JP2021182783A - 電力変換回路の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換回路の状態急変時に、制御の安定性を確保しつつ、出力電圧の増加を抑制できる電力変換回路の制御装置を提供する。【解決手段】補正制御部５１において、第２端子電圧の検出値Ｖ２ｓｅｎおよびリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎに基づいて補正制御を行うか否かを判定し、補正制御を行うと判定した場合には、補正係数α１を設定し、その補正係数α１でもってフィードバック制御部４１で演算した積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０を補正する。【選択図】図２

Description

本願は、電力変換回路の制御装置に関する。

出力電圧制御を行う電力変換回路は、負荷変動、入力電圧変動などの回路状態の急変が生じた場合に出力電圧が上昇し、同回路あるいはこれに並列接続された電装品が故障したり、また、過電圧保護により電力変換回路が停止したりする可能性がある。そのため、従来技術では、フィードバック制御部において、リアクトル電流値に応じて積分項を補正すること、具体的には、積分ゲインを変更して積分項を補正することによりデューティ比を補正し、これによって、電力変換回路を保護している（例えば、下記の特許文献１参照）。

特許第４５５７００５号

しかし、定格負荷に対して軽負荷となる小電流の領域では、センサ誤差の割合が大きくなる。このため、特許文献１では、小電流領域での積分項補正を適切にできないことから、設計時の安定性を確保できず、電力変換回路が故障または動作停止する可能性がある。

加えて、特許文献１では、常時、積分項補正を行っている。そのため、マイコン処理の負荷が増大することに伴い、マイコン容量が増大する。

本願は、上記のような課題を解決するための技術を開示するものであり、電力変換回路の状態が急変した場合でも出力電圧の増大を抑制して制御の安定性を確保することができる電力変換回路の制御装置を提供することを目的とする。

本願に開示される電力変換回路の制御装置は、スイッチング素子のオン／オフにより第１端子と第２端子との間で電力変換を行う電力変換回路を制御するものであって、 前記電力変換回路に係る電気的情報を検出するセンサ部と、制御目標となる指令値および前記センサ部の検出値に基づいて、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するデューティ比を算出するフィードバック制御部と、前記センサ部からの電気的情報に基づいて前記フィードバック制御部で算出されるデューティ比を補正する補正制御部と、前記デューティ比もしくは前記補正制御部により補正されたデューティ比に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御部とを備え、前記補正制御部は、前記第２端子に加わる第２端子電圧もしくは前記第２端子電圧と前記第２端子に対する第２端子電圧指令値との差が前記電気的情報に基づいて予め定めた出力電圧範囲を逸脱した場合、または、前記第２端子電圧もしくは前記第２端子電圧と前記第２端子電圧指令値との差が前記電気的情報に基づいて決定される第１の出力電圧範囲を超過した後に第２の出力電圧範囲内に収束されるまでの期間、あるいは、電流不連続モードの期間である場合に、前記フィードバック制御部で演算される積分項の前回値を補正する。

本願に開示される電力変換回路の制御装置によれば、電力変換回路の状態が急変した場合でも出力電圧の増大を抑制して制御の安定性を常に確保することができる。

実施の形態１に係る電力変換回路および制御装置の概略構成図である。 実施の形態１に係る制御装置の構成図である。 実施の形態１に係るデューティ比に基づくスイッチング素子のオン／オフ制御を説明するためのタイムチャートである。 実施の形態１に係るデューティ比に基づくスイッチング素子のオン／オフ制御を説明するためのタイムチャートである。 比較例に係る負荷変動時の挙動を説明するタイムチャートである。 比較例に係る負荷変動時の挙動を説明するタイムチャートである。 比較例に係る負荷変動時の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係る積分項前回値の補正処理を説明するフローチャートである。 実施の形態１に係る定常時の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態１に係る負荷変動による出力電圧増大時の補正処理の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態２に係る制御装置の概略構成図である。 実施の形態２に係る積分項前回値の補正処理を説明するフローチャートである。 実施の形態２に係る負荷変動による出力電圧増大時の補正処理の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態２に係る負荷変動による出力電圧増大時の補正処理の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態２に係る負荷変動による出力電圧増大時の補正処理の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態２に係る負荷変動による出力電圧増大時の補正処理の挙動を説明するタイムチャートである。 実施の形態３に係る制御装置の概略構成図である。 実施の形態３に係る積分項前回値の補正処理を説明するフローチャートである。

実施の形態１．
図１は、本願の実施の形態１に係る電力変換回路および制御装置の概略構成図である。

この実施の形態１に係る電力変換回路２０は、２つのスイッチング素子２０３、２０４を備え、第１端子２１と第２端子２２との間で電力変換を行う。第１端子２１には、電源７１が接続され、第２端子２２には負荷８１が接続されている。電源７１は、ここでは直流電源であり、各種の蓄電装置が用いられる。負荷８１は、インバータ８２およびモータ８３で構成される。さらに、電力変換回路２０の２つのスイッチング素子２０３、２０４をオン／オフ制御する制御装置１０が設けられている。

上記の電力変換回路２０は、ここでは直流電力を変換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、第１端子２１から第２端子２２に直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、第２端子２２から第１端子２１に直流電圧を降圧する降圧チョッパ回路とが組み合わされた双方向チョッパ回路が採用されている。

従って、電力変換回路２０は、直流電源７１の直流電力を昇圧して、インバータ８２およびモータ８３に供給する昇圧機能、およびモータ８３が発電した交流電力をインバータ８２により直流電力に変換し、インバータ８２の直流電力を降圧して直流電源７１に供給する降圧機能を有する。

第２端子２２の正極側と負極側との間には、２つのスイッチング素子２０３、２０４が直列接続されている。各々のスイッチング素子２０３、２０４には、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、または逆並列接続されたダイオードの機能を有するＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等が用いられる。あるいは、スイッチング素子２０３、２０４には、ＳｉＣ（Ｓｉｌｉｃｏｎ Ｃａｒｂｉｄｅ）−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＮ（Ｇａｌｌｉｕｍ Ｎｉｔｒｉｄｅ）−ＦＥＴ、ＧａＮ−ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ Ｅｌｅｃｔｒｏｎ Ｍｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等の各種のスイッチング素子を用いることができる。

各々のスイッチング素子２０３、２０４のゲート端子には、制御装置１０から出力されたゲート駆動信号Ｇｔ１、Ｇｔ２が入力され、各ゲート駆動信号Ｇｔ１、Ｇｔ２に従って、各スイッチング素子２０３、２０４がオン／オフされる。

第１端子２１の正極側は、リアクトル２０２の電流を検出するためのセンサ部としての電流センサ３２、およびリアクトル２０２を介して、２つのスイッチング素子２０３、２０４の接続点に接続されている。また、第１端子２１の負極側は、第２端子２２の負極側に接続されている。電流センサ３２の出力信号は、制御装置１０に入力される。

２つのスイッチング素子２０３、２０４よりも第２端子２２側には、第２端子２２と並列に平滑コンデンサ２０５が接続されている。また、電流センサ３２およびリアクトル２０２よりも第１端子２１側には、第１端子２１と並列に平滑コンデンサ２０１が接続されている。

第２端子側の平滑コンデンサ２０５に対しては、その両端電圧を検出することで、第２端子２２間の電圧を検出するためのセンサ部としての電圧検出回路３１が備えられている。電圧検出回路３１の出力信号は、制御装置１０に入力される。

そして、この実施の形態１の場合、電力変換回路２０に係る電気的情報は、第２端子２２の電圧（以降、第２端子電圧Ｖ２と称す）を電圧検出回路３１で検出した検出値（以降、この検出値を第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎと称す）、およびリアクトル２０２に流れるリアクトル電流を電流センサ３２で検出した検出値（以降、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎと称す）とされている。

図２は、制御装置１０を示す構成図である。
制御装置１０は、電力変換回路２０を制御するものであって、フィードバック制御部４１、補正制御部５１、およびスイッチング制御部６１を備えている。以下、制御装置１０の各部４１、５１、６１の機能について詳細に説明する。

フィードバック制御部４１は、第２端子２２に対する電圧制御目標となる指令値（以降、第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆと称す）、および第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎに基づいて、制御装置１０から出力されるゲート駆動信号Ｇｔ１、Ｇｔ２に対するデューティ比Ｄを算出する。なお、第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆは、制御装置１０内で演算されてもよいし、制御装置１０の外部から伝達されてもよい。

フィードバック制御部４１の具体的な構成としては、第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆと第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎとの差を演算する減算器４０１を備える。減算器４０１の出力信号は、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ（＝Ｖ２ｓｅｎ−Ｖ２ｒｅｆ）として比例制御部４１１および積分制御部４１２に入力される。

比例制御部４１１は、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒに対して比例演算を行い、比例デューティ比Ｄｐｒｐを出力する。また、積分制御部４１２は、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒに対して積分演算を行い、積分デューティ比Ｄｉｎｔｇを出力する。

すなわち、積分制御部４１２は、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒに対して増幅器４０２で積分ゲインＫｉを乗算し、次いで増幅器４０３で制御周期Ｔｃｎｔを乗算して積分項今回値Ｄｉｎｔｇ１を算出する。次に、加算器４０５で積分項今回値Ｄｉｎｔｇ１に対して、後述する補正された積分項前回値（以降、積分項前回補正値と称す）Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ１が加算されて積分デューティ比Ｄｉｎｔｇ（＝Ｄｉｎｔｇ１＋Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ１）として出力される。この積分デューティ比Ｄｉｎｔｇは、加算器４０８に入力されるとともに、Ｚ変換器４０６にも入力される。

加算器４０８は、加算器４０５の出力である積分デューティ比Ｄｉｎｔｇと比例制御部４１１の出力である比例デューティ比Ｄｐｒｐとを加算し、これをデューティ比Ｄ（＝Ｄｐｒｐ＋Ｄｉｎｔｇ）として、スイッチング制御部６１に出力する。

一方、加算器４０５の加算出力である積分デューティ比ＤｉｎｔｇがＺ変換器４０６に入力されてＺ変換されることで積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０が生成される。次いで、演算増幅器４０７で積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０に対して、後述する補正制御部５１で演算される補正係数α１が乗算されて補正された積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ１が生成される。そして、前述のように、この積分項前回補正値Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ１が加算器４０５で積分項今回値Ｄｉｎｔｇ１に加算されて積分デューティ比Ｄｉｎｔｇとして出力される。

なお、この実施の形態１では、フィードバック制御部４１は、比例積分制御（ＰＩ制御）を行うようにしているが、ＰＩ制御の代わりに、比例積分微分制御（ＰＩＤ制御）などの演算を行う各種のフィードバック制御を用いることも可能である。また、フィードバック制御部４１とスイッチング制御部６１との間で、ダンピング制御、電流制御等の各種の制御が行われてもよい。ダンピング制御とは、例えば、特許第６２３０６６５号に記載のように、ＰＩ制御の演算結果から、電流検出値に基づく演算結果を減算することで、電流変動によるデューティ比の変動を抑制する制御である。

スイッチング制御部６１は、フィードバック制御部４１により算出されたデューティ比Ｄに基づいて、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により、各スイッチング素子２０３、２０４に対するオン／オフ制御用のゲート駆動信号Ｇｔ１、Ｇｔ２を生成する。

この実施の形態１では、デューティ比Ｄは、負極側のスイッチング素子２０３のオンデューティ比となり、正極側のスイッチング素子２０４のオフデューティ比となる。すなわち、負極側のスイッチング素子２０３がオンである場合は、正極側のスイッチング素子２０４がオフになる。２つのスイッチング素子２０３、２０４が同時にオンして正極側と負極側とが短絡するのを防ぐために、正極側のスイッチング素子２０４のオン期間と負極側のスイッチング素子２０３のオン期間との間には、双方ともオフになるデッドタイムが設けられている。

例えば、図３Ａに示すように、スイッチング制御部６１は、デューティ比Ｄとキャリア波Ｖｃｒとを比較し、図３Ｂに示すように、各スイッチング素子２０３、２０４のゲート駆動信号Ｇｔ１、Ｇｔ２を生成する。なお、ここでのキャリア波Ｖｃｒは、キャリア周波数で「０」から「１」の間を振動する三角波とされている。

スイッチング制御部６１は、デューティ比Ｄがキャリア波Ｖｃｒよりも大きい場合は、負極側のスイッチング素子Ｓ２０３に対するゲート駆動信号Ｇｔ１をＨｉｇｈレベルにし、デューティ比Ｄがキャリア波Ｖｃｒよりも小さい場合は、ゲート駆動信号Ｇｔ１をＬｏｗレベルにする。

また、スイッチング制御部６１は、デューティ比Ｄにデッドタイムに対応する値ΔＤｔを加算したデューティ比Ｄ＋ΔＤｔがキャリア波Ｖｃｒよりも大きい場合は、正極側のスイッチング素子２０４に対するゲート駆動信号Ｇｔ２をＬｏｗレベルにし、加算後のデューティ比Ｄ＋ΔＤｔがキャリア波Ｖｃｒよりも小さい場合は、ゲート駆動信号Ｇｔ２をＨｉｇｈレベルにする。
なお、キャリア波Ｖｃｒは、三角波に限らず、例えば逆のこぎり波を用いることもできる。

補正制御部５１は、第１の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０１、および第１の補正値演算部５０２を備えている。なお、補正制御部５１を構成する各部５０１、５０２の詳細については後述する。

次に、この実施の形態１のように補正制御部５１を設ける場合の優位性を明確にするため、比較例として、補正制御部５１を設けない場合の第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの挙動について説明する。

電力変換回路２０の回路状態が急変すると、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが増大する可能性がある。その急変要因としては、例えば、負荷８１が力行から回生へ変わる場合がある。負荷８１が力行から回生へと変わると、電流がゼロを跨ぐため、電流不連続モードとなり、主回路状態が変わる。そのため、制御の応答性が悪化することにより、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが増大する。

図４は、補正制御部５１が設けられていない場合において、負荷８１が力行から回生に変わったときの挙動を説明するタイムチャートである。同図、図４Ａは第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎと第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆの時間変化を、図４Ｂはリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎの時間変化を、図４Ｃは積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０の時間変化を、それぞれ示している。

時刻Ｔ０１で、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが下がり始める。時刻Ｔ０１までは、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎは、第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆに一致しており、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０およびリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎは定常状態である。なお、図４では省略しているがリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎには、ＰＷＭ制御によるキャリア周波数の振動が含まれる。

時刻Ｔ０２で第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎは最大となる。このとき、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが予め設定されている回路保護用の閾値以上になると、電力変換回路２０が停止し、また定格を超過すると故障する可能性がある。

第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの過剰な増加を低減するために、出力電力の低減、および、スイッチング素子２０３、２０４の耐圧増加などの対策を講じることも考えられるが、そうすると、出力電力の低減による電力高密度化の阻害、スイッチング素子２０３、２０４の耐圧増加による大型化、ならびに効率低下を招くなどの不具合が生じる。よって、このような不具合を生じることなく、電力変換回路２０の回路状態の急変に伴う第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの増大を防止する必要がある。

これに対して、この実施の形態１のように補正制御部５１を設けた場合、第１の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０１は、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎ、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎ、および第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆに基づき、補正制御を行うかどうかを判定する。そして、その判定結果を次段の第１の補正値演算部５０２に出力する。第１の補正値演算部５０２は、第１の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０１の判定結果に基づき、補正係数α１を生成してフィードバック制御部４１の演算増幅器４０７に向けて出力する。そして、この補正係数α１でもって積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０の補正を行う。
なお、後述するように、補正係数α１が「１」の場合には、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０と補正された積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ１とは同一の値となり、補正制御はオフとなる。

この構成によれば、制御の応答性が足りないために、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが急に増加しても、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０の補正を行うことで、補正制御がオンからオフになった直後にデューティ比Ｄの急峻な変化を抑制でき、また、一時的に制御の応答性を上げることができる。また、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの増加を抑制して回路の故障を回避することができる。さらに、積分項今回値Ｄｉｎｔｇ１は変更しないため、設計時の安定性を確保できる。一方、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの正常時は、補正制御を行わないため（つまり、補正係数α１が「１」）、設計時の安定性を確保することができる。

次に、第１の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０１および第１の補正値演算部５０２を合わせた補正制御部５１全体の補正処理の内容について、図５に示すフローチャートを参照して説明する。なお、図中、符号Ｓは各処理ステップを意味する。

Ｓ０１で、補正制御部５１は、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎと第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆの差である第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ（＝Ｖ２ｓｅｎ−Ｖ２ｒｅｆ）を算出する。

Ｓ０２で、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１から第２の電圧閾値Ｖｔｈ２の範囲内（Ｖｔｈ１≦Ｖ２ｅｒｒ≦Ｖｔｈ２）にあるかどうかを判定する。

Ｓ０２で、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１から第２の電圧閾値Ｖｔｈ２の範囲内（ＹＥＳ）と判定された場合には、Ｓ０３で補正制御部５１は補正制御をオフとする。次いで、Ｓ０４で補正係数α１を「１」とし、補正制御を無効化する。

一方、Ｓ０２で、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１から第２の電圧閾値Ｖｔｈ２の範囲内ではない（ＮＯ）と判定された場合には、Ｓ０５でリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第１の電流閾値Ｉｔｈ１から第２の電流閾値Ｉｔｈ２の範囲内（ＩＬｔｈ１≦ＩＬｓｅｎ≦ＩＬｔｈ２）にあるかどうかを判定する。

Ｓ０５でリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第１の電流閾値Ｉｔｈ１から第２の電流閾値Ｉｔｈ２の範囲外である（ＮＯ）と判定した場合には、Ｓ０３に進む。そして、Ｓ０３で補正制御部５１は補正制御をオフとし。次いで、Ｓ０４で補正係数α１を「１」として補正制御を無効化する。

一方、Ｓ０５でリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第１の電流閾値Ｉｔｈ１から第２の電流閾値Ｉｔｈ２の範囲内である（ＹＥＳ）と判定した場合にはＳ０６に進み、Ｓ０６で補正制御部５１は補正制御をオンとする。次いで、Ｓ０７で第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１以上であるか否か（Ｖｔｈ１≦Ｖ２ｅｒｒ）を判定する。

Ｓ０７で、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１以上（ＹＥＳ）と判定された場合には、Ｓ０８で補正係数α１を「１」より小さい値に設定する。

一方、Ｓ０７で、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１未満である（ＮＯ）と判定された場合には、Ｓ０９で補正係数α１を「１」より大きい値に設定する。

ここで、上記のフローチャートに示した補正処理において、補正制御部５１が補正制御を行うかどうかを判定する基準となる第１、第２の電圧閾値Ｖｔｈ１、Ｖｔｈ２、および第１、第２の電流閾値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２の設定、ならびに補正係数α１の設定の仕方について次に説明する。

第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒに対して設定される第１の電圧閾値Ｖｔｈ１および第２の電圧閾値Ｖｔｈ２については、電力変換回路２０の保護閾値、定格電圧、並列接続された機器の定格などに基づき、定常時に第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが上記の第１の電圧閾値Ｖｔｈ１から第２の電圧閾値Ｖｔｈ２の範囲を超過しない値に設定される。なお、第２端子電圧Ｖ２の定常時を考慮するとき、負荷８１の脈動に伴う第２端子電圧Ｖ２の脈動も考慮する必要がある。

また、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎに対して設定される第１の電流閾値Ｉｔｈ１および第２の電流閾値Ｉｔｈ２については、電力変換回路２０の定格電流によって決まる保護閾値に基づいて設定される。

補正処理の補正係数α１は、電力変換回路２０に生じる回路急変の最大速度に対して１制御周期Ｔｃｎｔ当たりにデューティ比Ｄの変化の最大を超えない値（定数）に設定される。

例えば、第２端子電圧Ｖ２および第１端子電圧Ｖ１が一定の状態の下で負荷８１が力行から回生に変化する場合、スイッチング素子２０３に関し、デューティ比ＤはデッドタイムΔＤｔの２倍減少する。また、負荷８１が回生から力行に変化する場合、スイッチング素子２０３に関し、デューティ比ＤはデッドタイムΔＤｔの２倍増加する。１制御周期Ｔｃｎｔに２×ΔＤｔ変化するとして積分項に換算し、補正係数α１の最大値を決定する。

一例として、第２端子電圧Ｖ２および負荷８１が一定の状態の下で第１端子電圧Ｖ１が１制御周期Ｔｃｎｔ当たり最大速度Ｓｖ１で変化する場合、１制御周期Ｔｃｎｔ当たりのデューティ比Ｄの最大変化量Ｄｖｖ１は次式で求めることができる。

Ｄｖｖ１＝｜Ｓｖ１／Ｖ２ｒｅｆ｜
Ｄｖｖ１を積分項に換算し、補正係数α１の最大値を決定する。

また、他の一例として、第１端子電圧Ｖ１および負荷８１が一定の状態の下で第２端子電圧Ｖ２が１制御周期Ｔｃｎｔ当たり最大速度Ｓｖ２で変化する場合、１制御周期Ｔｃｎｔ当たりのデューティ比Ｄの最大変化量Ｄｖｖ２は次式で求めることができる。

Ｄｖｖ２＝｜Ｖ１／Ｖ２ｒｅｆ^２×Ｓｖ２｜
Ｄｖｖ２を積分項に換算し、補正係数α１の最大値を決定する。

図６に、回路定常時の挙動を示す。図６Ａは第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎ（実線）、および第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆ（一点鎖線）を示している。また、図６Ｂはリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎ（実線）を示している。図６Ｃは、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０（実線）を示している。
このとき、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎは、（Ｖｔｈ１＋Ｖ２ｒｅｆ）と（Ｖｔｈ２＋Ｖ２ｒｅｆ）との間に収まるように設定されている。そのため、補正制御はオフとなっている。

図７に、負荷８１が急変した場合の制御挙動を示す。図７Ａは第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎにつき補正制御がオフの場合（実線）とオンの場合（破線）、および第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆ（一点鎖線）を示している。また、図７Ｂはリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎにつき補正制御がオフの場合（実線）とオンの場合（破線）を示している。図７Ｃは、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０につき補正制御がオフの場合（実線）とオンの場合（破線）を示している。

時刻Ｔ１１で負荷８１が力行から回生に転じると、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが減少を開始する。その直後に第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが増加を始め、これに伴い、フィードバック制御部４１のフィードバック制御により積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０は減少を始める。

時刻Ｔ１２で第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第２の電圧閾値Ｖｔｈ２を超過すると、積分項補正制御がオンとなり、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０をさらに減少させる。その結果、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎは直ちに低下を始め、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎはアンダーシュートが発生する。リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが定格電流によって決まる保護閾値を超過すると、電力変換回路２０が動作を停止するため、図５のステップＳ０５で示したように、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第１、第２の電流閾値Ｉｔｈ１、Ｉｔｈ２の範囲内（Ｉｔｈ１≦ＩＬ≦Ｉｔｈ２）のときに補正制御をオンとする。

なお、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０を補正により低減する回数は、演算周期内で１回だけ行ってもよいが、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒが第１の電圧閾値Ｖｔｈ１から第２の電圧閾値Ｖｔｈ２の範囲内になるまで、1演算周期内で1回の補正を複数回繰り返して行ってもよい。複数回行えば、制御精度を高めることができる。

以上のように、この実施の形態１に係る電力変換回路の制御装置は、出力電圧が増大した場合にはフィードバック制御の積分項の前回値を補正（具体的には積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０に対して補正係数α１を乗算）することによりデューティ比を補正し、これにより、出力電圧の増大を抑制して制御の安定性を常に確保することができるという効果が得られる。

実施の形態２．
図８はこの実施の形態２に係る電力変換回路の制御装置の構成図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同様の符合を付して説明を省略する。

この実施の形態２に係る電力変換回路の全体構成は、実施の形態１（図１）の場合に類似するが、制御装置１０の構成が実施の形態１（図２）の場合と若干異なっている。

すなわち、この実施の形態２において、補正制御部５１は、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎおよびリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎに基づき補正制御をオンにするか否かを判定する第２の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０３、およびこの第２の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０３の判定出力に基づき、積分項補正値α２を生成する第２の補正値演算部５０４を備える。そして、第２の補正値演算部５０４は、この積分項補正値α２をフィードバック制御部４１の後述する加算器４０９に向けて出力する。

フィードバック制御部４１は、２値の和を演算するための加算器４０９を有し、この加算器４０９は、Ｚ変換器４０６から出力される積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０に対して積分項補正値α２を加算する。そして、この加算器４０９の出力信号は、補正された積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ２として出力され、加算器４０５に入力される。フィードバック制御部４１のその他の構成は実施の形態１と同様である。

なお、積分項補正値α２がゼロの場合、積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０と補正された積分項前回値Ｄｉｎｔｇｃｒｃｔ２とは同一の値となり、補正制御はオフとなる。

次に、第２の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０３および第２の補正値演算部５０４を合わせた補正制御部５１全体の補正処理の内容について、図９に示すフローチャートを参照して説明する。なお、補正制御を行うかどうかを判別するための補正制御フラグＦｇの初期値はゼロとする。また、図中、符号Ｓは各処理ステップを意味する。

また、ここでは、第３の電圧閾値Ｖｔｈ３と第４の電圧閾値Ｖｔｈ４との間の範囲を第１の出力電圧範囲と、また第５の電圧閾値Ｖｔｈ５と第６の電圧閾値Ｖｔｈ６との間の範囲を第２の出力電圧範囲と称する。なお、Ｖｔｈ３＜Ｖｔｈ５＜Ｖｔｈ６＜Ｖｔｈ４である。
このように、第１の出力電圧範囲と第２の出力電圧範囲を設定するのは、補正制御部５１において、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎに基づき補正制御のオン／オフを判断する場合にヒステリシスをもたせるためである。

ステップＳ１１で、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第１の出力電圧範囲内（Ｖｔｈ３≦Ｖ２ｓｅｎ≦Ｖｔｈ４）にあるかどうかを判定する。

ステップＳ１１で、２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第１の出力電圧範囲内である（ＹＥＳ）と判定した場合は、ステップＳ１２に進む。そして。ステップＳ１２で、補正制御フラグＦｇがゼロであるか否かを判定し、ゼロである（ＹＥＳ）と判定した場合にはステップＳ１３に進み、ステップＳ１３で積分項補正値α２をゼロに設定し、補正制御はオフとなる。

先のステップＳ１１で第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第１の出力電圧範囲外である（ＮＯ）と判定した場合、または、ステップＳ１２で補正制御フラグＦｇがゼロでない（ＮＯ）と判定した場合にはステップＳ１４に進む。

ステップＳ１４では、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第２の出力電圧範囲内（Ｖｔｈ５≦Ｖ２ｓｅｎ≦Ｖｔｈ６）にあるか否かを判定する。これは、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第１の出力電圧範囲を超過してから、その後に第２の出力電圧範囲内に収束されているかどうかを判断することを意味する。

ステップＳ１４で、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第２の出力電圧範囲内である（ＹＥＳ）と判定した場合には、ステップＳ１５に進む。そして、ステップＳ１５で補正制御フラグＦｇをゼロとして補正制御をオフにし、ステップＳ１３に進み積分項補正値α２をゼロに設定する。

一方、ステップＳ１４で、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第２の出力電圧範囲外である（ＮＯ）と判定した場合には、ステップＳ１６に進む。これは、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第１の出力電圧範囲を超過した後も、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが未だ第２の出力電圧範囲内に収束されていない状態にあることを意味する。

そして、ステップＳ１６でリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第３の電流閾値Ｉｔｈ３から第４の電流閾値Ｉｔｈ４の範囲内（Ｉｔｈ３≦ＩＬｓｅｎ≦Ｉｔｈ４）にあるか否かを判定する。

ステップＳ１６で、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第３の電流閾値Ｉｔｈ３から第４の電流閾値Ｉｔｈ４の範囲外である（ＮＯ）と判定した場合にはステップＳ１５に進む。そして、ステップＳ１５で補正制御フラグＦｇをゼロとして補正制御をオフにし、ステップＳ１３に進み積分項補正値α２をゼロに設定する。

一方、ステップＳ１６で、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第３の電流閾値Ｉｔｈ３から第４の電流閾値Ｉｔｈ４の範囲内にある（ＹＥＳ）と判定した場合にはステップＳ１７に進む。そして、ステップＳ１７でリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第５の電流閾値Ｉｔｈ５から第６の電流閾値Ｉｔｈ６の範囲内（Ｉｔｈ５≦ＩＬｓｅｎ≦Ｉｔｈ６）にあるか否かを判定する。なお、Ｉｔｈ３＞Ｉｔｈ５＜Ｉｔｈ６＜Ｉｔｈ４である。

ステップＳ１７で、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第５の電流閾値Ｉｔｈ５から第６の電流閾値Ｉｔｈ６の範囲外である（ＮＯ）と判定した場合にはステップＳ１５に進む。そして、ステップＳ１５で補正制御フラグＦｇをゼロとして補正制御をオフにし、ステップＳ１３に進み積分項補正値α２をゼロに設定する。

一方、ステップＳ１７で、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第５の電流閾値Ｉｔｈ５から第６の電流閾値Ｉｔｈ６の範囲内にある（ＹＥＳ）と判定した場合にはステップＳ１８に進む。そして、ステップＳ１８で補正制御フラグＦｇを「１」に設定して補正制御を有効にし、ステップＳ１９に進む。

ステップＳ１９で、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第５の電圧閾値Ｖｔｈ５以下であるか否か（Ｖｔｈ５≧Ｖ２ｓｅｎ）を判定する。そして、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第５の電圧閾値Ｖｔｈ５以下（ＹＥＳ）と判定した場合にはステップＳ２０に進む。そして、ステップＳ２０で積分項補正値α２を正の値（α２＞０）に設定する。

一方、ステップＳ１９で第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第５の電圧閾値Ｖｔｈ５以下ではない（ＮＯ）と判定した場合にはステップＳ２１に進む。そして、ステップＳ２１で積分項補正値α２を負の値（α２＜０）に設定する。

なお、この場合、積分項補正値α２は、実施の形態１の補正係数α１を設定する場合と同様に、電力変換回路２０に生じる回路急変の最大速度に対して１制御周期Ｔｃｎｔ当たりにデューティ比Ｄの変化の最大を超えない値（定数）に設定される。

図１０に、負荷８１が急変した場合の制御挙動を示す。図１０Ａは第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎにつき補正制御がオフの場合（実線）、補正制御がオンの場合（破線）、および第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆ（一点鎖線）をそれぞれ示している。また、図１０Ｂはリアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎにつき補正制御がオフの場合（実線）、および補正制御がオンの場合（破線）をそれぞれ示している。図１０Ｃは積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０につき補正制御がオフの場合（実線）、および補正制御がオンの場合（破線）をそれぞれ示している。また、図１０Ｄは補正制御フラグＦｇの挙動を示している。

時刻Ｔ２１で、負荷８１が力行から回生に転じると、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが減少を開始する。その直後に第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが増加を始め、フィードバック制御部４１のフィードバック制御により積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０は減少を始める。

時刻Ｔ２２で第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第４の電圧閾値Ｖｔｈ４を超過すると、補正制御フラグＦｇがゼロから１となり、積分項補正制御がオンとなり、補正制御部５１は積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０を減少させる。その結果、第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎは直ちに低下を始める。このとき、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎはアンダーシュートが発生する場合がある。

リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第３の電流閾値Ｉｔｈ３を下回った場合、補正制御フラグＦｇはゼロとなり、補正制御部５１は補正制御をオフとする。一方、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎが第５の電流閾値Ｌｔｈ５を上回った後に、補正制御を再開することが可能となる。

時刻Ｔ２３で第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎが第６の電圧閾値Ｖｔｈ６を下回って第２の出力電圧範囲内に収束すると、補正制御フラグＦｇは「１」からゼロになり、補正制御はオフとなる。時刻Ｔ２４で負荷８１の減少が終了する。

以上のように、この実施の形態２に係る電力変換回路の制御装置は、出力電圧が増大した場合にはフィードバック制御の積分項の前回値を補正（具体的には積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０に対して積分項補正値α２を加減算）することによりデューティ比を補正し、これにより、出力電圧の増大を抑制して制御の安定性を常に確保することができるという効果が得られる。

実施の形態３．
図１１は、この実施の形態３に係る電力変換回路の制御装置の構成図であり、実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には同様の符合を付して説明を省略する。

この実施の形態３に係る電力変換回路の全体構成は、実施の形態１（図１）の場合に類似するが、制御装置１０の構成が実施の形態１（図２）の場合と若干異なっている。

すなわち、この実施の形態３において、補正制御部５１は、リアクトル電流検出値ＩＬｓｅｎを平滑処理する電流平滑化処理部５０８、および第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎを平滑処理する電圧平滑化処理部５０９を備える。

なお、電流平滑化処理部５０８および電圧平滑化処理部５０９で行われる平滑化処理は、一次遅れフィルタ、移動平均処理、高次のローパスフィルタ処理、加重移動平均処理等のいずれかの処理を用いることができる。平滑化処理の遮断周波数は、電力変換回路２０のスイッチング素子のスイッチング周波数、負荷８１の脈動周波数、または直結時の共振周波数に基づいて設定される。

なお、以降において、電流平滑化処理部５０８で平滑処理された出力をリアクトル電流検出平滑値ＩＬｓｅｎｓｍｔｈと、また、電圧平滑化処理部５０９で平滑処理された出力を第２端子電圧検出平滑値Ｖ２ｓｅｎｓｍｔｈと称する。

さらに、補正制御部５１は、第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆ、第２端子電圧検出平滑値Ｖ２ｓｅｎｓｍｔｈ、およびリアクトル電流検出平滑値ＩＬｓｅｎｓｍｔｈに基づいて、補正制御をオンにするか否かを判定する第３の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０５を備える。また、この第３の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０５の判定結果に基づき、積分項補正値α３を生成する第３の補正値演算部５０６を備える。そして、この第３の補正値演算部５０６で生成される積分項補正値α３をフィードバック制御部４１の後述する積分項前回値変更部４２１に向けて出力する。

フィードバック制御部４１は、積分項前回値変更部４２１を有し、この積分項前回値変更部４２１は、第３の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０５による判定結果により補正制御がオンの場合、Ｚ変換器４０６から出力される積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０を積分項補正値α３に変更する。そして、この積分項補正値α３を積分項前回補正値Ｄｉｎｔｇ０ｃｒｃｔ３として加算器４０５に向けて出力する。
フィードバック制御部４１のその他の構成は実施の形態１と同様である。

次に、第３の補正制御ＯＮ／ＯＦＦ判定部５０５および第３の補正値演算部５０６を合わせた補正制御部５１全体の補正処理の内容について、図１２に示すフローチャートを参照して説明する。なお、図中、符号Ｓは各処理ステップを意味する。

ステップＳ３１で、第２端子電圧検出平滑値Ｖ２ｓｅｎｓｍｔｈから第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆを引き、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ‘（＝Ｖ２ｓｅｎｓｍｔｈ−Ｖ２ｒｅｆ）を算出する。

前述のように、負荷８１が力行から回生へと変わると、電流がゼロを跨ぐため、電流不連続モードとなる。
そこで、ステップＳ３２で、リアクトル２０２に流れる電流に関し、電流不連続モードか否かを判定する。このとき、電流不連続モードでない（ＮＯ）と判定した場合にはステップＳ３３に進み、ステップＳ３３で補正制御をオフにする。

一方、ステップＳ３２で電流不連続モードである（ＹＥＳ）と判定した場合にはステップＳ３４に進み、ステップＳ３４で補正制御をオンにする。ステップＳ３４で補正制御をオンにした後、ステップＳ３５で第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ‘が第１の電圧閾値Ｖｔｈ１以上（Ｖｔｈ１≦Ｖ２ｅｒｒ‘）か否かを判定する。

ステップＳ３５で、第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ‘が第１の電圧閾値Ｖｔｈ１以上（ＹＥＳ）と判定した場合にはステップＳ３６に進み、ステップＳ３６で積分項補正値α３を積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０より小さい値に設定する。

一方、ステップＳ３５で第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ‘が第１の電圧閾値Ｖｔｈ１未満（ＮＯ）と判定した場合はステップＳ３７に進み、ステップＳ３７で積分項補正値α３を積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０より大きい値に設定する。

なお、積分項補正値α３は、実施の形態１で補正係数α１を設定する場合と同様に、電力変換回路２０に生じる回路急変の最大速度に対して１制御周期Ｔｃｎｔ当たりにデューティ比Ｄの変化の最大を超えない値（定数）に設定される。

以上のように、この実施の形態３に係る電力変換回路の制御装置は、出力電圧が増大した場合にはフィードバック制御の積分項の前回値を補正（具体的には積分項前回値Ｄｉｎｔｇ０を積分項補正値α３に置換）することによりデューティ比を補正し、これにより、出力電圧の増大を抑制して制御の安定性を常に確保することができるという効果が得られる。

その他の実施の形態．
本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。

（１）上記の各実施の形態１〜３においては、電力変換回路２０は、第１端子２１から第２端子２２に直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、第２端子２２から第１端子２１に直流電圧を降圧する降圧チョッパ回路とが組み合わされた双方向チョッパ回路の場合を例として説明した。

しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、電力変換回路２０は、スイッチング素子を備え、第１端子２１と第２端子２２との間で電力変換を行う回路であれば、各種の電力変換回路が用いられてもよい。

例えば、電力変換回路２０は、第１端子２１から第２端子２２に直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路であってもよく、第１端子２１から第２端子２２に直流電圧を降圧する降圧チョッパ回路であってもよい。あるいは、絶縁トランスを備えた、絶縁型の電力変換回路であってもよく、複数の電力変換回路の要素をインターリーブ配置または並列配置した電力変換回路であってもよい。

（２）上記の各実施の形態１〜３においては、第１端子２１に直流電源７１が接続され、第２端子２２にインバータ８２およびモータ８３からなる負荷８１が接続される場合を例として説明した。

しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、第１端子２１に負荷８１が、第２端子２２に電源７１が接続された場合であってもよい。この場合の電源７１および負荷８１には、各種の電源および負荷を用いることができる。

（３）上記の各実施の形態１〜３においては、フィードバック制御部４１は、第２端子電圧指令値Ｖ２ｒｅｆおよび第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎに基づいて、デューティ比Ｄを算出する場合を例として説明した。

しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、フィードバック制御部４１は、電力変換回路２０に係る電気的情報であれば、他の電気的情報の指令値および検出値を用いてもよい。フィードバック制御部４１は、例えば、第１端子２１または第２端子２２に入力または出力される電圧、電流、または電力を、電力変換回路２０に係る電気的情報として用いてもよい。

（４）上記の実施の形態１では、負荷８１の変化に伴う第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒの変化を、実施の形態２では負荷８１の変化に伴う第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの変化を、実施の形態３では、負荷８１の変化に伴う第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒ‘の変化を、それぞれ補正制御のオン／オフを判断する指標とした。

しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、電力変換回路２０に係る電気的情報の検出値の変化に伴うデューティ比Ｄの変化を想定して、デューティ比Ｄの制限範囲を設定してもよい。例えば、実施の形態１、３では、負荷８１の変化に伴う第２端子電圧検出値Ｖ２ｓｅｎの変化を補正制御のオン／オフを判断する指標とすることもできる。また、実施の形態２では、負荷８１の変化に伴う第２端子電圧エラー値Ｖ２ｅｒｒの変化を補正制御のオン／オフを判断する指標とすることもできる。

（５）上記の各実施の形態１〜３においては、フィードバック制御部４１によってスイッチング素子２０３、２０４のデューティ比Ｄが演算される場合を例として説明した。

しかし、本願の実施の形態はこれに限定されない。すなわち、フィードバック制御部４１によって電力変換回路２０のいずれのスイッチング素子２０３、２０４の制御量が演算される場合に補正係数α１、あるいは積分項補正値α２、α３が設定されてもよい。

本願は、様々な例示的な実施の形態および実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、および機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１０ 制御装置、２０ 電力変換回路、２１ 第１端子、２２ 第２端子、
２０３，２０４ スイッチング素子、３１ 電圧検出回路（センサ部）、
３２ 電流センサ（センサ部）、７１ 直流電源、８１ 負荷、
４１ フィードバック制御部、４１１ 比例制御部、４１２ 積分制御部、
５１ 補正制御部、６１ スイッチング制御部。

Claims (7)

1. スイッチング素子のオン／オフにより第１端子と第２端子との間で電力変換を行う電力変換回路を制御する制御装置であって、
   前記電力変換回路に係る電気的情報を検出するセンサ部と、
   制御目標となる指令値および前記センサ部の検出値に基づいて、前記スイッチング素子をオン／オフ制御するデューティ比を算出するフィードバック制御部と、
   前記センサ部からの電気的情報に基づいて前記フィードバック制御部で算出されるデューティ比を補正する補正制御部と、
   前記デューティ比もしくは前記補正制御部により補正されたデューティ比に基づいて前記スイッチング素子をオン／オフ制御するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記補正制御部は、前記第２端子に加わる第２端子電圧もしくは前記第２端子電圧と前記第２端子に対する第２端子電圧指令値との差が前記電気的情報に基づいて予め定めた出力電圧範囲を逸脱した場合、または、前記第２端子電圧もしくは前記第２端子電圧と前記第２端子電圧指令値との差が前記電気的情報に基づいて決定される第１の出力電圧範囲を超過した後に第２の出力電圧範囲内に収束されるまでの期間、あるいは、電流不連続モードの期間である場合に、前記フィードバック制御部で演算される積分項の前回値を補正する、電力変換回路の制御装置。
2. 前記補正制御部による積分項の前回値の補正は、１演算周期内に１回する補正を少なくとも１回以上行う、請求項１に記載の電力変換回路の制御装置。
3. 前記補正制御部による積分項の前回値の補正は、前記フィードバック制御部で演算された積分項に前記電気的情報に基づいて決定される定数を乗算する、請求項１または請求項２に記載の電力変換回路の制御装置。
4. 前記補正制御部による積分項の前回値の補正は、前記フィードバック制御部で演算された積分項に前記電気的情報に基づいて決定される定数を加減算する、請求項１または請求項２に記載の電力変換回路の制御装置。
5. 前記補正制御部による積分項の前回値の補正は、前記フィードバック制御部で演算された積分項を前記電気的情報に基づいて決定される定数に変更する、請求項１または請求項２に記載の電力変換回路の制御装置。
6. 前記補正制御部による積分項の前回値の補正は、前記第２端子電圧が前記指令値よりも高いときには前記フィードバック制御部で演算される積分項が減少し、前記第２端子電圧が前記指令値よりも低いときには前記フィードバック制御部で演算される積分項が増加する補正である、請求項３から請求項５のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。
7. 前記電気的情報は、前記第１端子または前記第２端子に入力または出力される電圧、電流、または電力、または前記電力変換回路の構成部品に印加される電圧、または流入する電流である、請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の電力変換回路の制御装置。

Images