JP2019146369A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】センサレスでインダクタ電流を予測し電力変換装置を小型化・低コスト化する。【解決手段】電力変換装置１は、スイッチ素子１１及び１２をオン／オフさせてインダクタ１３を駆動することにより入力電圧から出力電圧（昇圧型ならＶ１→Ｖ２、降圧型ならＶ２→Ｖ１）を生成して負荷に供給するスイッチ出力段１０と、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬを積分してインダクタ１３に流れるインダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出する積分器２０と、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を用いてスイッチ出力段１０を駆動するコントローラ３０と、を有する。積分器２０は、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を用いて算出される出力電圧の予測値と実測値との差分値に応じて積分器２０の入力値を補正するオブザーバの一部として実装する。【選択図】図１

Description

本明細書中に開示されている発明は、電力変換装置に関する。

電力変換装置を高機能化するための手法として、電流モード制御コンバータや多相コンバータなどが知られている（例えば特許文献１を参照）。

特開２０１７−２０８９７６号公報 特開２００４−２０８３６４号公報

しかしながら、電流モード制御コンバータや各相の電流平衡化を行う多相コンバータでは、いずれもインダクタ電流を検出する必要がある。このような電力変換装置は、インダクタ電流を検出するために電流センサを用いているが、大電流になればなるほど大型で高コストとなる。

なお、特許文献２には、電流センサを用いずに同期電動機の相電流の状態を検出して同期電動機への印加電圧を制御する同期電動機の電流センサレス制御方法および制御装置が提案されている。しかしながら、本従来技術は、あくまで同期電動機を適用対象とするものであって、相電流の状態検出処理に際して同期電動機の角速度信号が用いられており、これを単純に電力変換装置に適用し得るものではなかった。

本明細書中に開示されている発明は、本願の発明者らにより見出された上記の課題に鑑み、電流センサを用いずにインダクタ電流を予測することにより、電力変換装置の小型化や低コスト化に貢献するものである。

本明細書中に開示されている電力変換装置は、スイッチ素子をオン／オフさせてインダクタを駆動することにより入力電圧から出力電圧を生成して負荷に供給するスイッチ出力段と、前記インダクタの両端間電圧を積分して前記インダクタに流れるインダクタ電流の予測値を算出する積分器と、前記インダクタ電流の予測値を用いて前記スイッチ出力段を駆動するコントローラと、を有する構成（第１の構成）とされている。

なお、上記第１の構成から成る電力変換装置において、前記積分器は、前記インダクタ電流の予測値を用いて算出される前記出力電圧の予測値と実測値との差分値に応じて前記積分器の入力値を補正するオブザーバの一部である構成（第２の構成）にするとよい。

また、上記した第１または第２の構成から成る電力変換装置において、前記コントローラは、前記インダクタ電流の予測値を用いて電流モード制御を行う構成（第３の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成る電力変換装置において、前記スイッチ出力段を昇圧型とし、前記入力電圧をＶｉとし、前記出力電圧をＶｏ（＞Ｖｉ）とし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとし、前記スイッチ素子のオンデューティをＤｏｎとすると、前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出される構成（第４の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第３いずれかの構成から成る電力変換装置において、前記スイッチ出力段を降圧型とし、前記入力電圧をＶｉとし、前記出力電圧をＶｏ（＜Ｖｉ）とし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとし、前記スイッチ素子のオンデューティをＤｏｎとすると、前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出される構成（第５の構成）にするとよい。

また、上記した第１〜第３いずれかの構成から成る電力変換装置において、前記スイッチ出力段を昇圧型とし、前記入力電圧をＶｉとし、前記インダクタの一端に現れるスイッチ電圧をＶｓｗとし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとすると、前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出される構成（第６の構成）にしてもよい。

また、上記した第１〜第３いずれかの構成から成る電力変換装置において、前記スイッチ出力段を降圧型とし、前記出力電圧をＶｏとし、前記インダクタの一端に現れるスイッチ電圧をＶｓｗとし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとすると、前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出される構成（第７の構成）にしてもよい。

また、上記した第６または第７の構成から成る電力変換装置において、前記スイッチ出力段の相数はｎ（ただしｎは２以上の整数）であり、前記積分器は、各相のスイッチ電圧の実測値に基づいて各相のインダクタ電流それぞれの予測値を個別に算出する構成（第８の構成）にするとよい。

また、上記した第８の構成から成る電力変換装置において、前記コントローラは、前記各相のインダクタ電流それぞれの予測値を用いて電流平衡制御を行う構成（第９の構成）にするとよい。

また、上記第９の構成から成る電力変換装置において、前記電流平衡制御に際して、前記各相のインダクタ電流それぞれの予測値に応じた電流帰還信号とその平均値との誤差を導出し、各相毎に前記誤差の積分値を用いて前記電流帰還信号を調整する構成（第１０の構成）にするとよい。

また、上記第８〜第１０いずれかの構成から成る電力変換装置において、前記コントローラは、ｎ相の前記スイッチ出力段を３６０°／ｎの位相差で駆動する構成（第１１の構成）にするとよい。

また、上記第１〜第１１いずれかの構成から成る電力変換装置において、前記負荷は、充電可能な二次電池である構成（第１２の構成）にするとよい。

本明細書中に開示されている発明によれば、電流センサを用いずにインダクタ電流を予測することにより、電力変換装置の小型化や低コスト化に貢献することが可能となる。

電力変換装置の基本構成を示す回路図 電力変換装置の数学モデルを示すブロック線図 電力変換装置の第１実施形態（単相昇圧型）を示す回路図 第１実施形態におけるインダク電流のシミュレーション波形図 電力変換装置の第２実施形態（２相昇圧型）を示す回路図 第２実施形態における電力変換装置の数学モデルを示すブロック線図 第２実施形態におけるインダクタ電流のシミュレーション波形図 領域αの拡大図

＜基本構成＞
図１は、電力変換装置の基本構成を示す回路図である。本構成例の電力変換装置１は、スイッチ出力段１０と、積分器２０と、コントローラ３０と、を有する。

スイッチ出力段１０は、スイッチ素子１１及び１２（本図ではいずれもＮＭＯＳＦＥＴ［N-channel type metal oxide semiconductor field effect transistor］）と、インダクタ１３とを含む。なお、スイッチ素子１１及び１２としては、ＰＭＯＳＦＥＴを用いても構わない。また、大電流・高電圧領域で使用されるＩＧＢＴ［insulated gate bipolar transistor］、ないしは、ＳｉＣパワートランジスタやＧａＮパワートランジスタなどのワイドバンドギャップ半導体素子を用いることもできる。

インダクタ１３の第１端は、第１ノードｎ１（＝第１電圧Ｖ１の印加端）に接続されている。インダクタ１３の第２端は、第４ノードｎ４（＝スイッチ電圧Ｖｓｗの印加端）に接続されている。

スイッチ素子１１のソース及びバックゲートは、いずれも第４ノードｎ４に接続されている。スイッチ素子１１のドレインは、第２ノードｎ２（＝第２電圧Ｖ２（＞Ｖ１）の印加端）に接続されている。スイッチ素子１１のゲートには、コントローラ３０からゲート信号Ｇ１１が入力されている。従って、スイッチ素子１１は、Ｇ１１＝Ｈのときにオンして、Ｇ１１＝Ｌのときにオフする。なお、スイッチ素子１１のドレイン・ソース間には、図示の極性で寄生ダイオードが付随している。また、スイッチ素子１１としては、ＮＭＯＳＦＥＴに代えてＰＭＯＳＦＥＴ［P-channel type MOSFET］を用いてもよい。

スイッチ素子１２のソース及びバックゲートは、いずれも第３ノードｎ３（＝基準電位端）に接続されている。スイッチ素子１２のドレインは、第４ノードｎ４に接続されている。スイッチ素子１２のゲートには、コントローラ３０からゲート信号Ｇ１２が入力されている。従って、スイッチ素子１２は、Ｇ１２＝Ｈのときにオンして、Ｇ１２＝Ｌのときにオフする。なお、スイッチ素子１２のドレイン・ソース間には、図示の極性で寄生ダイオードが付随している。

本構成例のスイッチ出力段１０は、スイッチ素子１１及び１２を相補的にオン／オフさせてインダクタ１３を駆動することにより、入力電圧から出力電圧を生成して負荷（例えば充電可能な二次電池）に供給する。

例えば、スイッチ出力段１０が昇圧型である場合、すなわち、第１電圧Ｖ１を入力電圧として第２電圧Ｖ２を出力電圧とする場合には、スイッチ素子１２が出力スイッチとして機能し、スイッチ素子１１が同期整流スイッチとして機能する。なお、スイッチ出力段１０をダイオード整流方式とする場合には、スイッチ素子１１として、アノードが第４ノードｎ４に接続されてカソードが第２ノードｎ２に接続されたダイオードを用いればよい。

一方、スイッチ出力段１０が降圧型である場合、すなわち、第２電圧Ｖ２を入力電圧として第１電圧Ｖ１を出力電圧とする場合には、スイッチ素子１１が出力スイッチとして機能し、スイッチ素子１２が同期整流スイッチとして機能する。なお、スイッチ出力段１０をダイオード整流方式とする場合には、スイッチ素子１２として、アノードが第３ノードｎ３に接続されてカソードが第４ノードｎ４に接続されたダイオードを用いればよい。

積分器２０は、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬを積分してインダクタ１３に流れるインダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出する。インダクタ１３の両端間電圧ＶＬは、次の（１）式で示したように、インダクタ電流ＩＬの微分値（ｄＩＬ／ｄｔ）に比例する。なお、変数Ｌは、インダクタ１３のインダクタンス値を示している。

従って、上記（１）式の両辺をそれぞれ積分することにより、次の（２）式を導出することができる。

このように、インダクタ１３に流れるインダクタ電流ＩＬについては、電流センサを用いてこれを実測せずとも、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬを時間的に積分することで、その予測値ＩＬ＾を算出することができる。なお、本明細書中において、演算処理により求められる予測値には、ハット記号「＾」を付すことにより、これを実測値と区別する。

コントローラ３０は、積分器２０から入力されるインダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を用いてゲート信号Ｇ１１及びＧ１２それぞれの生成制御を行うことにより、スイッチ出力段１０を駆動する。なお、コントローラ３０では、例えば、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を用いて電流モード制御が行われる。

上記したように、本構成例の電力変換装置１であれば、電流センサを用いずにインダクタ電流ＩＬを予測することができるので、小型化や低コスト化を図ることが可能となる。

ただし、上記の積分演算に用いられるパラメータに誤差が含まれていた場合には、その誤差が積分演算により累積されるので、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾が増加（または減少）し続けるおそれがある。以下では、このような不具合の回避策を提案する。

図２は、電力変換装置１の数学モデル（＝制御工学における状態空間モデル）を示すブロック線図である。本図で示すように、電力変換装置１は、制御対象となる実回路１００の数学モデルと、同一次元オブザーバ２００（以下では、単にオブザーバ２００と略称する）とを組み合わせて表現することができる。

実回路１００の数学モデルにおいて、符号１０１〜１０４は、それぞれ、状態行列Ａ、入力行列Ｂ、出力行列Ｃ、及び、直達行列Ｄを示している。また、符号１０５は、積分演算子を示しており、符号１０６及び１０７は、加算演算子を示している。

ここで、電力変換装置１を連続時間系の時不変モデルとすると、入力ベクトルｕ（ｔ）と状態ベクトルｘ（ｔ）との関係を示す状態方程式、並びに、状態ベクトルｘ（ｔ）と出力ベクトルｙ（ｔ）との関係を示す出力方程式は、それぞれ、次の（３ａ）式、及び（３ｂ）式となる。

なお、詳細は後述するが、入力ベクトルｕ（ｔ）には、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬが含まれており、状態ベクトルｘ（ｔ）には、インダクタ電流ＩＬが含まれている。

オブザーバ２００は、実回路１００の入力ベクトルｕ（ｔ）と出力ベクトルｙ（ｔ）から、状態ベクトルｘ（ｔ）の予測値ｘ＾（ｔ）を求めるものであり、マイコンなどの演算処理装置上で数学モデルとして実装される。オブザーバ２００の数学モデルにおいて、符号２０１〜２０４は、それぞれ、状態行列Ａ、入力行列Ｂ、出力行列Ｃ、及び、直達行列Ｄを示している。また、符号２０５は、積分演算子を示しており、符号２０６及び２０７は、加算演算子を示している。なお、これらの構成要素２０１〜２０７は、それぞれ、実回路１００における構成要素１０１〜１０７に対応している。

さらに、オブザーバ２００には、出力ベクトルｙ（ｔ）とその予測値ｙ＾（ｔ）との差分値（＝ｙ（ｔ）−ｙ＾（ｔ））に応じて、積分演算子２０５への入力値（＝予測値ｘ＾（ｔ）の微分値）を補正するための手段として、減算演算子２０８と補正行列２０９（＝スカラー値とベクトル値のいずれでも可）が含まれている。

ここで、電力変換装置１を連続時間系の時不変モデルとすると、入力ベクトルｕ（ｔ）と状態ベクトルｘ（ｔ）の予測値ｘ＾（ｔ）との関係を示す状態方程式、並びに、状態ベクトルｘ（ｔ）の予測値ｘ＾（ｔ）と出力ベクトルｙ（ｔ）の予測値ｙ＾（ｔ）との関係を示す出力方程式は、それぞれ、次の（４ａ）式及び（４ｂ）式となる。

なお、先述の通り、入力ベクトルｕ（ｔ）には、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬが含まれており、状態ベクトルｘ（ｔ）には、インダクタ電流ＩＬが含まれている。従って、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬを積分することにより、状態ベクトルｘ（ｔ）の予測値ｘ＾（ｔ）、延いては、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出することができる。

また、オブザーバ２００を用いる構成であれば、上記の積分演算に用いられるパラメータに誤差が含まれていた場合であっても、その誤差が小さくなるように補正を掛けることができるので、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を収束させることが可能となる。

なお、オブザーバ２００の数学モデルのうち、本図の一点鎖線で囲まれた４つの構成要素は、図１の積分器２０（＝インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出するために必要最小限の構成要素）に相当する。すなわち、本図では、図１の積分器２０をオブザーバ２００の一部として理解することができる。

＜第１実施形態＞
図３は、電力変換装置の第１実施形態（単相昇圧型）を示す回路図である。本実施形態の電力変換装置１は、先出の基本構成（図１）をベースとしつつ、スイッチ出力段１０がダイオード整流方式の単相昇圧型として具体化されている。

本図に即してより詳細に述べると、スイッチ出力段１０は、第１ノードｎ１に入力されている入力電圧Ｖｉを昇圧して第２ノードｎ２から出力電圧Ｖｏを出力する。整流用のスイッチ素子１１としては、アノードが第４ノードｎ４に接続されてカソードが第２ノードｎ２に接続されたダイオードが用いられている。インダクタ１３には、直流抵抗１４が付随している。第２ノードｎ２と第３ノードｎ３との間には、出力キャパシタ１５が接続されている。出力キャパシタ１５には、等価直列抵抗１６が付随している。

先にも述べたように、インダクタ１３に流れるインダクタ電流ＩＬについては、先出の（２）式から、インダクタ１３の両端間電圧ＶＬを時間的に積分することで、その予測値ＩＬ＾を算出することができる。

特に、単相昇圧型の電力変換装置１では、入力電圧をＶｉとし、出力電圧をＶｏ（＞Ｖｉ）とし、インダクタ１３のインダクタンス値をＬとし、スイッチ素子１２のオンデューティをＤｏｎ（＝Ｔｏｎ／Ｔ、ただし、Ｔｏｎはスイッチ素子１２のオン期間、Ｔはスイッチング周期）とすると、次の（５）式から、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出することができる。

このとき、先出の（３ａ）式及び（３ｂ）式で表された状態方程式と出力方程式は、それぞれ、次の（６ａ）式及び（６ｂ）式のように書き下すことができる。

なお、両式中において、ＶＣは出力キャパシタ１５の充電電圧値、ＲＬは直流抵抗１４の抵抗値、Ｒｏｎはスイッチ素子１２のオン抵抗値、ＲＣは等価直列抵抗１６の抵抗値、Ｃｏは出力キャパシタ１５の容量値、Ｉｏは出力電流Ｉｏの電流値、ＶＤはスイッチ素子１２として用いられているダイオードの順方向降下電圧をそれぞれ示している。

（６ａ）式は、（５）式に対して各素子の電圧降下や寄生成分も考慮したものであり、オブザーバを構成するときには、（６ｂ）式の出力方程式も必要となる。すなわち、簡易的には、（５）式でインダクタ電流ＩＬを予測することができるが、精度を上げるためには、各素子のパラメータを使用することが望ましく、さらに実用的には、オブザーバを使用することが望ましい。

（３ａ）式及び（３ｂ）式と（６ａ）式及び（６ｂ）式とをそれぞれ対比すれば明らかなように、単相昇圧型の電力変換装置１において、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出することなく、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出する場合、状態行列Ａ、入力行列Ｂ、出力行列Ｃ、直達行列Ｄ、入力ベクトルｕ（ｔ）、状態ベクトルｘ（ｔ）、及び、出力ベクトルｙ（ｔ）は、それぞれ、次の（７ａ）〜（７ｇ）式のように理解することができる。

また、ＶＬ＝Ｖｉ−Ｖｓｗで求められることから、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出して、次の（８）式から、インダクタ電流の予測値ＩＬ＾を算出することも可能である。

このとき、先出の（３ａ）式及び（３ｂ）式で表された状態方程式と出力方程式は、それぞれ、次の（９ａ）式及び（９ｂ）式のように書き下すことができる。

（３ａ）式及び（３ｂ）式と（９ａ）式及び（９ｂ）式とをそれぞれ対比すれば明らかなように、単相昇圧型の電力変換装置１において、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出してインダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出する場合、状態行列Ａ、入力行列Ｂ、出力行列Ｃ、直達行列Ｄ、入力ベクトルｕ（ｔ）、状態ベクトルｘ（ｔ）、及び、出力ベクトルｙ（ｔ）は、それぞれ、次の（１０ａ）〜（１０ｇ）式のように理解することができる。

上記したように、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出してインダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出する構成であれば、積分演算に用いられる状態変数の一部（Ｒｏｎ、ＶＤ）を削減することができる。従って、予測値ＩＬ＾の算出精度を高めることが可能となる。

また、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏを検出する構成では、スイッチ出力段１０の多相化には対応することができないが、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出する構成であれば、スイッチ出力段１０の多相化にも柔軟に対応することができる。この点については、後出の第２実施形態（図５）で詳細に説明する。

図４は、第１実施形態におけるインダクタ電流ＩＬ及びその予測値ＩＬ＾のシミュレーション波形図（連続時間系）である。なお、シミュレーション条件は、次の通りである。

入力電圧Ｖｉ：５Ｖ
出力電圧Ｖｏ：１２Ｖ
出力電力Ｐｏ：１５Ｗ
スイッチング周波数ｆｓ：１００ｋＨｚ
インダクタ平均電流ＩＬ（ａｖｅ）：１．５Ａ
インダクタ電流リプル率ｋ：０．３

本図から分かるように、オブザーバ２００では、インダクタ電流ＩＬの波形を模擬した予測値ＩＬ＾が算出されており、いずれも負荷変動が生じてから所定のセトリング期間で収束している。

＜第２実施形態＞
図５は、電力変換装置の第２実施形態（２相昇圧型）を示す回路図である。本実施形態の電力変換装置１は、第１実施形態（図３）をベースとしつつ、スイッチ出力段１０の相数を増やして、２相昇圧型のインターリーブコンバータとされている。以下では、第１実施形態（図３）との変更点を中心に説明する。

インダクタ１３（１）及び１３（２）それぞれの第１端は、いずれも、第１ノードｎ１（＝入力電圧Ｖｉの入力端）に共通接続されている。インダクタ１３（１）の第２端は、直流抵抗１４（１）を介して第４ノードｎ４（１）（＝スイッチ電圧Ｖｓｗ１の印加端）に接続されている。インダクタ１３（２）の第２端は、直流抵抗１４（２）を介して第４ノードｎ４（２）（＝スイッチ電圧Ｖｓｗ２の印加端）に接続されている。

スイッチ素子１１（１）のアノードとスイッチ素子１２（１）のドレインは、いずれも第４ノードｎ４（１）に接続されている。スイッチ素子１１（２）のアノードとスイッチ素子１２（２）のドレインは、いずれも第４ノードｎ４（２）に接続されている。スイッチ素子１１（１）及び１１（２）それぞれのカソードは、いずれも第２ノードｎ２（＝出力電圧Ｖｏの出力端）に共通接続されている。スイッチ素子１２（１）及び１２（２）それぞれのソースとバックゲートは、いずれも第３ノードｎ３（＝基準電位端）に共通接続されている。また、第２ノードｎ２と第３ノードｎ３との間には、出力キャパシタ１５が接続されている。なお、出力キャパシタ１５には、等価直列抵抗１６が付随している。

スイッチ素子１２（１）のゲートには、コントローラ３０からゲート信号Ｇ１２（１）が入力されている。従って、スイッチ素子１２（１）は、Ｇ１２（１）＝ＨのときにオンしてＧ１２（１）＝Ｌのときにオフする。一方、スイッチ素子１２（２）のゲートには、コントローラ３０からゲート信号Ｇ１２（２）が入力されている。従って、スイッチ素子１２（２）は、Ｇ１２（２）＝ＨのときにオンしてＧ１２（２）＝Ｌのときにオフする。

なお、上記構成要素のうち、スイッチ素子１１（１）及び１２（１）とインダクタ１３（１）は、第１相のスイッチ出力段として機能する。一方、スイッチ素子１１（２）及び１２（２）とインダクタ１３（２）は、第２相のスイッチ出力段として機能する。また、それぞれのカソードが共通接続されたスイッチ素子１１（１）及び１１（２）は、インダクタ１３（１）及び１３（２）それぞれに流れるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２を足し合わせる出力加算部（出力整流部）として機能する。また、出力キャパシタ１５は、スイッチ素子１１（１）及び１１（２）の加算出力を平滑化して最終的な出力電圧Ｖｏを生成する出力平滑部として機能する。すなわち、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２を足し合わせた加算電流が出力キャパシタ１５で出力電圧Ｖｏに変換されている。

積分器２０は、スイッチ電圧Ｖｓｗ１及びＶｓｗ２それぞれの実測値に基づいて、インダクタ１３（１）の両端間電圧ＶＬ１（＝Ｖｉ−Ｖｓｗ１）と、インダクタ１３（２）の両端間電圧ＶＬ２（＝Ｖｉ−Ｖｓｗ２）をそれぞれ積分することにより、インダクタ１３（１）及び１３（２）それぞれに流れるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２それぞれの予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾を個別に算出する。

コントローラ３０は、積分器２０から入力されるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２それぞれの予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾を用いてゲート信号Ｇ１２（１）及びＧ１２（２）それぞれの生成制御を行うことにより、スイッチ出力段１０を駆動する。

その際、コントローラ３０は、各相のスイッチ出力段を所定の位相差で駆動する。本図に即して述べると、コントローラ３０は、２相のスイッチ出力段（具体的には、スイッチ素子１２（１）及び１２（２））を１８０°の位相差で駆動する。

このようなインターリーブ制御を行えば、インダクタ１３（１）及び１３（２）にそれぞれ流れるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２のリップル成分を互いに打ち消し合うことができる。従って、出力キャパシタ１５のストレス軽減などを実現することが可能となる。

なお、本図では、スイッチ出力段１０の相数を２とした例を挙げたが、スイッチ出力段１０の相数は何らこれに限定されるものではなく、相数を３以上としても構わない。これを踏まえて、インターリーブ制御の位相差について一般化すると、スイッチ出力段１０の相数がｎ（ただしｎは２以上の整数）であるときには、上記の位相差を３６０°／ｎとすることが望ましい。

上記したように、本実施形態の電力変換装置１であれば、電流モード制御や電流平衡制御（詳細は後述）に必要となる各相毎のインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２を個別に予測することができるので、２相分の電流センサを割愛することが可能となり、延いては、小型化や低コスト化を図ることが可能となる。

なお、２相昇圧型の電力変換装置１において、出力電圧制御（＝出力電圧Ｖｏを目標値に維持する出力帰還制御）を行う場合、先出の（３ａ）式及び（３ｂ）式で表された状態方程式と出力方程式は、それぞれ、次の（１１ａ）式及び（１１ｂ）式のように書き下すことができる。

なお、両式中において、ＶＣは出力キャパシタ１５の充電電圧値、ＲＬ１及びＲＬ２は直流抵抗１４（１）及び１４（２）の抵抗値、Ｌ１及びＬ２はインダクタ１３（１）及び１３８２）のインダクタンス値、Ｄｏｎ１及びＤｏｎ２はスイッチ素子１２（１）及び１２（２）のオンデューティ、ＲＣは等価直列抵抗１６の抵抗値、Ｃｏは出力キャパシタ１５の容量値、Ｉｏは出力電流Ｉｏの電流値をそれぞれ示している。

（３ａ）式及び（３ｂ）式と（１１ａ）式及び（１１ｂ）式とをそれぞれ対比すれば明らかなように、２相昇圧型の電力変換装置１において、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出してインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２それぞれの予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾を算出する場合、出力電圧制御時における状態行列Ａ、入力行列Ｂ、出力行列Ｃ、直達行列Ｄ、入力ベクトルｕ（ｔ）、状態ベクトルｘ（ｔ）、並びに、出力ベクトルｙ（ｔ）は、それぞれ、次の（１２ａ）〜（１２ｇ）式のように理解することができる。

なお、電力変換装置１の負荷として二次電池（例えばリチウムイオン電池）が接続されている場合には、基本的に、電力変換装置１で出力電流制御（＝出力電流Ｉｏを目標値に維持する出力帰還制御）が行われる。その場合でも、出力電圧制御時と同じく、オブザーバ２００では、出力電圧Ｖｏの予測値と実測値との差分値に応じた補正処理が行われる。

＜電流平衡制御＞
図６は、第２実施形態の電力変換装置１で電流平衡制御を行う場合の数学モデルを示すブロック線図である。本図で示すように、第２実施形態の電力変換装置１は、出力段３０１Ａ及び３０１Ｂと、出力加算部３０２と、出力平滑部３０３と、帰還電圧生成部３０４と、差分入力部３０５と、制御器３０６と、駆動部３０７Ａ及び３０７Ｂと、増幅器３０９Ａ及び３０９Ｂと、信号調整部３１０Ａ及び３１０Ｂと、加算器３１１と、１／２減衰器３１２と、減算器３１３Ａ及び３１３Ｂと、補償器３１４Ａ及び３１４Ｂと、信号調整部３１５Ａ及び３１５Ｂと、を有する。

なお、上記構成要素のうち、例えば、差分入力部３０５、制御器３０６、駆動部３０７Ａ及び３０７Ｂ、増幅器３０９Ａ及び３０９Ｂ、信号調整部３１０Ａ及び３１０Ｂ、加算器３１１、１／２減衰器３１２、減算器３１３Ａ及び３１３Ｂ、補償器３１４Ａ及び３１４Ｂ、並びに、信号調整部３１５Ａ及び３１５Ｂは、コントローラ３０に含めるとよい。

出力段３０１Ａ（伝達関数：Ｇｖｄ（ｓ））は、駆動信号Ｓ１２Ａに応じて矩形波状のスイッチ電圧Ｖｓｗ１を生成するパワー部である。出力段３０１Ａとしては、図５のスイッチ素子１２（１）及びインダクタ１３（１）がこれに相当する。

出力段３０１Ｂ（伝達関数：Ｇｖｄ（ｓ））は、駆動信号Ｓ１２Ｂに応じて矩形波状のスイッチ電圧Ｖｓｗ２を生成するパワー部である。出力段３０１Ｂとしては、図５のスイッチ素子１２（２）及びインダクタ１３（２）がこれに相当する。

出力加算部３０２は、スイッチ電圧Ｖｓｗ１及びＶｓｗ２をそれぞれ足し合わせて出力平滑部３０３に出力する。出力加算部３０２としては、図５のスイッチ素子１１（１）及び１１（２）がこれに相当する。

出力平滑部３０３は、出力加算部３０２の加算出力を平滑化して出力電圧Ｖｏを生成する。出力平滑部３０３としては、図５の出力キャパシタ１６がこれに相当する。

帰還電圧生成部３０４（ゲイン：Ｋｖ）は、出力電圧Ｖｏに応じた帰還電圧Ｖｆｂを生成してコントローラ３０に出力する。帰還電圧生成部３０４としては、例えば、出力電圧Ｖｏを分圧して帰還電圧Ｖｆｂを生成する抵抗分圧回路がこれに相当する。ただし、出力電圧Ｖｏがコントローラ３０の入力ダイナミックレンジに収まっている場合には、帰還電圧生成部３０４を省略し、出力電圧Ｖｏをコントローラ３０に直接入力してもよい。

差分入力部３０５は、帰還電圧Ｖｆｂと所定の参照電圧Ｖｒｅｆとの差分信号を制御器３０６に出力する。

制御器３０６（伝達関数：Ｇｃｖ（ｓ））は、差分入力部３０５から入力される差分信号に応じた電圧帰還信号Ｓ１０を生成する。

なお、差分入力部３０５及び制御器３０６としては、例えば、エラーアンプや位相補償回路がこれに相当する。

駆動部３０７Ａ（伝達関数：Ｆｍ）は、制御信号Ｓ１１Ａ（＝調整電流帰還信号Ｓ２５Ａによる調整済みの電圧帰還信号Ｓ１０に相当）に応じて駆動信号Ｓ１２Ａを生成する。駆動部３０７Ａとしては、例えば、制御信号Ｓ１１Ａに応じたオンデューティのパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ［pulse width modulation］発生回路がこれに相当する。

駆動部３０７Ｂ（伝達関数：Ｆｍ）は、制御信号Ｓ１１Ｂ（＝調整電流帰還信号Ｓ２５Ｂによる調整済みの電圧帰還信号Ｓ１０に相当）に応じて駆動信号Ｓ１２Ｂを生成する。駆動部３０７Ｂとしては、例えば、制御信号Ｓ１１Ｂに応じたオンデューティのパルス幅変調信号を生成するＰＷＭ発生回路がこれに相当する。

なお、上記構成要素のうち、差分入力部３０５、制御器３０６、並びに、駆動部３０７Ａ及び３０７Ｂは、出力電圧Ｖｏ（ないしは帰還電圧Ｖｆｂ）を検出して電圧帰還制御を行う電圧帰還制御部として機能する。

増幅器３０９Ａ（ゲイン：Ｋｉ）は、電流検出信号Ｓ１３Ａを増幅して電流帰還信号Ｓ１４Ａを生成する。なお、電流検出信号Ｓ１３Ａとしては、積分部２０で算出されたインダクタ電流ＩＬ１の予測値ＩＬ１＾がこれに相当する。従って、インダクタ電流ＩＬ１を検出するための電流検出器（センス抵抗など）は不要である。

増幅器３０９Ｂ（ゲイン：Ｋｉ）は、電流検出信号Ｓ１３Ｂを増幅して電流帰還信号Ｓ１４Ｂを生成する。なお、電流検出信号Ｓ１３Ｂとしては、積分部２０で算出されたインダクタ電流ＩＬ２の予測値ＩＬ２＾がこれに相当する。従って、インダクタ電流ＩＬ２を検出するための電流検出器（センス抵抗など）は不要である。

信号調整部３１０Ａは、調整電流帰還信号Ｓ２５Ａに応じて電圧帰還信号Ｓ１０を調整することにより、制御信号Ｓ１１Ａを生成する。信号調整部３１０Ａとしては、例えば、電圧帰還信号Ｓ１０から調整電流帰還信号Ｓ２５Ａを差し引いて制御信号Ｓ１１Ａを生成する減算器がこれに相当する。

信号調整部３１０Ｂは、調整電流帰還信号Ｓ２５Ｂに応じて電圧帰還信号Ｓ１０を調整することにより、制御信号Ｓ１１Ｂを生成する。信号調整部３１０Ｂとしては、例えば、電圧帰還信号Ｓ１０から調整電流帰還信号Ｓ２５Ｂを差し引いて制御信号Ｓ１１Ｂを生成する減算器がこれに相当する。

加算器３１１は、電流帰還信号Ｓ１４Ａ及びＳ１４Ｂを足し合わせて加算電流帰還信号Ｓ２１（＝Ｓ１４Ａ＋Ｓ１４Ｂ）を生成する。

１／２減衰器３１２は、加算電流帰還信号Ｓ２１を１／２に減衰して平均電流帰還信号Ｓ２２（＝（Ｓ１４Ａ＋Ｓ１４Ｂ）／２）を生成する。

すなわち、加算器３１１及び１／２減衰器３１２は、電流帰還信号Ｓ１４Ａ及びＳ１４Ｂを平均して平均電流帰還信号Ｓ２２を生成する平均部として機能する。

減算器３１３Ａは、電流帰還信号Ｓ１４Ａから平均電流帰還信号Ｓ２２を差し引いて差分電流帰還信号Ｓ２３Ａ（＝Ｓ１４Ａ−Ｓ２２）を生成する。

減算器３１３Ｂは、電流帰還信号Ｓ１４Ｂから平均電流帰還信号Ｓ２２を差し引いて差分電流帰還信号Ｓ２３Ｂ（＝Ｓ１４Ｂ−Ｓ２２）を生成する。

補償器３１４Ａ（伝達関数：Ｃｉ（ｓ））は、差分電流帰還信号Ｓ２３Ａの位相を補償して電流平衡信号Ｓ２４Ａを生成する。補償器３１４Ａとしては、例えば、差分電流帰還信号Ｓ２３Ａを積分して電流平衡信号Ｓ２４Ａを生成する積分器がこれに相当する。

補償器３１４Ｂ（伝達関数：Ｃｉ（ｓ））は、差分電流帰還信号Ｓ２３Ｂの位相を補償して電流平衡信号Ｓ２４Ｂを生成する。補償器３１４Ｂとしては、例えば、差分電流帰還信号Ｓ２３Ｂを積分して電流平衡信号Ｓ２４Ｂを生成する積分器がこれに相当する。

信号調整部３１５Ａは、電流平衡信号Ｓ２４Ａに応じて電流帰還信号Ｓ１４Ａを調整することにより、調整電流帰還信号Ｓ２５Ａを生成する。信号調整部３１５Ａとしては、例えば、電流帰還信号Ｓ１４Ａと電流平衡信号Ｓ２４Ａとを足し合わせて調整電流帰還信号Ｓ２５Ａ（＝Ｓ１４Ａ＋Ｓ２４Ａ）を生成する加算器がこれに相当する。

信号調整部３１５Ｂは、電流平衡信号Ｓ２４Ｂに応じて電流帰還信号Ｓ１４Ｂを調整することにより、調整電流帰還信号Ｓ２５Ｂを生成する。信号調整部３１５Ｂとしては、例えば、電流帰還信号Ｓ１４Ｂと電流平衡信号Ｓ２４Ｂとを足し合わせて調整電流帰還信号Ｓ２５Ｂ（＝Ｓ１４Ｂ＋Ｓ２４Ｂ）を生成する加算器がこれに相当する。

なお、先出の減算器３１３Ａの入力極性を正負逆とし、平均電流帰還信号Ｓ２２から電流帰還信号Ｓ１４Ａを差し引いて差分電流帰還信号Ｓ２３Ａ（＝Ｓ２２−Ｓ１４Ａ）を生成する場合には、信号調整部３１５Ａとして、電流帰還信号Ｓ１４Ａから電流平衡信号Ｓ２４Ａを差し引いて調整電流帰還信号Ｓ２５Ａ（＝Ｓ１４Ａ−Ｓ２４Ａ）を生成する減算器を用いればよい。

同様に、先出の減算器３１３Ｂの入力極性を正負逆とし、平均電流帰還信号Ｓ２２から電流帰還信号Ｓ１４Ｂを差し引いて差分電流帰還信号Ｓ２３Ｂ（＝Ｓ２２−Ｓ１４Ｂ）を生成する場合には、信号調整部３１５Ｂとして、電流帰還信号Ｓ１４Ｂから電流平衡信号Ｓ２４Ｂを差し引いて調整電流帰還信号Ｓ２５Ｂ（＝Ｓ１４Ｂ−Ｓ２４Ｂ）を生成する減算器を用いればよい。

なお、上記した種々の構成要素のうち、増幅器３０９Ａと信号調整部３１０Ａは、インダクタ電流ＩＬ１に応じて第１相の電流帰還制御を行う第１の電流帰還制御部として機能する。また、上記構成要素のうち、増幅器３０９Ｂと信号調整部３１０Ｂは、インダクタ電流ＩＬ２に応じて第２相の電流帰還制御を行う第２の電流帰還制御部として機能する。

すなわち、第２実施形態の電力変換装置１では、電流モード制御によるスイッチ出力段１０の駆動制御が行われており、出力電圧Ｖｏに応じた電圧帰還制御だけでなく、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２に応じた電流帰還制御が行われる。従って、電圧帰還制御のみを行う構成と比べて、出力帰還制御の安定性を向上することが可能である。

また、電圧帰還ループと電流帰還ループの双方を有する構成であれば、電圧帰還ループの二次遅れ系と電流帰還ループの二次遅れ系を相殺することができる。従って、電圧帰還ループの二次遅れ系に特有の共振ピークが減るので、位相の遅れが緩やかとなる。その結果、電圧帰還ループのみを有する構成と比べて、出力電流Ｉｏ（延いてはインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２）が急変しても、意図しないオーバーシュートまたはアンダーシュートを生じにくくなる。

また、上記した種々の構成要素のうち、加算器３１１、１／２減衰器３１２、減算器３１３Ａ及び３１３Ｂ、補償器３１４Ａ及び３１４Ｂ、並びに、信号調整部３１５Ａ及び３１５Ｂ）は、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２の平均値を算出し、その算出結果を用いて電流帰還信号Ｓ１４Ａ及びＳ１４Ｂをそれぞれ調整する電流平衡制御部として機能する。

すなわち、コントローラ３０は、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２それぞれの予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾を用いて各相の電流平衡制御を行う機能を備えている。

より具体的に述べると、コントローラ３０は、上記の電流平衡制御に際して、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２それぞれの予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾に応じた電流帰還信号Ｓ１４Ａ及びＳ１４Ｂとその平均値（＝平均電流帰還信号Ｓ２２）との誤差（＝差分電流帰還信号Ｓ２３Ａ及びＳ２３Ｂ）を導出し、各相毎に上記誤差の積分値（＝電流平衡信号Ｓ２４Ａ及びＳ２４Ｂ）を用いて電流帰還信号Ｓ１４Ａ及びＳ１４Ｂを調整する。

なお、ＩＬ１≠ＩＬ２である場合には、Ｓ２３Ａ≠０、Ｓ２３Ｂ≠０となるので、上記の電流平衡制御が行われる。従って、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２が定常偏差のない平衡状態となる。

一方、ＩＬ１＝ＩＬ２（またはＩＬ１≒ＩＬ２）である場合には、差分電流帰還信号Ｓ２３Ａ及びＳ２３Ｂがゼロ値（またはほぼゼロ値）となるので、信号調整部３１５Ａ及び３１５Ｂにそれぞれ入力される電流平衡信号Ｓ２４Ａ及びＳ２４Ｂもゼロ値（またはほぼゼロ値）となる。その結果、電流平衡制御部が何ら機能していない状態となる。

ただし、電流平衡制御部が無効となっても、調整電流帰還信号Ｓ２５Ａ及びＳ２５Ｂがゼロ値となるわけではなく、無調整の電流帰還信号Ｓ１４Ａ及びＳ１４Ｂが調整電流帰還信号Ｓ２５Ａ及びＳ２５Ｂとしてそのまま信号調整部３１０Ａ及び３１０Ｂに入力される状態となる。従って、ＩＬ１＝ＩＬ２（またはＩＬ１≒ＩＬ２）であっても、各相独立の電流モード制御自体は、何ら支障なく継続される。

このように、コントローラ３０は、各相独立の電流帰還ループを残しつつ、電流平衡制御部が別途追加された構成とされている。このような構成を採用すれば、ＩＬ１＝ＩＬ２（またはＩＬ１≒ＩＬ２）となり、電流平衡制御部が十全に機能しない状態となっても、出力電圧Ｖｏに応じた電圧帰還制御とインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２に応じた電流帰還制御を支障なく継続することができる。従って、出力電流Ｉｏ（延いてはインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２）が急変しても、意図しないオーバーシュートまたはアンダーシュートを生じにくくなる。

特に、大電流・高電圧を取り扱う機器（民生機器、産業機器、または、車載機器など）の電源手段として、２相昇圧型の電力変換装置１を用いる場合には、電圧帰還ループの二次遅れ系に特有の共振ピークが大きくなりやすいので、上記構成のコントローラ３０を採用することが望ましいと言える。

図７は、第２実施形態におけるインダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２と、それぞれの予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾のシミュレーション波形図（連続時間系）である。また、図８は、図７中における領域αの拡大図である。なお、シミュレーション条件は次の通りである。

入力電圧Ｖｉ：５Ｖ
出力電圧Ｖｏ：１２Ｖ
出力電力Ｐｏ：１５Ｗ
スイッチング周波数ｆｓ：１００ｋＨｚ
インダクタ平均電流ＩＬ１、ＩＬ２（ａｖｅ）：１．５Ａ
インダクタ直流抵抗ＲＬ１、ＲＬ２：０．０２Ω、０．０７Ω
インダクタ電流リプル率ｋ：０．３

図７から分かるように、スイッチ出力段１０を２相に拡張した場合であっても、オブザーバ２００では、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２それぞれの波形を模擬した予測値ＩＬ１＾及びＩＬ２＾が個別に算出されており、いずれも負荷変動が生じてから所定のセトリング期間で収束している。

また、図８で示したように、直流抵抗ＲＬ１及びＲＬ２それぞれの抵抗値が互いに不一致であっても、インダクタ電流ＩＬ１及びＩＬ２の平均電流値が一致していることから、先述の電流平衡制御が正しく働いていることが分かる。

＜従来技術との対比＞
これまでに説明してきたインダクタ電流ＩＬの予測値算出手法と、特許文献２の従来技術との相違点は、次の通りである。（１）角速度信号を用いていない。（２）計算した電圧指令値ではなく実際の電圧値を用いている。（３）推定した電流値を用いて電流モード制御や電流平衡制御を行っている。（４）従来技術ではオブザーバ電流の目標値がある。

＜降圧型への適用＞
なお、上記の第１実施形態（図３）及び第２実施形態（図５）では、スイッチ出力段１０が昇圧型である場合を例に挙げたが、これまでに説明してきたインダクタ電流ＩＬの予測値算出手法は、スイッチ出力段が降圧型である場合にも適用することが可能である。

例えば、先出の図１において、Ｖ２＝Ｖｉとし、Ｖ１＝Ｖｏ（＜Ｖｉ）とし、インダクタ１３のインダクタンス値をＬとし、スイッチ素子１１のオンデューティをＤｏｎとすると、次の（１３）式から、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出することができる。

また、スイッチ電圧Ｖｓｗを検出する場合には、次の（１４）式から、インダクタ電流ＩＬの予測値ＩＬ＾を算出することができる。

＜その他の変形例＞
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。すなわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。

本明細書中に開示されている発明は、例えば、二次電池の充電器に用いられる電力変換装置に利用することが可能である。また、本明細書中に開示されているインターリーブコンバータは、例えば、大電流・高電圧を取り扱う機器（民生機器、産業機器、または、車載機器など）の電源手段として、好適に利用することが可能である。

１ 電力変換装置
１０ スイッチ出力段
１１、１１（１）、１１（２） スイッチ素子
１２、１２（１）、１２（２） スイッチ素子
１３、１３（１）、１３（２） インダクタ
１４、１４（１）、１４（２） 直流抵抗
１５ 出力キャパシタ
１６ 等価直列抵抗
２０ 積分器
３０ コントローラ
１００ 実回路
２００ 同一次元オブザーバ
１０１、２０１ 状態行列Ａ
１０２、２０２ 入力行列Ｂ
１０３、２０３ 出力行列Ｃ
１０４、２０４ 直達行列Ｄ
１０５、２０５ 積分演算子
１０６、２０６ 加算演算子
１０７、２０７ 加算演算子
２０８ 減算演算子
２０９ 補正行列Ｌ
３０１Ａ、３０１Ｂ 出力段
３０２ 出力加算部
３０３ 出力平滑部
３０４ 帰還電圧生成部
３０５ 差分入力部
３０６ 制御器
３０７Ａ、３０７Ｂ 駆動部
３０９Ａ、３０９Ｂ 増幅器
３１０Ａ、３１０Ｂ 信号調整部
３１１ 加算器
３１２ １／２減衰器
３１３Ａ、３１３Ｂ 減算器
３１４Ａ、３１４Ｂ 補償器
３１５Ａ、３１５Ｂ 信号調整部
ｎ１〜ｎ４、ｎ４（１）、ｎ４（２） ノード

Claims (12)

1. スイッチ素子をオン／オフさせてインダクタを駆動することにより入力電圧から出力電圧を生成して負荷に供給するスイッチ出力段と、
   前記インダクタの両端間電圧を積分して前記インダクタに流れるインダクタ電流の予測値を算出する積分器と、
   前記インダクタ電流の予測値を用いて前記スイッチ出力段を駆動するコントローラと、
   を有することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記積分器は、前記インダクタ電流の予測値を用いて算出される前記出力電圧の予測値と実測値との差分値に応じて前記積分器の入力値を補正するオブザーバの一部であることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記コントローラは、前記インダクタ電流の予測値を用いて電流モード制御を行うことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記スイッチ出力段を昇圧型とし、前記入力電圧をＶｉとし、前記出力電圧をＶｏ（＞Ｖｉ）とし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとし、前記スイッチ素子のオンデューティをＤｏｎとすると、
   前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
   

   
5. 前記スイッチ出力段を降圧型とし、前記入力電圧をＶｉとし、前記出力電圧をＶｏ（＜Ｖｉ）とし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとし、前記スイッチ素子のオンデューティをＤｏｎとすると、
   前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
   

   
6. 前記スイッチ出力段を昇圧型とし、前記入力電圧をＶｉとし、前記インダクタの一端に現れるスイッチ電圧をＶｓｗとし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとすると、
   前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
   

   
7. 前記スイッチ出力段を降圧型とし、前記出力電圧をＶｏとし、前記インダクタの一端に現れるスイッチ電圧をＶｓｗとし、前記インダクタのインダクタンス値をＬとすると、
   前記インダクタ電流の予測値ＩＬ＾は、次式で算出されることを特徴とする請求項１〜請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
   

   
8. 前記スイッチ出力段の相数はｎ（ただしｎは２以上の整数）であり、
   前記積分器は、各相のスイッチ電圧の実測値に基づいて各相のインダクタ電流それぞれの予測値を個別に算出することを特徴とする請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記コントローラは、前記各相のインダクタ電流それぞれの予測値を用いて電流平衡制御を行うことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記コントローラは、前記電流平衡制御の際に、前記各相のインダクタ電流それぞれの予測値に応じた電流帰還信号とその平均値との誤差を導出し、各相毎に前記誤差の積分値を用いて前記電流帰還信号を調整することを特徴とする請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記コントローラは、ｎ相の前記スイッチ出力段を３６０°／ｎの位相差で駆動することを特徴とする請求項８〜請求項１０のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記負荷は、充電可能な二次電池であることを特徴とする請求項１〜請求項１１のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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