JPH04308473A - Ｐｗｍインバータの予測形瞬時値制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ＰＷＭ（パルス幅変調
）インバータの予測形瞬時値制御方法に関し、詳しくは
、ＵＰＳ（無停電電源装置）等に用いられるＰＷＭイン
バータの出力電圧、出力電流及び負荷電流等の瞬時値が
指令値に一致するような所定幅のＰＷＭパルスをディジ
タル的に予測演算して求め、このＰＷＭパルスによりイ
ンバータを制御するようにした制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＰＷＭインバータの出力電圧に関する従
来の予測形瞬時値制御方法を、図６及び図７を参照しつ
つ説明する。図６はＰＷＭインバータシステム全体の構
成図であり、図において１はＰＷＭインバータ、２はＬ
Ｃフィルタ、３は負荷（抵抗値Ｒ）、４は直流電源電圧
Ｅをアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器、５は
後述するマイコン７との間で信号の授受を行ない、イン
バータ１の各スイッチング素子に対するＰＷＭパルスを
生成して出力するゲート回路、６はＬＣフィルタ２の出
力電圧Ｖをアナログ／ディジタル変換するＡ／Ｄ変換器
、７はＡ／Ｄ変換器４，６からの各電圧Ｅ，Ｖを入力し
、これらを所定の周期でサンプリングしたデータに基づ
いてゲート回路５に加える信号を演算し出力するマイコ
ンである。なお、図６において、ＶｉはＬＣフィルタ２
の入力電圧を示している。

【０００３】このような構成において、ＬＣフィルタ２
を介したインバータ１の出力電圧Ｖの予測形瞬時値制御
は次のように行なわれている。すなわち、従来では、図
７に示すように所定のサンプリング期間Ｔごとにディジ
タルデータとしての出力電圧Ｖをサンプリングし、例え
ば現時点のサンプリング点ｋでの出力電圧検出値Ｖ（ｋ
）と、前回のサンプリング点（ｋ−１）での出力電圧検
出値Ｖ（ｋ−１）と、次回のサンプリング点（ｋ＋１）
での出力電圧指令値Ｖ（ｋ＋１）と、前回のサンプリン
グ期間におけるＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ−１）等に基づき
、次回のサンプリング点（ｋ＋１）における出力電圧を
その指令値Ｖ（ｋ＋１）に一致させるようなＰＷＭパル
ス幅Ｕ（ｋ）を予測演算し、このＰＷＭパルスによりイ
ンバータ１を制御していた。ここで、ＰＷＭパルスは、
図７に示すようにサンプリング期間Ｔの中央において発
生させ、また、その大きさは直流電源電圧Ｅまたは−Ｅ
の値となっている。なお、この予測形瞬時値制御方法に
ついては、「ＵＰＳの予測形瞬時値制御ＰＷＭインバー
タ」（羽根吉寿正　　他　　ＳＰＣ８９−２５）に詳し
く説明されている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】上記従来の制御方法で
は、例えば冗長化システムにより複数台のＵＰＳを並列
運転して単一の負荷に電源を供給するような場合におい
ても、各インバータの出力電圧Ｖのみをフィードバック
してその検出値が指令値に一致するように制御している
。すなわち、従来では各インバータによる負荷電流の分
担等を何ら考慮することなく出力電圧のみを制御してい
るため、制御が不安定になり、場合によってはインバー
タを並列運転することが不可能であった。

【０００５】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、インバータの出
力電圧以外に出力電流や負荷電流等の瞬時値のフィード
バック制御を行なうことにより、所望の負荷分担を実現
してインバータの並列運転を支障なく行なえるようにし
たＰＷＭインバータの予測形瞬時値制御方法を提供する
ことにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
、本発明は、ＰＷＭインバータの出力電圧、出力電流及
び負荷電流の瞬時値が各指令値に一致するようにインバ
ータに与えるＰＷＭパルスを予測演算するＰＷＭインバ
ータの予測形瞬時値制御方法において、前記出力電圧、
出力電流及びインバータ単機の負荷電流並びにインバー
タの入力電圧の各瞬時値を所定期間ごとにサンプリング
して得た各検出値と、各サンプリング点における出力電
圧指令値と、この出力電圧を確立するためのインバータ
出力側のコンデンサの電流指令値とインバータ単機の負
荷電流指令値との和である出力電流指令値と、並列接続
される複数台のインバータによって個々に分担されるべ
き分担負荷電流指令値とに基づき、今回のサンプリング
点において次回のサンプリング点における分担負荷電流
指令値及び出力電流指令値を予測すると共に、この出力
電流指令値と、次回のサンプリング点における出力電圧
指令値と、今回のサンプリング点における出力電圧検出
値及び出力電流検出値と、前回のサンプリング点におけ
る出力電圧検出値及びインバータ単機の負荷電流検出値
と、前回及び今回のサンプリング点の間に出力されたＰ
ＷＭパルス幅とに基づいて今回及び次回のサンプリング
点の間に出力するべきＰＷＭパルス幅を演算するもので
ある。

【０００７】

【作用】本発明によれば、インバータ出力電圧指令値だ
けでなく、並列運転されるインバータの台数に応じた分
担負荷電流指令値を考慮した出力電流指令値をも考慮し
て制御ループを構成しているため、インバータの並列運
転時に適正な負荷分担を行なわせることができる。これ
により、出力電圧のみによる制御に加えて、安定した瞬
時値制御を行なうことができる。

【０００８】また、本発明では必要に応じて、今回のサ
ンプリング点ｋからＰＷＭパルス幅の演算等に要する所
定時間だけ先行したタイミングにおいて、サンプリング
点ｋから次のサンプリング点（ｋ＋１）に至る期間に出
力するべきＰＷＭパルス幅をサンプリング点ｋまでに演
算することができる。これによってＰＷＭパルスを１０
０％出力可能とし、電圧利用率を向上させることができ
る。

【０００９】

【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明する
。図１はこの実施例が適用されるＰＷＭインバータシス
テム全体の構成を示すもので、図６と同一の構成要素に
は同一の符号を付して詳述を省略し、以下、異なる部分
を中心に説明する。すなわちこの実施例において、瞬時
値制御を行なうコントローラ８には、ＰＷＭインバータ
１に入力される直流電源電圧Ｅ及びＬＣフィルタ２を介
した出力電圧Ｖの他に、ＰＷＭインバータ１の出力電流
Ｉ（出力電圧Ｖを確立するのに必要なコンデンサ電流Ｉ
Ｃと、インバータ単機による負荷電流ＩＲとの和）、負
荷電流ＩＲ、更には、実際の負荷電流の検出値ＩＬ′を
分担負荷電流指令値演算器９に取り込んでインバータ１
の並列台数により算出した１台あたりの分担負荷電流指
令値ＩＬが入力されている。また、コントローラ８は出
力電圧指令値Ｖ、出力電流指令値Ｉを演算により生成し
、これらと前記分担負荷電流指令値ＩＬ及び前記Ｅ，Ｖ
，Ｉ，ＩＲの各検出値等を用いて後述する瞬時値制御演
算を実行し、ＰＷＭインバータ１のスイッチング素子に
パルス幅ＵのＰＷＭパルスを与えるように構成されてい
る。

【００１０】ここで、コントローラ８は、図６における
マイコン７、Ａ／Ｄ変換器４，６及びゲート回路５をす
べて含むものであり、制御回路の構成としては実質上、
図６の構成と異なるところはない。また、図示されてい
ないが、ＰＷＭインバータ１及びＬＣフィルタ２からな
る主回路並びにコントローラ８は負荷３の反対側にも接
続されており、これら２台のインバータ１を必要に応じ
並列運転して負荷３に交流電力を供給できるように構成
されている。

【００１１】次に、この実施例における予測形瞬時値制
御方法を具体的に説明する。まず、図２はこの実施例に
おける制御原理を説明するためにＰＷＭインバータ１の
出力側回路の状態変数を示したブロック線図である。こ
のブロック線図において、ＰＷＭインバータ１の出力電
流及び出力電圧の微分値は、次の数式１及び数式２によ
って表される。

【００１２】

【数１】

【００１３】

【数２】

【００１４】これらの数式１，数式２を連続系の状態方
程式によって示すと数式３が得られる。

【００１５】

【数３】

【００１６】ここで、“Ｌ”に上付きの添字“−１”を
付したものをラプラス逆変換、“ｓ”をラプラス演算子
、“Ｉ”を単位行列とし、以下の数式４にて示される行
列Ａを定義する。なお、数式４において、αは数式５に
よって表される。

【００１７】

【数４】

【００１８】

【数５】

【００１９】同じく、行列Ｂを数式６により、また、行
列Ｃを数式７により定義する。

【００２０】

【数６】

【００２１】

【数７】

【００２２】上記数式５，数式６，数式７において、行
列Ａ，Ｂ，Ｃをパラメータａ１〜ａ４、ｂ１，ｂ２、ｃ
１，ｃ２によりそれぞれ置き換えて表示すると、次の数
式８，数式９，数式１０を得る。

【００２３】

【数８】

【００２４】

【数９】

【００２５】

【数１０】

【００２６】ここで、次回のサンプリング点（ｋ＋１）
における出力電流指令値Ｉ（ｋ＋１）及び出力電圧指令
値Ｖ（ｋ＋１）を今回のサンプリング点ｋにおける出力
電流検出値Ｉ（ｋ）、出力電圧検出値Ｖ（ｋ）、ＰＷＭ
パルス幅Ｕ（ｋ）及びインバータ単機による負荷電流検
出値ＩＲ（ｋ）を用いて表すと、次の数式１１のように
なる。

【００２７】

【数１１】

【００２８】この数式１１の左辺を行列Ｘ（ｋ＋１）と
置くと、数式１１は数式１２に変換される。

【００２９】

【数１２】

【００３０】数式１２をゼット変換すると、数式１３，
数式１４，数式１５を得る。

【００３１】

【数１３】

【００３２】

【数１４】

【００３３】

【数１５】

【００３４】これらの数式において、初期状態Ｘ（０）
＝０とすると数式１６が得られ、この数式１６は、数式
１７の条件のもとで数式１８に変換することができる。

【００３５】

【数１６】

【００３６】

【数１７】

【００３７】

【数１８】

【００３８】ここで、出力方程式は、数式１９によって
表される。

【００３９】

【数１９】

【００４０】従って、数式２０，数式２１が順次得られ
る。

【００４１】

【数２０】

【００４２】

【数２１】

【００４３】この数式２１を（ｋ）に置き換えてＵにつ
いてまとめると、次の数式２２を得る。

【００４４】

【数２２】

【００４５】ここで、数式１１のＩ（ｋ＋１）について
展開すると数式２３が得られ、これをＩＲ（ｋ）にてま
とめると、数式２４を得る。

【００４６】

【数２３】

【００４７】

【数２４】

【００４８】この数式２４を数式２２のＩＲ（ｋ）に代
入して整理すると、数式２５が得られる。

【００４９】

【数２５】

【００５０】上記数式２５における各パラメータは数式
２６ないし数式３２に示すとおりである。

【００５１】

【数２６】ｋ１＝１／（ｂ２−ｂ１ｃ２／ｃ１）

【００
５２】

【数２７】ｋ２＝｛ａ２ｃ２／ｃ１−（ａ１＋ａ４）｝
／（ｂ２−ｃ２ｂ２／ｃ１）

【００５３】

【数２８】ｋ３＝（ａ１ａ４−ａ２ａ３）／（ｂ２−ｃ
２ｂ１／ｃ１）

【００５４】

【数２９】ｋ４＝−（ａ３ｂ１−ａ１ｂ２）／（ｂ２−
ｃ２ｂ１／ｃ１）

【００５５】

【数３０】ｋ５＝−ｃ２／（ｂ２ｃ１−ｂ１ｃ２）

【０
０５６】

【数３１】ｋ６＝−ａ１ｃ２／（ｂ２ｃ１−ｂ１ｃ２）

【００５７】

【数３２】ｋ７＝−（ａ３ｃ１−ａ１ｃ２）／（ｂ２−
ｃ２ｂ１／ｃ１）

【００５８】前記数式２５は、図３に示されるｋを今回
のサンプリング点とすると、次のサンプリング期間Ｔ内
に発生させるべきＰＷＭパルスのパルス幅Ｕ（ｋ）が、
次回のサンプリング点（ｋ＋１）における出力電圧指令
値Ｖ（ｋ＋１）と、出力電流指令値Ｉ（ｋ＋１）と、今
回のサンプリング点ｋにおける出力電圧検出値Ｖ（ｋ）
と、出力電流検出値Ｉ（ｋ）と、前回のサンプリング点
（ｋ−１）における出力電圧検出値Ｖ（ｋ−１）と、前
回のサンプリング期間Ｔにおけるパルス幅Ｕ（ｋ−１）
と、負荷電流検出値ＩＲ（ｋ−１）と、上記パラメータ
ｋ１〜ｋ７とによって演算できることを意味している。

【００５９】次に、この制御原理による具体的な制御方
法を説明する。はじめに、インバータ１が単機にて運転
されている場合の制御方法を述べる。この場合には、前
記数式２５により、サンプリング点ｋにおいて、次のサ
ンプリング期間Ｔ内のＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）を算出す
るが、数式２５における出力電流指令値Ｉ（ｋ＋１）は
次の数式３３によって表される。

【００６０】

【数３３】

【００６１】この数式３３において、ＩＣ（ｋ＋１）は
図１におけるコンデンサＣの電流指令値、ΔＩＲ（ｋ）
は負荷電流の差分であり、この差分ΔＩＲ（ｋ）は、図
４及び数式３４に示すようにサンプリング点ｋ，ｋ−１
の間のタイミングｓ，ｍにおける負荷電流検出値ＩＲ（
ｓ），ＩＲ（ｍ）の差分をとって求める。

【００６２】

【数３４】

【００６３】このΔＩＲ（ｋ）に時間比率に相当するゲ
インＧＰを掛けることで、サンプリング点ｋからの負荷
電流増加分を算出し、サンプリング点ｋにおける負荷電
流ＩＲ（ｋ）に加算して次のサンプリング点（ｋ＋１）
における負荷電流ＩＲ（ｋ＋１）を予測する。　　つま
り、負荷電流予測値ＩＲ（ｋ＋１）は、次の数式３５と
なる。

【００６４】

【数３５】

【００６５】なお、数式３５におけるΣＩＲ（ｋ）の項
は、各サンプリング点における出力電圧指令値と出力電
圧検出値との偏差を電圧電流変換したものを繰返し積算
した修正項であり、次の数式３６によって表される。

【００６６】

【数３６】

【００６７】なお、数式３６において、Ｔはサンプリン
グ期間、ＬはＬＣフィルタ２のインダクタンス値、Ｖ＊
は出力電圧指令値、Ｖは出力電圧検出値、ｎは電源周波
数に対するサンプリング周波数の比、ｉは出力電圧の何
周期前のサンプリング点かを示す自然数である。上記修
正項ΣＩＲ（ｋ）により、負荷電流予測値ＩＲ（ｋ＋１
）に生じる誤差を補正することができ、一層正確に負荷
電流を予測できると共に、整流器負荷等の非線形負荷が
投入された場合の電圧波形歪みを補償できる効果がある
。

【００６８】このようにして負荷電流予測値ＩＲ（ｋ＋
１）を求め、数式３３にて出力電流指令値Ｉ（ｋ＋１）
を求めると共に、次回のサンプリング点（ｋ＋１）にお
ける出力電圧指令値Ｖ（ｋ＋１）と、今回のサンプリン
グ点ｋにおける出力電圧検出値Ｖ（ｋ）及び出力電流検
出値Ｉ（ｋ）と、前回のサンプリング点（ｋ−１）にお
ける出力電圧検出値Ｖ（ｋ−１）及びインバータ単機に
よる負荷電流検出値ＩＲ（ｋ−１）と、前回及び今回の
サンプリング点の間に出力されたＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ
−１）とに基づき、前記数式２５によって今回及び次回
のサンプリング点ｋ，（ｋ＋１）の間に出力するべきＰ
ＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）を演算するものである。

【００６９】次に、複数台のインバータ１を並列運転す
る場合の制御方法につき説明する。この場合には、出力
電流指令値に関する前記数式３３が次の数式３７になる
。

【００７０】

【数３７】

【００７１】つまり並列運転の場合には、今回のサンプ
リング点ｋにおける分担負荷電流指令値ＩＬ（ｋ）に差
分ＧＰΔＩＬ（ｋ）を加算することで次のサンプリング
点（ｋ＋１）における分担負荷電流を予測し、これとコ
ンデンサ電流指令値ＩＣ（ｋ＋１）及び負荷電流の修正
項ＧＩΣＩＲ（ｋ）を加算して次のサンプリング点（ｋ
＋１）における出力電流指令値Ｉ（ｋ＋１）を演算する
。ここで、数式３７におけるΣＩＲ（ｋ）は、前記数式
３６から次の数式３８に変わる。

【００７２】

【数３８】

【００７３】すなわち、数式３６に（ＩＬ（ｋ＋１−ｉ
・ｎ）−ＩＲ（ｋ＋１−ｉ・ｎ））が加算されることに
なる。これは、整流器負荷等を単機運転していた状態か
ら並列運転に入る場合、以前に運転されていたインバー
タ側では、出力電圧の波形補償のための毎周期ごとの積
算分ΣＩＲがあるが、新たに運転される他のインバータ
側では上記積算分ΣＩＲがほとんどないため、電流指令
値のアンバランスが生じて横流が流れる。そこで、分担
負荷電流指令値ＩＬに追従するように繰返し制御するこ
とで、この横流をなくすことができる。以上のように、
並列運転を行なう場合には、次回のサンプリング点（ｋ
＋１）での分担負荷電流及び出力電流を予測した上で今
回のサンプリング点ｋにおけるＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）
を演算するため、並列運転時に各インバータの出力電圧
のみならず負荷分担を考慮した出力電流の瞬時値制御を
も安定して行なうことができる。なお、以上を整理して
、単機運転の場合及び並列運転の場合につきＰＷＭパル
ス幅Ｕ（ｋ）の演算式を示すと、それぞれ以下の数式３
９及び数式４０のようになる。

【００７４】

【数３９】

【００７５】

【数４０】

【００７６】次に、サンプリング期間Ｔ内においてＰＷ
Ｍパルスを１００％出力させるための制御方法について
説明する。この制御方法は、図５に示すように、今回の
サンプリング点ｋから次回の（ｋ＋１）に至る次のサン
プリング期間Ｔに出力するべきＰＷＭパルスのパルス幅
Ｕ（ｋ）を、今回のサンプリング点ｋよりも時間Ｍだけ
先行させたタイミングｍ以後に演算することにより、次
のサンプリング期間Ｔ内でＰＷＭパルスの１００％出力
を可能とするものである。ここで、先行させる時間Ｍは
、各検出値のＡ／Ｄ変換やパルス幅の演算自体に要する
時間を考慮して設定される。本実施例では、タイミング
ｍにおいて、インバータ単機による負荷電流ＩＲ（ｍ）
、出力電流Ｉ（ｍ）及び出力電圧Ｖ（ｍ）を検出し、サ
ンプリング点ｋにおける出力電流Ｉ（ｋ）及び出力電圧
Ｖ（ｋ）を予測して時間Ｍ内に演算を終了することで、
ＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）をサンプリング期間Ｔ内で１０
０％出力させることが可能になる。

【００７７】はじめに、サンプリング点ｋにおける出力
電流及び出力電圧を予測する。時間Ｍでの離散系の状態
方程式は、次の数式４１により表すことができる。

【００７８】

【数４１】

【００７９】また、数式４１における各パラメータは次
の数式４２，数式４３，数式４４，数式４５によって表
される。

【００８０】

【数４２】

【００８１】

【数４３】

【００８２】

【数４４】

【００８３】

【数４５】

【００８４】前記数式４１から、タイミングｍにおいて
サンプリング点ｋでの出力電流Ｉ（ｋ）を予測する数式
４６と、同じく出力電圧Ｖ（ｋ）を予測する数式４７と
が求められる。

【００８５】

【数４６】

【００８６】

【数４７】

【００８７】これらの数式４６及び数式４７を前記数式
２５に代入すると、次の数式４８が得られる。

【００８８】

【数４８】

【００８９】この数式４８を整理すると、数式４９とな
る。この数式４９において、ｋＭ１，ｋＭ２，ｋＭ３，
ｋＭ４，ｋＭ５は数式５０，数式５１，数式５２，数式
５３，数式５４により表される。

【００９０】

【数４９】

【００９１】

【数５０】ｋＭ１＝ｋ２ｍ４＋ｋ６ｍ２

【００９２】

【数５１】ｋＭ２＝ｋ６Ｏ１

【００９３】

【数５２】ｋＭ３＝ｋ２Ｐ２

【００９４】

【数５３】ｋＭ４＝ｋ６ｍ１＋ｋ２ｍ３

【００９５】

【数５４】ｋＭ５＝ｋ６Ｑ１＋ｋ２Ｑ２

【００９６】前
記数式４９において、Ｉ（ｋ＋１）は、次の数式５５に
よって表され、また、数式５５において、ＩＲ（ｋ）は
数式５６によって表される。

【００９７】

【数５５】

【００９８】

【数５６】

【００９９】このように本実施例によれば、前記数式４
９から明らかなように、サンプリング点ｋから時間Ｍだ
け先行したタイミングｍにおいて、その時点における出
力電圧検出値Ｖ（ｍ）、出力電流検出値Ｉ（ｍ）、イン
バータ単機による負荷電流検出値ＩＲ（ｍ）、サンプリ
ング点（ｋ＋１）における出力電圧指令値Ｖ（ｋ＋１）
、同じく数式５５，数式５６によるサンプリング点ｋで
の負荷電流予測値ＩＲ（ｋ）を含む出力電流指令値Ｉ（
ｋ＋１）、前回のサンプリング点（ｋ−１）における出
力電圧検出値Ｖ（ｋ−１）、負荷電流検出値ＩＲ（ｋ−
１）、ＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ−１）及び図５に示した時
間Ｗ（ｋ−１）を用いて、次のサンプリング期間Ｔに出
力するべきＰＷＭパルス幅Ｕ（ｋ）をサンプリング点ｋ
までに演算することができる。このため、サンプリング
点ｋ以後において、必要に応じてＰＷＭパルスの電圧利
用率を１００％にすることができる。なお、上記時間Ｍ
は、使用するハードウェアの性能等に応じて任意に設定
できるため、極めて自由度が高いものである。

【０１００】また、タイミングｍ，ｓにおける分担負荷
電流ＩＬ（ｍ），ＩＬ（ｓ）からサンプリング点ｋにお
ける分担負荷電流ＩＬ（ｋ）を予測して数式３７のよう
にＩ（ｋ＋１）を予測することにより、本実施例をイン
バータの並列運転にも適用することができる。

【０１０１】更に、本発明は任意台数のインバータの並
列運転に適用可能であり、インバータとしては単相、三
相の何れであってもよい。

【０１０２】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、従来のよ
うにインバータ出力電圧指令値だけでなく、並列運転さ
れるインバータの台数に応じた分担負荷電流指令値を考
慮した出力電流指令値をも考慮して制御ループを構成し
ているため、インバータの並列運転時に適正な負荷分担
を行なわせることができる。これにより、出力電圧のみ
による制御に加えて、出力電圧及び出力電流の安定した
瞬時値制御を行なうことができる。また、必要に応じて
サンプリング点よりも先行させたタイミングで演算を行
なうことにより、次のサンプリング期間でのＰＷＭパル
スの１００％出力を可能にして電圧利用率を高めること
ができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例が適用されるＰＷＭインバータ
システム全体の構成図である。

【図２】図１の要部の状態変数を示すブロック線図であ
る。

【図３】本発明の実施例におけるＰＷＭパルスの説明図
である。

【図４】本発明の実施例における負荷電流のサンプリン
グ点を示す図である。

【図５】ＰＷＭパルスを１００％出力させる場合のＰＷ
Ｍパルス及びサンプリング点を示す図である。

【図６】従来の技術が適用されるＰＷＭインバータシス
テム全体の構成図である。

【図７】従来の技術におけるＰＷＭパルスの説明図であ
る。

【符号の説明】

１　　ＰＷＭインバータ ２　　ＬＣフィルタ ３　　負荷 ８　　コントローラ ９　　分担負荷電流指令値演算器

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　ＰＷＭインバータの出力電圧、出力電
   流及び負荷電流の瞬時値が各指令値に一致するようにイ
   ンバータに与えるＰＷＭパルスを予測演算するＰＷＭイ
   ンバータの予測形瞬時値制御方法において、前記出力電
   圧、出力電流及びインバータ単機の負荷電流並びにイン
   バータの入力電圧の各瞬時値を所定期間ごとにサンプリ
   ングして得た各検出値と、各サンプリング点における出
   力電圧指令値と、この出力電圧を確立するためのインバ
   ータ出力側のコンデンサの電流指令値とインバータ単機
   の負荷電流指令値との和である出力電流指令値と、並列
   接続される複数台のインバータによって個々に分担され
   るべき分担負荷電流指令値とに基づき、今回のサンプリ
   ング点において次回のサンプリング点における分担負荷
   電流指令値及び出力電流指令値を予測すると共に、この
   出力電流指令値と、次回のサンプリング点における出力
   電圧指令値と、今回のサンプリング点における出力電圧
   検出値及び出力電流検出値と、前回のサンプリング点に
   おける出力電圧検出値及びインバータ単機の負荷電流検
   出値と、前回及び今回のサンプリング点の間に出力され
   たＰＷＭパルス幅とに基づいて今回及び次回のサンプリ
   ング点の間に出力するべきＰＷＭパルス幅を演算するこ
   とを特徴とするＰＷＭインバータの予測形瞬時値制御方
   法。