TWI703792B - 逆變器交流波形的調制方法 - Google Patents

Abstract

本發明揭露一種逆變器交流波形的調制方法，其詳細步驟包括：產生一交流波形包含至少三個時間段，其中，中央的時間段對應於交流波形的峰段，其餘的時間段則平均的對應交流波形的上升段及下降段；以及在所述至少三個時間段內，各別根據不同的佔空比產生一佔空比調制驅動訊號，以調制交流波形並生成由原交流波形轉換而成的一步進交流波形。藉由本發明的調制方法所生成的步進交流波形，在零電位時將具有更顯著的停留時間，以更順利的開啟交流電動工具。

Description

逆變器交流波形的調制方法

本發明係有關於一種交流波形的調制技術，特別係關於一種用以調制電動工具逆變器交流輸入波形的方法。

電動工具因輸入的電流不同，可分為直流電動機與交流電動機，其中交流電動機顧名思義，係使用交流輸入來轉動的電動機。交流電動機的種類較多，主要又分為整流電動機、感應電動機以及同步電動機，該些交流電動機皆具有一項特色，亦即對於交流輸入的零電壓偵測特別敏感，需要極為精準的交流輸入波形方能通過偵測。換言之，若交流輸入的過零點的不夠平緩，將使得交流電動工具無法順利開啟，例如DEWALT交流電動工具。

電動工具所需要的交流輸入一般係透過逆變器產生，習知的逆變器(Inverter)係以硬體及軟體為基礎，再透過特定的脈衝寬度調制(Pulse Width Modulation，PWM)方法來產生交流輸出，其交流輸出波形根據不同的型式可分為方型波(Square Wave，SW)、純正弦波(True Sine Wave，TSW)以及修正正弦波(Modified Sine Wave，MSW)，上述各型式的交流輸出波形依序如第一圖所示。由於交流線路功率通常是純正弦波，理論上用以產生純正弦波交流輸出的逆變器被認為是最佳的。但由於此類逆變器通常需使用昂貴的低頻變壓器，加上整體重量較為沉重，因此用以產生純正弦波輸出的逆變器生產成本較高。

由此可知，對於電動工具所需要的交流輸入，雖使用純正弦波交流輸出為一選擇，但相較於用以產生修正正弦波交流輸出的逆變器，其需要 使用昂貴的低頻變壓器的特點，明顯存有成本過高的劣勢。有鑑於此，如何針對用以產生修正正弦波的逆變器拓撲結構進行改良，使逆變器交流輸出波形在零電位時具有更顯著的停留時間，以提供電動工具更精準的交流輸入波形，例如順利開啟DEWALT交流電動工具，便成為本發明所欲解決的問題所在。

本發明的目的係提供一種逆變器交流波形的調制方法，其調制生成的交流輸出波形在零電位時具有更顯著的停留時間，且調制過程不需要使用昂貴的低頻變壓器，而僅需簡易的微處理器即可實現，如此能更有效率的適用於交流電動工具的啟動。

為達上述目的，本發明提供的逆變器交流波形的調制方法在第一實施例中包含以下步驟：產生一交流波形包含一前時間段、一中時間段以及一後時間段，中時間段對應於交流波形的峰段，前時間段及後時間段各別對應交流波形的上升段及下降段；以及在前時間段、中時間段以及後時間段內，各別根據一前占空比、一中占空比以及一後占空比產生一占空比調制驅動訊號，以調制交流波形並驅動交流波形轉換生成一步進交流波形，步進交流波形係用以輸入至一交流電動工具。前占空比、中占空比以及後占空比各別對應調制前時間段、中時間段以及後時間段內的交流波形。

在所述第一實施例中，優選的，前時間段等於該後時間段，中時間段為前時間段或後時間段的2~5倍；亦或前時間段大於或小於後時間段，中時間段為前時間段或後時間段的2~5倍。優選的，前占空比、中占空比以及後占空比各別為25%~75%、100%以及25%~75%。

為達上述目的，本發明提供的逆變器交流波形的調制方法在第二實施例中，優選的，前時間段更依序分為一第一前時間段以及一第二前時間段，後時間段更依序分為一第一後時間段以及一第二後時間段；在第一前時間段、第二前時間段、第一後時間段以及第二後時間段內，各別根據一第一前占空比、一第二前占空比、一第一後占空比以及一第二後占空比產生占空比調制 驅動訊號，以調制交流波形並驅動交流波形轉換生成步進交流波形，步進交流波形係用以輸入至一交流電動工具；第一前占空比、第二前占空比、第一後占空比以及第二後占空比各別對應調制第一前時間段、第二前時間段、第一後時間段以及第二後時間段內的交流波形。

在所述第二實施例中，優選的，第一前時間段等於第二前時間段、第一後時間段以及第二後時間段，中時間段為第一前時間段、第二前時間段、第一後時間段或第二後時間段的4~10倍；亦或第一前時間段大於第二前時間段，第一後時間段小於第二後時間段，中時間段為第一前時間段、第二前時間段、第一後時間段或第二後時間段的4~10倍。優選的，第一前占空比、第二前占空比、中占空比、第一後占空比以及第二後占空比各別為20%~30%、70%~80%、100%、70%~80%以及20%~30%。

100‧‧‧逆變電路

G1‧‧‧第一開關

G2‧‧‧第二開關

G3‧‧‧第三開關

G4‧‧‧第四開關

PWM‧‧‧脈寬調制訊號

DR1‧‧‧調制驅動訊號

DR2‧‧‧調制驅動訊號

Vbus‧‧‧輸入電壓

Vout‧‧‧輸出電壓

Tf‧‧‧前時間段

Tf1‧‧‧第一前時間段

Tf2‧‧‧第二前時間段

Tc‧‧‧中時間段

Tb‧‧‧後時間段

Tb1‧‧‧第一後時間段

Tb2‧‧‧第二後時間段

R‧‧‧電阻

L‧‧‧電感

C‧‧‧電容

S101‧‧‧步驟

S102‧‧‧步驟

S103‧‧‧步驟

S104‧‧‧步驟

本發明可利用說明書中之若干較佳實施例及詳細敘述與後附圖式而得以瞭解。圖式中相同之元件符號係指本發明中之同一元件。然而，應理解者為，本發明之所有較佳實施例係僅用以說明而非用以限制申請專利範圍。

第一圖顯示三種習知的交流輸出波形。

第二圖顯示本發明第一實施例的操作流程。

第三圖顯示本發明第一實施例的調制驅動訊號及交流輸出波形。

第四圖顯示本發明第一實施例的逆變電路。

第五圖顯示本發明第一實施例的逆變電路的正向運作。

第六圖顯示本發明第一實施例的逆變電路的反向運作。

第七圖顯示本發明第二實施例的調制訊號及交流輸出波形。

為使貴 審查委員對本發明的特徵以及所能達成的功效有更進一步瞭解與認識，謹佐以較佳的具體實施例及配合詳細的說明，詳細說明如下。

請先參閱第三圖，第三圖顯示本發明第一實施例的調制驅動訊號及交流輸出波形。如第三圖所示，本發明第一實施例使用由一微處理器(未示)產生的二調制驅動訊號DR1及DR2，調制驅動訊號DR1及DR2各別顯示於由上至下前兩個示意圖，其屬於單極性調制法的調制訊號，調制驅動訊號DR1及DR2被設計為彼此反向運作。亦即當調制驅動訊號DR1為正半週時，調制驅動訊號DR2即為負半週；當調制驅動訊號DR1為負半週時，調制驅動訊號DR2即為正半週，藉此生成在一週期內具有正負值切換的交流輸出波形。

承上所述，在本發明第一實施例中，調制驅動訊號DR1及DR2的任一半週期依序分為一前時間段Tf、一中時間段Tc以及一後時間段Tb，所述三個時間段皆根據欲調制的一交流波形而設定。具體而言，中時間段Tc係對應於交流波形的峰段，前時間段Tf及後時間段Tb則各別對應交流波形的上升段及下降段。值得一提的是，雖然交流波形、調制驅動訊號DR1及DR2皆具有正負半週，但所述三個時間段的設定皆同樣適用。亦即適用於負半週時，前時間段Tf對應交流波形的上升段為朝負方向，而後時間段Tb對應交流波形的下降段為朝正方向。

在本發明第一實施例中，優選的，前時間段Tf等於後時間段Tb，而中時間段Tc則為前時間段Tf或後時間段Tb的2~5倍，但前時間段Tf亦可大於或小於後時間段Tb，本發明第一實施例並不以此為限。由於中時間段Tc為前時間段Tf或後時間段Tb的2~5倍，將使得交流輸出波形的峰段具有足夠的停留時間。同理，由於中時間段Tc的前後分設有前時間段Tf及後時間段Tb，以及中時間段Tc為前時間段Tf或後時間段Tb的2~5倍，將使得交流輸出波形的正峰段與負峰段 之間具有足夠的切換時間，亦即在零電位時具有更顯著的停留時間，或稱使得交流輸出波形在此時間段具有更平緩的過零點而易於偵測，但又不影響峰段的偵測。

除此之外，在本發明第一實施例中，在前時間段Tf、中時間段Tc以及後時間段Tb內，各別根據一前占空比、一中占空比以及一後占空比產生一占空比調制驅動訊號，以調制交流波形並驅動交流波形轉換生成一步進交流波形，即交流輸出波形。在本發明第一實施例中，前占空比、中占空比以及後占空比各別對應調制前時間段Tf、中時間段Tc以及後時間段Tb內的交流波形。在本發明第一實施例中，優選的，前占空比、中占空比以及後占空比各別為25%~75%、100%以及25%~75%，更優選的，前占空比及後占空比越靠近25%越為理想，因為如此更能平緩正負峰段之間的切換，也更有利於零電位的偵測。

請再同時參閱第二圖至第六圖，其中，第二圖顯示本發明第一實施例的操作流程，第四圖至第六圖各別顯示本發明第一實施例的逆變電路及其正向與反向的運作。如第四圖所示，本發明第一實施例使用一全橋式逆變電路100來調制交流波形，且全橋式逆變電路100係屬於單相式的操作，全橋式逆變電路100的電路結構主要包含四個MOSFET的第一開關G1、第二開關G2、第三開關G3以及第四開關G4以及由一電感L、一電容C以及一電阻R所組成的一階濾波器。在本發明第一實施例中，第一開關G1及第四開關G4係用以接收調制驅動訊號DR1，第二開關G2及第三開關G3則用以接收調制驅動訊號DR2，亦即所述兩組開關各別遵循不同的時序進行導通或關閉，且兩者各別遵循的時序相同但導通或關閉是彼此交錯的。

承上所述，又如第二圖、第三圖、第五圖以及第六圖所示，在本發明第一實施例中，第一開關G1及第四開關G4根據調制驅動訊號DR1同步導通或關閉，而第二開關G2及第三開關G3根據調制驅動訊號DR2同步關閉或導通。據此，如步驟S101所示，在中時間段Tc內，第一開關G1及第四開關G4為導通，而第二開關G2及第三開關G3為關閉，此時的占空比為100%，亦即第一開關G1及第四開關G4為完全導通。此時若輸入電壓Vbus為170V時，則交流輸出波形 的輸出電壓Vout為170V * 100%=170V。

承上所述，如步驟S102所示，在後時間段Tb內，第一開關G1及第四開關G4為導通，而第二開關G2及第三開關G3為關閉，此時的占空比為75%，亦即第一開關G1及第四開關G4為部分導通。此時若輸入電壓Vbus為170V時，則交流輸出波形的輸出電壓Vout為170V * 75%=127.5V。又，如步驟S103所示，在前時間段Tf內，第一開關G1及第四開關G4為關閉，而第二開關G2及第三開關G3為導通，此時的占空比為75%，亦即第二開關G2及第三開關G3為部分導通。此時若輸入電壓Vbus為170V時，則交流輸出波形的輸出電壓Vout為170V * 75% *(-1)=-127.5V。

最後，如步驟S104所示，在中時間段Tc內，第一開關G1及第四開關G4為關閉，而第二開關G2及第三開關G3為導通，此時的占空比為100%，亦即第二開關G2及第三開關G3為完全導通。此時若輸入電壓Vbus為170V時，則交流輸出波形的輸出電壓Vout為170V * 100% *(-1)=-170V。經由上述四個步驟的反覆實施，輸入電壓Vbus輸入逆變電路100之後，逆變電路100再透過微處理器的調控，便能生成呈現步進交流波形的輸出電壓Vout。

請再參閱第七圖，第七圖顯示本發明第二實施例的調制訊號及交流輸出波形，如第七圖所示，本發明第二實施例的調制訊號為一脈寬調制訊號PWM，其顯示於上方的示意圖，脈寬調制訊號PWM屬於雙極性調制法的調制訊號，脈寬調制訊號PWM本身具有正負半週，可生成在一週期內具有正負值切換的交流輸出波形。

承上所述，在本發明第二實施例中，脈寬調制訊號PWM的任一半週期依序分為一第一前時間段Tf1、一第二前時間段Tf2、一中時間段Tc、一第一後時間段Tb1以及一第二後時間段Tb2，所述五個時間段皆根據欲調制的一交流波形而設定。類同本發明第一實施例，中時間段Tc係對應於交流波形的峰段，第一前時間段Tf1及第二前時間段Tf2係對應交流波形的上升段，第一後時間段Tb1及第二後時間段Tb2則對應交流波形的下降段。值得一提的是，雖然交流波 形及脈寬調制訊號PWM皆具有正負半週，但所述五個時間段的設定皆同樣適用。亦即適用於負半週時，第一前時間段Tf1及第二前時間段Tf2對應交流波形的上升段為朝負方向，而第一後時間段Tb1及第二後時間段Tb2對應交流波形的下降段為朝正方向。

在本發明第二實施例中，優選的，第一前時間段Tf1等於第二前時間段Tf2、第一後時間段Tb1以及第二後時間段Tb2，中時間段Tc為第一前時間段Tf1、第二前時間段Tf2、第一後時間段Tb1或第二後時間段Tb2的4~10倍，但第一前時間段Tf1亦可大於第二前時間段Tf2，以及第一後時間段Tb1亦可小於第二後時間段Tb2，本發明第二實施例並不以此為限。由於中時間段Tc為第一前時間段Tf1、第二前時間段Tf2、第一後時間段Tb1或第二後時間段Tb2的4~10倍，將使得交流輸出波形的峰段具有足夠的停留時間。同理，由於中時間段Tc的前後分設有第一前時間段Tf1、第二前時間段Tf2及第一後時間段Tb1、第二後時間段Tb2，以及中時間段Tc為第一前時間段Tf1、第二前時間段Tf2、第一後時間段Tb1或第二後時間段Tb2的4~10倍，將使得交流輸出波形的正峰段與負峰段之間具有足夠的切換時間，亦即在零電位時具有更顯著的停留時間，或稱使得交流輸出波形在此時間段具有更平緩的過零點而易於偵測，但又不影響峰段的偵測。

除此之外，在本發明第二實施例中，在第一前時間段Tf1、第二前時間段Tf2、第一後時間段Tb1以及第二後時間段Tb2內，各別根據一第一前占空比、一第二前占空比、一第一後占空比以及一第二後占空比產生該占空比調制驅動訊號，以調制交流波形並驅動交流波形轉換生成步進交流波形，即交流輸出波形。在本發明第二實施例中，第一前占空比、第二前占空比、第一後占空比以及第二後占空比各別對應調制第一前時間段Tf1、第二前時間段Tf2、第一後時間段Tb1以及第二後時間段Tb2內的交流波形。在本發明第二實施例中，優選的，第一前占空比、第二前占空比、第一後占空比以及第二後占空比各別為20%~30%、70%~80%、100%、70%~80%以及20%~30%，更優選的，第一前占空比及第二後占空比越靠近20%越為理想，而第二前占空比及第一後占空比越靠近80%越為理想，因為如此更能平緩正負峰段之間的切換，也更有利於零電位的偵測。

以上敘述係為本發明的較佳實施例。本領域的技術人員應得以領會其係用以說明本發明而非用以限定本發明所主張的專利權利範圍，其具體專利權利範圍當視後附的申請專利範圍及其等同領域而定。凡熟悉本領域的技術人員，在不脫離本專利精神或範圍內，所作的更動或潤飾，均屬於本發明所揭示精神下所完成的等效改變或設計，且應包含在下述的申請專利範圍內。

本文所述的「一實施例」或「一個實施例」意指被包含在至少一實施例中的實施例所述的一特定特徵、結構和特性。因此，本文通篇中的各處的語句「在一實施例」或「在一個實施例」不一定意指相同實施例，但可能指向同一實施例。此外，從本文揭示的內容可知，在一或多實施例中，如習知該項技藝者所知，特定的特徵、結構或特性可以用任何適當方式結合。在未脫離本發明申請專利範圍較廣的情況下，說明書可以做各種修正，且上述詳細多名可作為支撐。本發明並不僅限定於特定形式、圖式以及如說明書揭露的詳細資訊。因此，說明書與圖式可作為一種描述說明，而非用以限制本發明。

綜上所述，本發明提供的一種逆變器交流波形的調制方法，其調制生成的交流輸出波形在零電位時具有更顯著的停留時間，且調制過程不需要使用昂貴的低頻變壓器，而僅需簡易的微處理器即可實現，如此能更有效率的適用於交流電動工具的啟動。除此之外，本發明所提供的逆變器交流波形的調制方法，無論實施在第一實施例或者實施在第二實施例當中，皆最適用於將步進交流波形輸入至一交流電動工具。本發明所提供的逆變器交流波形的調制方法較調控純正弦波更為簡單，在第五圖及第六圖中關於開迴路的操作對於微處理器的選用上實不以高階的選擇為必要，由此特點可得知本發明所提供的逆變器交流波形的調制方法在實際應用時確實具有價格方面的優勢。

本發明係實為一具有新穎性、進步性及產業利用性者，應符合我國專利法所規定的專利申請要件無疑，爰依法提出發明專利申請，祈 鈞局早日賜准專利，至感為禱。

DR1‧‧‧調制驅動訊號

DR2‧‧‧調制驅動訊號

Vout‧‧‧輸出電壓

Tf‧‧‧前時間段

Tc‧‧‧中時間段

Tb‧‧‧後時間段

Claims (9)

1. 一種逆變器交流波形的調制方法，其包含以下步驟：產生一交流波形包含一前時間段、一中時間段以及一後時間段，其中，該中時間段對應於該交流波形的峰段，該前時間段及該後時間段各別對應該交流波形的上升段及下降段，其中該上升段及該下降段各包含兩段步階波形；以及在該前時間段、該中時間段以及該後時間段內，各別根據一前占空比、一中占空比以及一後占空比產生一占空比調制驅動訊號，其中該前占空比及該後占空比各別為25%~75%。
2. 根據申請專利範圍第1項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中，該前時間段等於該後時間段，該中時間段為該前時間段或該後時間段的2~5倍。
3. 根據申請專利範圍第1項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中，該前時間段大於或小於該後時間段，該中時間段為該前時間段或該後時間段的2~5倍。
4. 根據申請專利範圍第1項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中該中占空比為100%。
5. 根據申請專利範圍第1項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中該前時間段更依序分為一第一前時間段以及一第二前時間段，該後時間段更依序分為一第一後時間段以及一第二後時間段；其中，在該第一前時間段、該第二前時間段、該第一後時間段以及該第二後時間段內，各別根據一第一前占空比、一第二前占空比、一第一後占空比以及一第二後占空比產生該占空比調制驅動訊號，以調制該交流波形並驅動該交流波形轉換生成一步進交流波形；其中，該第一前占空比、該第二前占空比、該第一後占空比以及該第二後占空比各別對應調制該第一前時間段、該第二前時間段、該第一後時間段以及該第二後時間段內的該交流波形。
6. 根據申請專利範圍第5項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中該第一前時間段等於該第二前時間段、該第一後時間段以及該第二後時間段，該中時間段為該第一前時間段、該第二前時間段、該第一後時間段或該第二後時間段的4~10倍。
7. 根據申請專利範圍第5項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中該第一前時間段大於該第二前時間段，該第一後時間段小於該第二後時間段，該中時間段為該第一前時間段、該第二前時間段、該第一後時間段或該第二後時間段的4~10倍。
8. 根據申請專利範圍第5項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中該第一前占空比、該第二前占空比、該中占空比、該第一後占空比以及該第二後占空比各別為20%~30%、70%~80%、100%、70%~80%以及20%~30%。
9. 根據申請專利範圍第1項所述的逆變器交流波形的調制方法，其中，一步進交流波形係用以輸入至一交流電動工具。

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