を含む出力電流指令値Ｉ(k+1)、前回のサンプ
リング点（ｋ−１）における出力電圧検出値Ｖ(k-1)、
負荷電流検出値ＩR(k-1)、ＰＷＭパルス幅Ｕ(k-1)及び
図５に示した時間Ｗ(k-1)を用いて、次のサンプリング
期間Ｔに出力するべきＰＷＭパルス幅Ｕ(k)をサンプリ
ング点ｋまでに演算することができる。このため、サン
プリング点ｋ以後において、必要に応じてＰＷＭパルス
の電圧利用率を１００％にすることができる。なお、上
記時間Ｍは、使用するハードウェアの性能等に応じて任
意に設定できるため、極めて自由度が高いものである。
【０１００】また、タイミングｍ，ｓにおける分担負荷
電流ＩL(m)，ＩL(s)からサンプリング点ｋにおける分担
負荷電流ＩL(k)を予測して数式３７のようにＩ(k+1)を
予測することにより、本実施例をインバータの並列運転
にも適用することができる。
電流ＩL(m)，ＩL(s)からサンプリング点ｋにおける分担
負荷電流ＩL(k)を予測して数式３７のようにＩ(k+1)を
予測することにより、本実施例をインバータの並列運転
にも適用することができる。
【０１０１】更に、本発明は任意台数のインバータの並
列運転に適用可能であり、インバータとしては単相、三
相の何れであってもよい。
列運転に適用可能であり、インバータとしては単相、三
相の何れであってもよい。
【０１０２】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、従来のよ
うにインバータ出力電圧指令値だけでなく、並列運転さ
れるインバータの台数に応じた分担負荷電流指令値を考
慮した出力電流指令値をも考慮して制御ループを構成し
ているため、インバータの並列運転時に適正な負荷分担
を行なわせることができる。これにより、出力電圧のみ
による制御に加えて、出力電圧及び出力電流の安定した
瞬時値制御を行なうことができる。また、必要に応じて
サンプリング点よりも先行させたタイミングで演算を行
なうことにより、次のサンプリング期間でのＰＷＭパル
スの１００％出力を可能にして電圧利用率を高めること
ができる。
うにインバータ出力電圧指令値だけでなく、並列運転さ
れるインバータの台数に応じた分担負荷電流指令値を考
慮した出力電流指令値をも考慮して制御ループを構成し
ているため、インバータの並列運転時に適正な負荷分担
を行なわせることができる。これにより、出力電圧のみ
による制御に加えて、出力電圧及び出力電流の安定した
瞬時値制御を行なうことができる。また、必要に応じて
サンプリング点よりも先行させたタイミングで演算を行
なうことにより、次のサンプリング期間でのＰＷＭパル
スの１００％出力を可能にして電圧利用率を高めること
ができる。
【図１】本発明の実施例が適用されるＰＷＭインバータ
システム全体の構成図である。
システム全体の構成図である。
【図２】図１の要部の状態変数を示すブロック線図であ
る。
る。
【図３】本発明の実施例におけるＰＷＭパルスの説明図
である。
である。
【図４】本発明の実施例における負荷電流のサンプリン
グ点を示す図である。
グ点を示す図である。
【図５】ＰＷＭパルスを１００％出力させる場合のＰＷ
Ｍパルス及びサンプリング点を示す図である。
Ｍパルス及びサンプリング点を示す図である。
【図６】従来の技術が適用されるＰＷＭインバータシス
テム全体の構成図である。
テム全体の構成図である。
【図７】従来の技術におけるＰＷＭパルスの説明図であ
る。
る。
１ ＰＷＭインバータ ２ ＬＣフィルタ ３ 負荷 ８ コントローラ ９ 分担負荷電流指令値演算器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/48 H02J 3/46
Claims (1)
- 【請求項１】 ＰＷＭインバータの出力電圧、出力電流
及び負荷電流の瞬時値が各指令値に一致するようにイン
バータに与えるＰＷＭパルスを予測演算するＰＷＭイン
バータの予測形瞬時値制御方法において、 前記出力電圧、出力電流及びインバータ単機の負荷電流
並びにインバータの入力電圧の各瞬時値を所定期間ごと
にサンプリングして得た各検出値と、 各サンプリング点における出力電圧指令値と、 この出力電圧を確立するためのインバータ出力側のコン
デンサの電流指令値とインバータ単機の負荷電流予測値
との和である出力電流指令値と、 並列接続される複数台のインバータによって個々に分担
されるべき分担負荷電流指令値とに基づき、 今回のサンプリング点において次回のサンプリング点に
おける分担負荷電流及び出力電流指令値を予測すると共
に、この出力電流指令値と、次回のサンプリング点にお
ける出力電圧指令値と、今回のサンプリング点における
出力電圧検出値及び出力電流検出値と、前回のサンプリ
ング点における出力電圧検出値及びインバータ単機の負
荷電流検出値と、前回及び今回のサンプリング点の間に
出力されたＰＷＭパルス幅とに基づいて今回及び次回の
サンプリング点の間に出力するべきＰＷＭパルス幅を演
算することを特徴とするＰＷＭインバータの予測形瞬時
値制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3099388A JP2913889B2 (ja) | 1991-04-03 | 1991-04-03 | Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3099388A JP2913889B2 (ja) | 1991-04-03 | 1991-04-03 | Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04308473A JPH04308473A (ja) | 1992-10-30 |
| JP2913889B2 true JP2913889B2 (ja) | 1999-06-28 |
Family
ID=14246126
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3099388A Expired - Lifetime JP2913889B2 (ja) | 1991-04-03 | 1991-04-03 | Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2913889B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2013018364A1 (ja) * | 2011-08-04 | 2013-02-07 | パナソニック株式会社 | 電流制御装置、電流制御方法、及び電流制御システム |
| WO2015196214A1 (en) | 2014-06-20 | 2015-12-23 | General Electric Company | Apparatus and method for control of multi-inverter power converter |
| JP6716039B2 (ja) * | 2017-07-31 | 2020-07-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1991
- 1991-04-03 JP JP3099388A patent/JP2913889B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04308473A (ja) | 1992-10-30 |
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Legal Events
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