CN104584407B - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种即使交流电源的电压发生变动也能够向负载提供一定的电压的功率转换装置。开关元件(Q1)和开关元件(Q2)的串联电路连接在直流电源串联电路(30)的两端，将直流电源(Psp)和直流电源(Psn)的连接点作为中性点端子(O)，将开关元件(Q1)和开关元件(Q2)的连接点作为输出端子(U)，在输出端子(U)和中性点端子(O)之间反向并联连接有开关元件(S1,S2)，在端子(S)连接至中性点端子(O)的交流电源的端子(R)和输出端子(U)之间反向并联连接有开关元件(S3,S4)，使从开关元件(Q1,Q2)及开关元件(S1～S4)中选出的第一元件和第二元件隔着停止期间互补地进行导通和截止。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及即使交流电源发生电压变动并且交流电源发生停电也能向负载提供稳定的电压的功率转换装置。
背景技术
图17是用于说明专利文献1所公开的常时逆变器供电方式的功率转换装置的图。该功率转换装置将交流电源的电压暂时转换成直流电压，并再次将直流电压转换成交流电压来提供给负载。
图中，1为单相交流电源，2为电容器，3为整流器电路，4为逆变器电路，5为滤波电路，6为负载。电容器2连接在交流电源1的两端。
整流器电路3的交流输入端子与交流电源1的一端相连接。在整流器电路3内，电抗器L的一端与交流输入端子相连接。电抗器L的另一端连接至由开关元件Qp、Qn串联连接而构成的开关元件串联电路的连接中点。开关元件串联电路的两端连接有由电容器Cp、Cn串联连接而构成的电容器串联电路。电容器串联电路的连接中点与交流电源1的另一端相连接。整流器电路3通过使开关元件Qp、Qn导通或断开来对交流电源1的电压进行整流，并将电容器Cp、Cn充电至规定电压。分别被充电至规定电压的电容器Cp、Cn形成直流电源。
逆变器电路4由串联连接的开关元件Q1、Q2构成。逆变器电路4与整流器电路3的直流输出端子相连接。逆变器电路4通过使开关元件Q1、Q2导通或断开，将由电容器Cp、Cn构成的直流电源的电压转换为交流电压。
滤波电路5由电抗器Lf1与电容器Cf1串联连接来构成。滤波电路5的一端连接至开关元件Q1、Q2的连接中点。滤波电路5的另一端连接至电容器串联电路的连接中点。滤波电路5从逆变器电路4输出的交流电压中去除高频分量。
负载6的一端连接至电抗器Lf1与电容器Cf1的连接点。负载6的另一端与交流电源1的另一端相连接。从逆变器电路4输出的交流电压经由滤波电路5提供给负载6。
图18是用于说明专利文献2所公开的不间断工业供电方式的功率转换装置的图。
图中，在交流电源1与负载之间串联连接有开关7和变压器8的二次绕组。整流器电路3、逆变器电路4、滤波电路5以及电容器2各自之间的连接关系都与图17的实施方式相同。并且，整流器电路3的交流输入端子与变压器8的一次绕组的一端相连接。电容器串联电路的连接中点与交流电源1的另一端相连接，并且与变压器8的一次绕组的另一端相连接。此外，电抗器Lf1与电容器Cf1的连接点与负载6的一端相连接。
该功率转换装置在交流电源1正常时将交流电源1的电压提供给负载。而且，当交流电源1的电压下降时，整流器电路3使开关元件Qp、Qn导通或断开。通过这样的动作，使得在变压器8的一次侧产生用于补偿交流电源1的电压下降量的补偿电压。该补偿电压经由变压器8而叠加于交流电源1的电压。然后，将在交流电源1的电压上叠加了补偿电压后的电压提供给负载6。在该情况下，电容器串联电路的充电由逆变器电路4来进行。
另外，当交流电源1发生停电时，开关7被断开。然后，逆变器电路4使开关元件Q1、Q2导通或断开，将电容器串联电路的直流电压转换为交流电压并提供给负载6。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平7-337036号公报
专利文献2：日本专利特开平11-178216号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，图17所示的功率转换装置在每次向负载6提供交流电压时，都需要整流器电路3和逆变器电路4。并且，流过负载的电流至少要通过整流器电路3和逆变器电路4各自的开关元件各一次。因此，整流器电路3和逆变器电路4中均会产生导通损耗。另外，当整流器电路3和逆变器电路4的开关元件进行导通或断开动作时，要向各个开关元件施加由电容器Cp和Cn构成的直流电源的电压。因此，在各个开关元件上会产生与直流电源的电压值相对应的开关损耗。
因而，专利文献1所公开的技术中，由开关元件的导通损耗及开关损耗构成的功耗会变大。如果开关元件的功耗较大，则会导致功率转换装置的转换效率降低的问题。
而在图18所示的功率转换装置中，为了补偿交流电源1的电压下降，需要设置变压器8。变压器8需要在工业用频率下进行动作，因此尺寸较大。而且，图18所示的功率转换装置在交流电源1发生停电时，通过对整流器电路3和逆变器电路4的动作进行切换，来向负载6提供规定的交流电压。
因而，专利文献2所公开的技术中，需要使用大型的工频变压器，从而具有导致功率转换装置的尺寸变大的问题。此外，伴随着整流器电路3与逆变器电路4的动作切换，存在对交流输出电压产生干扰的问题。
本发明是为了解决上述现有技术存在的问题而完成的。即，本发明的目的在于提供一种在交流电源的电压下降时、以及交流电源停电时也能在不产生干扰的情况下输出交流电压的功率转换装置。本发明的目的还在于提供一种能够降低功耗的功率转换装置。本发明的目的还在于提供一种在进行电压补偿动作时不需要使用用于叠加电压的工频变压器的功率转换装置。
解决技术问题所采用的技术方案
为了实现上述目的，本发明应用于具有由开关元件串联电路和第一及第二双向开关构成的逆变器电路的功率转换装置。逆变器电路的输入电源是如下所述的直流电源串联电路：即，将交流电源和第一及第二直流电源串联连接，且该串联连接点即中性点端子连接至交流电源的一端。逆变器电路的第一输出端子是开关元件串联电路的串联连接点，第二输出端子是中性点端子。
开关元件串联电路由正侧开关元件和负侧开关元件串联连接而成。开关元件串联电路连接在直流电源串联电路的正侧端子和负侧端子之间。第一双向开关由第一开关元件和第二开关元件反向并联连接或者反向串联连接而成。第一双向开关连接在交流电源的另一端与第一输出端子之间。第二双向开关由第三开关元件和第四开关元件反向并联连接或者反向串联连接而成。第二双向开关连接在第一输出端子与第二输出端子之间。
该功率转换装置具有控制电路。控制电路生成用于使正侧和负侧的开关元件及第一至第四的开关元件进行导通截止动作的控制信号。该控制电路在每次生成各个元件的控制信号时，将电压指令的周期分割成多个控制期间。控制电路在各个控制期间，从正侧和负侧的开关元件以及第一至第四的开关元件中选出第一元件和第二元件。各个控制期间中对于第一元件和第二元件的选择是基于交流电源的电压和电压指令的大小关系来进行的。第一元件和第二元件的控制信号是在各个控制期间中进行了脉冲宽度调制、且隔着停止期间互补地进行导通截止的信号。控制电路在各个控制期间，对于除了被选为第一元件和第二元件的元件以外的各个元件，生成用于使它们分别导通或者截止的控制信号。
功率转换装置根据由此生成的控制信号，以第一控制模式进行动作。若功率转换装置以第一控制模式进行动作，则在第一输出端子和第二输出端子之间输出与电压指令相对应的电压。该输出电压是在各个控制期间，对交流电源的电压、直流电源串联电路的正电压和负电压、以及中性点端子的零电压这4种电平的电压之中的2种电平的电压进行组合而得到的电压。各个控制期间中的输出电压的平均值等于电压指令。
在功率转换装置以第一控制模式进行动作时，功率转换装置根据规定的条件将各个控制期间区分为区域1～区域7中的任一个。
电压指令在零电压以上且交流电源的电压在零电压以下的控制期间属于区域1。在该区域中，控制电路生成将正侧开关元件作为第一元件、且将第四开关元件作为第二元件的控制信号。控制电路还生成使负侧开关元件和第一开关元件及第二开关元件截止的控制信号、以及使第三开关元件导通的控制信号。在该区域中，输出直流电源串联电路的正电压和零电压。
电压指令在零电压以上、交流电源的电压大于零电压且电压指令大于交流电源的电压的控制期间属于区域2。在该区域中，控制电路生成将正侧开关元件作为第一元件、且将第二开关元件作为第二元件的控制信号。控制电路还生成使负侧开关元件和第三开关元件及第四开关元件截止的控制信号、以及使第一开关元件导通的控制信号。在该区域中，输出直流电源串联电路的正电压和交流电源的电压。
电压指令在零电压以上、交流电源的电压大于零电压且电压指令在交流电源的电压以下的控制期间属于区域3。在该区域中，控制电路生成将第一开关元件作为第一元件、且将第四开关元件作为第二元件的控制信号。控制电路还生成使正侧开关元件和负侧开关元件截止的控制信号、以及使第二开关元件和第三开关元件导通的控制信号。在该区域中，输出交流电源的电压和零电压。
电压指令及交流电源的电压小于中性点端子的电位即零电压、且电压指令在交流电源的电压以上的控制期间属于区域4。在该区域中，控制电路生成将第二开关元件作为第一元件、且将第三开关元件作为第二元件的控制信号。控制电路还生成使正侧开关元件和负侧开关元件截止的控制信号、以及使第一开关元件和第四开关元件导通的控制信号。在该区域中，输出交流电源的电压和零电压。
电压指令及交流电源的电压小于中性点端子的电位即零电压、且电压指令小于交流电源的电压的控制期间属于区域5。在该区域中，控制电路生成将负侧开关元件作为第一元件、且将第一开关元件作为第二元件的控制信号。控制电路还生成使正侧开关元件和第三开关元件及第四开关元件截止的控制信号、以及使第二开关元件导通的控制信号。在该区域中，输出直流电源串联电路的负电压和交流电源的电压。
电压指令小于中性点端子的电位即零电压、且交流电源的电压在零电压以上的控制期间属于区域6。在该区域中，控制电路生成将负侧开关元件作为第一元件、且将第三开关元件作为第二元件的控制信号。控制电路还生成使正侧开关元件和第一开关元件及第二开关元件截止的控制信号、以及使第四开关元件导通的控制信号。在该区域中，输出直流电源串联电路的负电压和零电压。
电压指令和交流电源的电压之间的偏差处于预先确定的范围内的控制期间属于区域7。相比于区域1至区域6，优先选择该区域。在该区域中，控制电路生成使第一双向开关(第一开关元件和第二开关元件)导通、且使正侧开关元件及负侧开关元件和第三开关元件及第四开关元件截止的控制信号。在该区域中，输出交流电源的电压。
功率转换装置在交流电源正常时在区域7中进行动作，在交流电源发生异常时在区域1～区域6中的任一个区域中进行动作。利用基于电压指令与交流电源的电压的大小关系而得到的相同的逻辑处理，来进行区域之间的移动。因此，功率转换装置无需检测出交流电源发生停电的情况。即使在区域之间移动时，功率转换装置的输出电压也维持为与电压指令相对应的电压，因此不会对输出电压产生干扰。
功率转换装置能够将施加至开关元件及双向开关的两端的电压设定为小于直流电源串联电路的两端电压的电压。其结果是，该功率转换装置能够降低开关元件及双向开关的开关损耗。
该功率转换装置在包括停止期间在内的所有控制期间，均能够构成在滤波电路或负载所具备的电抗器中流过电流的路径。具体而言，通过使与被选为第一元件或第二元件的开关元件反向并联连接的开关元件始终导通，能够抑制因流过电抗器的电流的路径被切断而引起的浪涌电压。
该功率转换装置使电压指令与交流电源的电压同步、且将交流电源的电压周期分割成第一期间、第二期间及第三期间。第一期间是交流电源的电压在第一基准电压以上的期间。第二期间是交流电源的电压在低于第一基准电压的第二基准电压以下的期间。第三期间是交流电源的电压在第一基准电压与第二基准电压之间的期间。而且，该功率转换装置在第一期间和第二期间时，以第一控制模式进行动作。该功率转换装置在第三期间，以使第一双向开关(第一开关元件和第二开关元件)导通、且使其它元件全部截止的第二控制模式进行动作。
在以第二控制模式进行动作时，流过负载的电流仅通过第一双向开关的一个开关元件。另外，所有的元件均不进行导通截止动作。该功率转换装置将第一基准电压设为高于零电压的电压，将第二基准电压设为低于零电压的电压。由此，该功率转换装置在交流电源的电压零交叉附近，能够防止区域的误判。其结果是，该功率转换装置能够抑制因流过电抗器的电流路径被切断而引起的浪涌电压。
另外，在第一开关元件和第二开关元件同时导通时，进行从第一控制模式向第二控制模式的切换。由此，功率转换装置在从第一控制模式向第二控制模式进行切换时，无需设定停止期间。
发明效果
根据本发明，无需检测出交流电源的停电，就能够输出基于电压指令的交流电压。另外，根据本发明，能够降低功率转换装置的功耗。再者，根据本发明，能够抑制连接至逆变器输出的感应元件所生成的浪涌电压。
附图说明
图1是用于说明本发明的实施方式的图。
图2是用于说明双向开关的实施方式的图。
图3是用于说明控制电路的动作的框图。
图4是用于说明各个区域中各个元件的控制信号的图。
图5是用于说明区域1中的交流输出电压的图。
图6是用于说明区域2中的交流输出电压的图。
图7是用于说明区域3中的交流输出电压的图。
图8是用于说明区域4中的交流输出电压的图。
图9是用于说明区域5中的交流输出电压的图。
图10是用于说明区域6中的交流输出电压的图。
图11是用于说明各个区域中各个元件的控制信号的图。
图12是用于说明区域7中的交流输出电压的图。
图13是用于说明期间1～3的图。
图14是用于说明期间1～3中各个元件的动作的图。
图15是用于说明本发明的其他实施方式的图。
图16是用于说明本发明的其他实施方式的图。
图17是用于说明现有技术的功率转换装置的图。
图18是用于说明现有技术的功率转换装置的图。
具体实施方式
下面，利用图1～图16来说明本发明所涉及的功率转换装置的实施方式。
图1是用于说明本发明所涉及的功率转换装置的实施方式的图。图中，1为交流电源，2为电容器，30为直流电源串联电路，40为逆变器电路，5为滤波电路，6为负载，100为控制电路。交流电源1是具有端子R和端子S的单相交流电源。交流电源1的端子R与端子S之间连接有电容器2。
直流电源串联电路30是由正侧的直流电源Psp(第一直流电源)和负侧的直流电源Psn(第二直流电源)串联连接而成的直流电源。直流电源串联电路30的正侧端子P输出直流电源Psp的正电压Vp。直流电源串联电路30的负侧端子N输出直流电源Psn的负电压Vn。直流电源串联电路30的中性点端子O输出直流电源串联电路30的中性点电压(零电压Vz)。直流电源串联电路30能够由图17所示的整流器电路3或者具有相同功能的电路来实现。
交流电源1的端子S与直流电源串联电路30的中性点端子O相连接。交流电源1的端子R输出交流电源1的电压Vr。
逆变器电路40利用正电压Vp、负电压Vn、零电压Vz以及电压Vr这4种电平的电压，输出单相的交流电压。逆变器电路40的结构和动作如下所述。
逆变器电路40由开关元件串联电路、第一双向开关及第二双向开关构成。开关元件串联电路是由开关元件Q1、Q2串联连接而成的电路。第一双向开关是由开关元件S1、S2反向并联连接而成的电路。第二双向开关是由开关元件S3、S4反向并联连接而成的电路。
开关元件串联电路连接在直流电源串联电路30的正侧端子P和负侧端子N之间。开关元件Q1、Q2的串联连接点连接至输出端子U(第一输出端子)。输出端子V(第二输出端子)连接至中性点端子O。
第一双向开关连接在输出端子U和端子R之间。第二双向开关连接在输出端子U和中性点端子O之间。具体而言，第一双向开关的开关元件S1的集电极端子一侧连接至端子R，开关元件S1的发射极端子一侧连接至输出端子U。第二双向开关的开关元件S4的集电极端子一侧连接至输出端子U，开关元件S4的发射极端子一侧连接至中性点端子O。
输出端子U、V通过滤波电路5连接至负载6。滤波电路5由电抗器Lf1和电容器Cf1的串联电路构成。负载6连接在电容器Cf1的两端。
此处，开关元件Q1、Q2是与二极管反向并联连接的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)。然而，开关元件Q1、Q2并不仅限于这样的结构。开关元件Q1、Q2也可利用如下半导体元件来构成：即，MOSFET(Metal Oxide Semiconductor FieldEffect Transistor：金属-氧化物半导体场效应晶体管)等能够以相对于交流电源1的频率足够高的频率来进行导通截止动作的其他半导体元件。
第一双向开关和第二双向开关是由2个反向阻断型IGBT反向并联连接而构成的电路。对于该双向开关，通过导通一个开关元件能够在一个方向上流通电流，通过导通另一个开关元件能够在另一个方向上流通电流。另外，对于该双向开关，通过导通两个开关元件能够在两个方向上流通电流。
双向开关可以是如图2(a)～图2(c)所示的结构构成的电路、或者是具有等同功能及效果的电路。图2(a)是对由不具备反向阻断耐压的IGBT和二极管串联连接而成的2组电路进行反向并联连接后得到的电路。图2(b)是对由不具备反向阻断耐压的IGBT与二极管反向并联连接而成的2组电路进行反向串联连接后得到的电路。图2(c)是将图2(b)中的IGBT替换成MOSFET而构成的电路。
在上述逆变器电路40的结构中，通过导通开关元件Q1，从而向输出端子U输出直流电源串联电路30的正电压Vp。通过导通开关元件Q2，从而向输出端子U输出直流电源串联电路30的负电压Vn。通过导通开关元件S1、S2中的任一个或两者，从而向输出端子U输出交流电源1的电压Vr。通过导通开关元件S3、S4中的任一个或两者，从而向输出端子U输出中性点端子O的零电压Vz。
如后面所述，逆变器电路40根据由控制电路100所生成的控制信号，使开关元件Q1、Q2以及开关元件S1～S4进行导通截止动作。利用该导通截止动作，逆变器电路40向输出端子U和输出端子V之间(输出端子U－V之间)输出与电压指令Vu*相对应的电压Vu。电压指令Vu*是具有应向负载6提供的交流电压的频率和振幅的电压指令。
对从逆变器电路40输出的电压Vu进行脉冲宽度调制，且该电压Vu中包含较多的高次谐波分量。对于从逆变器电路40输出的电压Vu，利用滤波电路5除去高次谐波分量，并供给负载6。
电压检测器301检测出交流电源1的电压Vr。电压检测器401检测出直流电源串联电路30的正电压Vp。电压检测器402检测出直流电源串联电路30的负电压Vn。检测出的电压Vr、正电压Vp以及负电压Vn被输入控制电路100。
控制电路100生成控制信号G1、G2以及Gs1～Gs4，该控制信号G1、G2以及Gs1～Gs4用于使开关元件Q1、Q2以及开关元件S1～S4进行导通截止动作。在每一个控制期间，根据电压Vr、正电压Vp、负电压Vn以及零电压Vz来生成各个控制信号。控制期间是与后述的载波信号Sc的周期相对应的期间。
优选利用该控制期间而确定的各个元件的导通截止频率(开关频率)是相对于电压指令的频率足够高的频率。例如在电压指令的频率是工业用频率的情况下，优选开关频率在1kHz以上。控制周期并非必须与电压指令同步，非同步也可以。
利用图3来说明控制电路100生成各个控制信号的动作。控制模式判定电路118是在将交流电源1的电压周期分成周期1～3这3个周期的情况下所必需的电路。使用该电路时的功率转换装置的动作将在后面描述。
首先，将利用电压检测器301检测出的电压Vr输入到电压指令生成电路111。电压指令生成电路111根据电压Vr来生成电压指令Vu*。将所生成的电压指令Vu*和电压Vr一起输入电压判定电路112。电压指令Vu*是与电压Vr同步、且具有与交流电源1的额定电压相等的振幅的电压指令。
可以将电压指令Vu*设为与电压Vr不同步的电压指令。也可以将电压指令Vu*设为与交流电源1的额定电压不同的振幅的电压指令。
电压判定电路112利用电压Vr和电压指令Vu*来输出相应的控制期间所属的区域信号δ。区域信号δ被分类为区域1～区域6。
脉冲宽度指令选择电路113将电压指令Vu*、电压Vr、正电压Vp、负电压Vn以及区域信号δ作为输入，生成脉冲宽度指令α。脉冲宽度指令α是后述的H桥臂元件处于导通的时间相对于控制期间的比率。
比较器114对脉冲宽度指令α和由载波信号生成电路116所输出的载波信号Sc进行比较，生成H桥臂元件(第一元件)的控制信号Hon。控制信号Hon是在该控制期间内，成为与脉冲宽度指令α相对应地确定的期间“H”、然后成为“L”的信号。
逻辑反相器117使控制信号Hon的逻辑反相，生成L桥臂元件(第二元件)的控制信号Lon。
脉冲分配电路115将控制信号Hon、Lon以及区域信号δ作为输入。脉冲分配电路115基于这些信号，生成开关元件Q1、Q2以及开关元件S1～S4的控制信号G1、G2以及Gs1～Gs4。对于将控制信号Hon、Lon分配给哪个元件，将在后面叙述。
接着，利用图4对电压判定电路112所生成的区域信号δ、脉冲宽度指令选择电路113所生成的脉冲宽度指令α以及脉冲分配电路115所生成的控制信号之间的关系进行说明。
在图4中，“电压指令(Vu*)”栏、“交流电源电压(Vr)”栏以及“Vr和Vu*的比较”栏示出了电压判定电路112所进行的区域判定的条件。“δ(区域)”栏示出了利用该条件所判定的区域。“α(脉冲宽度指令)”栏示出了脉冲宽度指令选择电路113所生成的脉冲宽度指令α的计算式。“控制信号”栏示出了开关元件Q1、Q2以及开关元件S1～S4的控制信号G1、G2以及Gs1～Gs4的状态。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足Vu*≥Vz且Vr≤Vz时，判定该控制区域为区域1。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足Vu*≥Vz且Vr＞Vz且Vu*＞Vr时，判定该控制区域为区域2。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足Vu*≥Vz且Vr＞Vz且Vu*≤Vr时，判定该控制区域为区域3。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足Vu*＜Vz且Vr＜Vz且Vu*≥Vr时，判定该控制区域为区域4。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足Vu*＜Vz且Vr＜Vz且Vu*＜Vr时，判定该控制区域为区域5。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足Vu*＜Vz且Vr≥Vz时，判定该控制区域为区域6。
另外，各个区域中的脉冲宽度指令α利用下述公式(1)～(6)来计算。
【数学式1】
此处，区域1～6的各个区域中，预先确定被选为H桥臂元件以及L桥臂元件的元件。在图4的各个区域中，以“Hon”示出了作为H桥臂元件起作用的元件的控制信号，以“Lon”示出了作为L桥臂元件起作用的元件的控制信号。在控制信号Hon为“H”时，H桥臂元件导通，在控制信号Hon为“L”时，H桥臂元件截止。在控制信号Lon为“H”时，L桥臂元件导通，在控制信号Lon为“L”时，L桥臂元件截止。
其中，H桥臂元件在控制信号Hon变为“H”后的停止期间Td期间，维持截止状态，然后再导通。另外，L桥臂元件在控制信号Lon变为“H”后的停止期间Td期间，维持截止状态，然后再导通。停止期间Td是为了防止H桥臂元件和L桥臂元件同时导通而设定的期间。
此外，在区域1～6的各个区域中，被选为导通桥臂元件和截止桥臂元件的元件也是预先确定的。图4中，以“H”示出作为导通桥臂元件起作用的元件的控制信号，以“L”示出作为截止桥臂元件起作用的元件的控制信号。导通桥臂元件在该控制期间始终处于导通。截止桥臂元件在该控制期间始终处于截止。
接着，参照图1和图5，说明该控制期间为区域1时逆变器电路40的动作。
在区域1中，开关元件Q1被选为H桥臂元件，开关元件S4被选为L桥臂元件。开关元件S3被选为导通桥臂元件，开关元件Q2和开关元件S1、S2被选为截止桥臂元件。因此，图4的区域1中的控制信号G1成为“Hon”、控制信号Gs4成为“Lon”。控制信号Gs3成为“H”，控制信号G2、Gs1、Gs2成为“L”。
图5(b)示出了该控制期间中H桥臂元件的控制信号“Hon”。图5(c)～(h)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4根据上述控制信号进行动作时各自的导通截止状态。
在区域1的控制期间，将图5(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在从该控制期间的起点起经过停止期间Td之后成为正电压Vp(第一电压)，在经过了时间TH1之后成为零电压Vz(第二电压)。时间TH1是与利用数学式(1)算出的脉冲宽度指令α相对应的时间。
在时间TH1远长于停止期间Td时，开关元件Q1导通的时间约等于时间TH1。因此，输出到输出端子U－V之间的电压Vu的平均值大致与该控制期间中电压指令Vu*的平均值一致。
将时间TH1和停止期间Td相加得到的时间作为时间TH1’，若根据该时间TH1’来生成控制信号G1，则能够使电压Vu的平均值与电压指令Vu*的平均值更为一致。
在输出电流以与输出电压相同的极性流过的控制期间，当开关元件Q1导通时，电路电流流过直流电源Psp→开关元件Q1→滤波电路5以及负载6→直流电源Psp的路径1a。此时，直流电源Psp的正电压Vp输出到输出端子U－V之间。而且，若开关元件Q1截止，则上述电流换向流过滤波电路5及负载6→输出端子V→开关元件S3→输出端子U→滤波电路5及负载6的路径1b。此时，零电压Vz输出到输出端子U－V之间。在图5(c)和图5(g)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过上述路径1a、1b的电路电流的期间。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件Q1的导通和截止同步地进行切换。
另外，在输出电流以与输出电压不同的极性流过的控制期间，当开关元件S4导通时，电路电流流过滤波电路5及负载6→输出端子U→开关元件S4→输出端子V→滤波电路5及负载6的路径1b’。而且，若开关元件S4截止，则上述电流流过滤波电路5及负载6→开关元件Q1的二极管→直流电源Psp→输出端子V→滤波电路5及负载6的路径1a’。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S4的导通和截止同步地进行切换。
在该控制期间位于区域1的期间，逆变器电路40反复上述动作。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
接着，参照图1和图6，说明该控制期间为区域2时逆变器电路40的动作。
在区域2中，开关元件Q1被选为H桥臂元件，开关元件S2被选为L桥臂元件。开关元件S1被选为导通桥臂元件，开关元件Q2和开关元件S3、S4被选为截止桥臂元件。因此，图4的区域2中的控制信号G1成为“Hon”、控制信号Gs2成为“Lon”。控制信号Gs1成为“H”，控制信号G2、Gs3、Gs4成为“L”。
图6(b)示出了该控制期间中H桥臂元件的控制信号“Hon”。图6(c)～(h)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4根据上述控制信号进行动作时各自的导通截止状态。
在区域2的控制期间，图6(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在从该控制期间的起点起经过停止期间Td之后成为正电压Vp(第一电压)，在经过了时间TH2之后成为交流电源的电压Vr(第二电压)。时间TH2是与利用数学式(2)算出的脉冲宽度指令α相对应的时间。
在时间TH2远长于停止期间Td时，开关元件Q1导通的时间约等于时间TH2。因此，输出到输出端子U－V之间的电压Vu的平均值大致与该控制期间中电压指令Vu*的平均值一致。
将时间TH2和停止期间Td相加得到的时间作为时间TH2’，若根据该时间TH2’来生成控制信号G1，则能够使电压Vu的平均值与电压指令Vu*的平均值更为一致。
在输出电流以与输出电压相同的极性流过的控制期间，当开关元件Q1导通时，电路电流流过直流电源Psp→开关元件Q1→滤波电路5以及负载6→直流电源Psp的路径2a。此时，直流电源Psp的正电压Vp输出到输出端子U－V之间。而且，若开关元件Q1截止，则上述电流换向流过滤波电路5及负载6→交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6的路径2b。此时，交流电源1的电压Vr输出到输出端子U－V之间。在图6(c)和图6(e)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过上述路径2a、2b的电路电流的期间。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件Q1的导通和截止同步地进行切换。
另外，在输出电流以与输出电压不同的极性流过的控制期间，当开关元件S2导通时，电路电流流过滤波电路5及负载6→输出端子U→开关元件S2→交流电源1→滤波电路5及负载6的路径2b’。而且，若开关元件S2截止，则上述电流流过滤波电路5及负载6→开关元件Q1的二极管→直流电源Psp→输出端子V→滤波电路5及负载6的路径2a’。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S2的导通和截止同步地进行切换。
在该控制期间位于区域2的期间，逆变器电路40反复上述动作。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
接着，参照图1和图7，说明该控制期间为区域3时逆变器电路40的动作。
在区域3中，开关元件S1被选为H桥臂元件，开关元件S4被选为L桥臂元件。开关元件S2、S3被选为导通桥臂元件，开关元件Q1、Q2被选为截止桥臂元件。因此，图4的区域3中的控制信号Gs1成为“Hon”、控制信号Gs4成为“Lon”。控制信号Gs2、Gs3成为“H”，控制信号G1、G2成为“L”。
图7(b)示出了该控制期间中H桥臂元件的控制信号“Hon”。图7(c)～(h)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4根据上述控制信号进行动作时各自的导通截止状态。
在区域3的控制期间，图7(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在从该控制期间的起点起经过停止期间Td之后成为交流电源1的电压Vr(第一电压)，在经过了时间TH3之后成为零电压Vz(第二电压)。时间TH3是与利用数学式(3)算出的脉冲宽度指令α相对应的时间。
在时间TH3远长于停止期间Td时，开关元件S1导通的时间约等于时间TH3。因此，输出到输出端子U－V之间的电压Vu的平均值大致与该控制期间中电压指令Vu*的平均值一致。
将时间TH3和停止期间Td相加得到的时间作为时间TH3’，若根据该时间TH3’来生成控制信号Gs1，则能够使电压Vu的平均值与电压指令Vu*的平均值更为一致。
在输出电流以与输出电压相同的极性流过的控制期间，当开关元件S1导通时，电路电流流过交流电源1→开关元件S1→滤波电路5以及负载6→交流电源1的路径3a。此时，交流电源1的电压Vr输出到输出端子U－V之间。而且，若开关元件S1截止，则上述电流换向流过滤波电路5及负载6→中性点端子O→开关元件S3→滤波电路5及负载6的路径3b。此时，零电压Vz输出到输出端子U－V之间。在图7(e)和图7(g)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过上述路径3a、3b的电路电流的期间。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S1的导通和截止同步地进行切换。
另外，在输出电流以与输出电压不同的极性流过的控制期间，当开关元件S4导通时电路电流流过滤波电路5及负载6→输出端子U→开关元件S4→输出端子V→滤波电路5及负载6的路径3b’。而且，若开关元件S4截止，则上述电流流过滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1→滤波电路5及负载6的路径3a’。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S4的导通和截止同步地进行切换。
在该控制期间位于区域3的期间，逆变器电路40反复上述动作。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
接着，参照图1和图8，说明该控制期间为区域4时逆变器电路40的动作。
在区域4中，开关元件S2被选为H桥臂元件，开关元件S3被选为L桥臂元件。开关元件S1、S4被选为导通桥臂元件，开关元件Q1、Q2被选为截止桥臂元件。因此，图4的区域4中的控制信号G2成为“Hon”、控制信号G3成为“Lon”。控制信号Gs1、Gs4成为“H”，控制信号G1、G2成为“L”。
图8(b)示出了该控制期间中H桥臂元件的控制信号“Hon”。图8(c)～(h)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4根据上述控制信号进行动作时各自的导通截止状态。
在区域4的控制期间，图8(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在从该控制期间的起点起经过停止期间Td之后成为交流电源1的电压Vr(第一电压)，在经过了时间TH4之后成为零电压Vz(第二电压)。时间TH4是与利用数学式(4)算出的脉冲宽度指令α相对应的时间。
在时间TH4远长于停止期间Td时，开关元件S2导通的时间约等于时间TH4。因此，输出到输出端子U－V之间的电压Vu的平均值大致与该控制期间中电压指令Vu*的平均值一致。
将时间TH4和停止期间Td相加得到的时间作为时间TH4’，若根据该时间TH4’来生成控制信号Gs2，则能够使电压Vu的平均值与电压指令Vu*的平均值更为一致。
在输出电流以与输出电压相同的极性流过的控制期间，当开关元件S2导通时，电路电流流过交流电源1→输出端子V→滤波电路5以及负载6→开关元件S2→交流电源1的路径4a。此时，交流电源1的电压Vr输出到输出端子U－V之间。而且，若开关元件S2截止，则上述电流换向流过滤波电路5及负载6→输出端子U→开关元件S4→输出端子V→滤波电路5及负载6的路径4b。此时，零电压Vz输出到输出端子U－V之间。在图8(f)和图8(h)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过上述路径4a、4b的电路电流的期间。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S2的导通和截止同步地进行切换。
另外，在输出电流以与输出电压不同的极性流过的控制期间，当开关元件S3导通时，电路电流流过滤波电路5及负载6→输出端子V→开关元件S3→输出端子U→滤波电路5及负载6的路径4b’。而且，若开关元件S3截止，则上述电流流过滤波电路5及负载6→输出端子V→交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6的路径4a’。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S3的导通和截止同步地进行切换。
在该控制期间位于区域4的期间，逆变器电路40反复上述动作。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
接着，参照图1和图9，说明该控制期间为区域5时逆变器电路40的动作。
在区域5中，开关元件Q2被选为H桥臂元件，开关元件S1被选为L桥臂元件。开关元件S2被选为导通桥臂元件，开关元件Q1和开关元件S3、S4被选为截止桥臂元件。因此，图4的区域5中的控制信号G2成为“Hon”、控制信号Gs1成为“Lon”。控制信号Gs2成为“H”，控制信号G1、Gs3、Gs4成为“L”。
图9(b)示出了该控制期间中H桥臂元件的控制信号“Hon”。图9(c)～(h)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4根据上述控制信号进行动作时各自的导通截止状态。
在区域5的控制期间，图9(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在从该控制期间的起点起经过停止期间Td之后成为负电压Vn(第一电压)，在经过了时间TH5之后成为交流电源1的电压Vr(第二电压)。时间TH5是与利用数学式(5)算出的脉冲宽度指令α相对应的时间。
在时间TH5远长于停止期间Td时，开关元件Q2导通的时间约等于时间TH5。因此，输出到输出端子U－V之间的电压Vu的平均值大致与该控制期间中电压指令Vu*的平均值一致。
将时间TH5和停止期间Td相加得到的时间作为时间TH5’，若根据该时间TH5’来生成控制信号G2，则能够使电压Vu的平均值与电压指令Vu*的平均值更为一致。
在输出电流以与输出电压相同的极性流过的控制期间，当开关元件Q2导通时，电路电流流过直流电源Psn→输出端子V→滤波电路5以及负载6→开关元件Q2→直流电源Psn的路径5a。此时，直流电源Psn的负电压Vn输出到输出端子U－V之间。而且，若开关元件Q2截止，则上述电流换向流过滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1→滤波电路5及负载6的路径5b。此时，交流电源1的电压Vr输出到输出端子U－V之间。在图9(d)和图9(f)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过上述路径5a、5b的电路电流的期间。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件Q2的导通和截止同步地进行切换。
另外，在输出电流以与输出电压不同的极性流过的控制期间，当开关元件S1导通时，电路电流流过滤波电路5及负载6→输出端子V→交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6的路径5b’。而且，若开关元件S1截止，则上述电流流过滤波电路5及负载6→输出端子V→直流电源Psn→开关元件Q2的二极管→滤波电路5及负载6的路径5a’。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件S3的导通和截止同步地进行切换。
在该控制期间位于区域5的期间，逆变器电路40反复上述动作。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
接着，参照图1和图10，说明该控制期间为区域6时逆变器电路40的动作。
在区域6中，开关元件Q2被选为H桥臂元件，开关元件S3被选为L桥臂元件。开关元件S4被选为导通桥臂元件，开关元件Q1和开关元件S1、S2被选为截止桥臂元件。因此，图4的区域6中的控制信号G2成为“Hon”、控制信号Gs3成为“Lon”。控制信号Gs4成为“H”，控制信号G1、Gs1、Gs2成为“L”。
图10(b)示出了该控制期间中H桥臂元件的控制信号“Hon”。图10(c)～(h)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4根据上述控制信号进行动作时各自的导通截止状态。
在区域6的控制期间，图10(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在从该控制期间的起点起经过停止期间Td之后成为负电压Vn(第一电压)，在经过了时间TH6之后成为零电压Vz(第二电压)。时间TH6是与利用数学式(6)算出的脉冲宽度指令α相对应的时间。
在时间TH6远长于停止期间Td时，开关元件Q2导通的时间约等于时间TH6。因此，输出到输出端子U－V之间的电压Vu的平均值大致与该控制期间中电压指令Vu*的平均值一致。
将时间TH6和停止期间Td相加得到的时间作为时间TH6’，若根据该时间TH6’来生成控制信号G2，则能够使电压Vu的平均值与电压指令Vu*的平均值更为一致。
在输出电流以与输出电压相同的极性流过的控制期间，当开关元件Q2导通时，电路电流流过直流电源Psn→输出端子V→滤波电路5以及负载6→开关元件Q2→直流电源Psn的路径6a。此时，直流电源Psn的负电压Vn输出到输出端子U－V之间。而且，若开关元件Q2截止，则上述电流换向流过滤波电路5及负载6→开关元件S4→滤波电路5及负载6的路径6b。此时，零电压Vz输出到输出端子U－V之间。在图10(d)和图10(h)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过上述路径6a、6b的电路电流的期间。在该控制期间中，电路电流的路径与开关元件Q2的导通和截止同步地进行切换。
另外，在输出电流以与输出电压不同的极性流过的控制期间，当开关元件S3导通时，电路电流流过滤波电路5及负载6→输出端子V→开关元件S3→滤波电路5及负载6的路径6b’。而且，若开关元件S3截止，则上述电流流过滤波电路5及负载6→输出端子V→直流电源Psn→开关元件Q2的二极管→滤波电路5及负载6的路径6a’。在该控制期间，电路电流的路径与开关元件S3的导通和截止同步地进行切换。
在该控制期间位于区域6的期间，逆变器电路40反复上述动作。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
如上所述，本实施方式所涉及的功率转换装置在每个控制期间选择H桥臂元件和L桥臂元件。而且，功率转换装置在各个控制期间内，以经脉冲宽度调制后的时间宽度使H桥臂元件和L桥臂元件互补地进行导通和截止，并向输出端子U－V之间输出电压Vu。在各个控制期间，电压Vu的平均值等于电压指令Vu*。也就是说，该功率转换装置利用交流电源1的电压Vr、直流电源串联电路30的电压Vp、Vn、以及零电压Vz这4种电平的电压，向负载6提供与电压指令Vu*相对应的交流电压Vu。在该动作中，不需要工业用频率的变压器来进行电压叠加。
在该情况下，开关元件Q1、Q2以及开关元件S1～S4在第一电压和第二电压之间进行导通截止动作。如图1及图5～图10所示，可知：第一电压和第二电压之间的电压差小于直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn之间的电压差。因此，在开关元件Q1、Q2及开关元件S1～S4导通以及截止时所产生的开关损耗要小于在直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn之间进行导通以及截止时所产生的开关损耗。
也就是说，若将本实施方式所涉及的功率转换装置的开关频率设为与图17所示的逆变器电路4的开关频率相同，则能够使该功率转换装置的功耗降低至小于图17所示的逆变器电路4的功耗。
另外，本实施方式所涉及的功率转换装置的交流输出电压Vu在第一电压和第二电压之间进行变化。因此，施加到电抗器Lf1的电压变小。
流过电抗器Lf1的脉动电流与电压时间积(电压的变化幅度×电压的脉冲宽度)成正比，与电感值成反比。在电感值相同的情况下，该功率转换装置中，由于电压时间积变小，所以流过电抗器Lf1的脉动电流变小。若脉动电流变小，则电抗器Lf1的损耗(主要是铁损耗)变小。因此，该功率转换装置能够降低电抗器Lf1的损耗。
另一方面，在将脉动电流设为相同的情况下，该功率转换装置能够减小电抗器Lf1的电感值。因此，在该情况下，该功率转换装置能够使电抗器Lf1小型化。
本实施方式所涉及的功率转换装置在所有的开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4均截止时，也能够构成流过电抗器Lf1的电流的路径。因此，该功率转换装置在各个控制期间，能够抑制因电抗器Lf1的电感储能而产生的浪涌电压。该功率转换装置即使在负载6直接连接在输出端子U－V之间的情况下，也能够抑制因电路的电感分量而产生的浪涌电压。
然而，本实施方式所涉及的功率转换装置无法输出高于直流电源串联电路30的正电压Vp的电压和低于负电压Vn的电压。因此，在电压指令Vu*大于正电压Vp时、以及电压指令Vu*小于负电压Vn时，进行使所有的元件截止等保护动作是适当的。
另外，在电压指令Vu*大于正电压Vp时，可以使开关元件Q1始终维持为导通状态。而且，在电压指令Vu*小于负电压Vn时，可以使开关元件Q2始终维持为导通状态。
另外，优选使交流输出电压Vu与交流电源1的电压Vr同步。若使交流输出电压Vu与交流电源1的电压Vr同步，则能够使施加到开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4的电压进一步减小。其结果是，能够进一步地降低在这些元件上产生的开关损耗。
接着，对于在区域1～区域6的基础上还具备用于向输出端子U－V之间输出交流电源1的电压的区域7的实施方式进行说明。
图11是用于说明除了图4所示的区域1～区域6之外、图1所示的功率转换装置在区域7中进行动作的情况下脉冲宽度指令α和元件的导通截止状态之间的关系的图。
图12是用于说明在交流电源1的电压Vr为正极性的情况下、区域7中的输出电压Vu和开关元件Q1、Q2及开关元件S1～S4的动作的图。图12(a)示出了在该控制期间、输出到输出端子U－V之间的电压Vu。图12(b)～(g)示出了开关元件Q1、Q2和开关元件S1～S4的导通截止状态。在图12(d)中添加了斜线的部分示出了在该元件中流过电路电流的期间。
在该实施方式中，功率转换装置及控制电路的结构与图1所示的功率转换装置的结构、以及图3所示的控制电路100的结构相同。另外，区域1～区域6中功率转换装置的动作与上述的动作相同。因此，对于与区域1～区域6的动作说明重复的动作，省略其说明。
首先，在图3中，将检测出的交流电源1的电压Vr输入到电压指令生成电路111。电压指令生成电路111根据所输入的电压Vr来生成电压指令Vu*。将所生成的电压指令Vu*和电压Vr一起输入电压判定电路112。
电压判定电路112在电压指令Vu*和电压Vr之间的关系满足|Vu*－Vr|＜ΔVu*的条件时，判定该控制区域为区域7。而且，电压判定电路112输出表示区域7的区域信号δ。
此处，ΔVu*是用于判定交流电源1的电压Vr的值相对于电压指令Vu*的值处于规定的范围内的标准量。在负载6允许输入电压在电压指令Vu*的±10％的范围内变化的情况下，标准量ΔVu*相当于电压指令Vu*的10％。标准量ΔVu*也可以是根据其他条件来确定得到的量。
若输入表示区域7的区域信号δ，则脉冲宽度指令选择电路113将脉冲宽度指令α固定为1.0。在脉冲宽度指令α为1.0的情况下，比较器114在该控制期间生成H桥臂元件导通的控制信号Hon，而不论载波信号Sc的大小如何。也就是说，在该控制期间，H桥臂元件的控制信号Hon始终为高电平，L桥臂元件的控制信号Lon始终为低电平。
在该控制期间为区域7时，开关元件S1、S2被选为导通桥臂元件。另外，开关元件Q1、Q2以及开关元件S3、S4被选为截止桥臂元件。也就是说，在从电压判定电路112输出表示区域7的区域信号δ的情况下，不选择H桥臂元件和L桥臂元件。因此，图11的区域7中，控制信号Gs1、Gs2成为“H”。另外，控制信号G1、G2以及控制信号Gs3、Gs4成为“L”。
若逆变器电路40根据上述控制信号进行动作，则在该控制期间，图12(a)所示的电压Vu输出到输出端子U－V之间。电压Vu在该控制期间成为交流电源1的电压Vr。
在该控制期间，由于开关元件S1导通，因此逆变器电路40的电路电流流过交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6→交流电源1的路径7a。此时，交流电源1的电压Vr输出到输出端子U－V之间。
另一方面，在交流电源1的电压Vr为负极性时，由于开关元件S2导通，因此逆变器电路40的电路电流流过交流电源1→滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1的路径7b。此时，交流电源1的电压Vr输出到输出端子U－V之间。
该电路电路在该控制期间内持续地流过上述路径7a或者路径7b。因此，在该控制期间，始终都构成有流过电抗器Lf1的电流的路径。
在属于区域7的控制期间中，开关元件S1或者S2中的任一个中流过电路电流。因此，仅在开关元件S1或者S2中因电流流通而产生损耗。另外，在该控制期间，由于所有的元件均不进行导通截止动作，因此不会产生开关损耗。
因此，功率转换装置若进行上述区域7的动作，则能够进一步降低功耗。尤其是在使电压指令Vu*与交流电源1的电压Vr同步的情况下，功率转换装置能够在多数的期间内在区域7中动作。因此，在该情况下，功率转换装置能够进一步地降低功耗。
另外，图1所示的功率转换装置能够根据电压指令Vu*和交流电源1的电压Vr之间的关系，组合上述区域1～7来进行动作。例如该功率转换装置在交流电源1正常时在区域7中动作。在交流电源1变为异常时，该功率转换装置在区域1～区域6中的任一个区域中动作。
而且，包括交流电源停电时的情况，利用基于电压指令Vu*与电压Vr的大小关系而得到的相同的逻辑处理，来进行区域之间的移动。因此，功率转换装置无需检测出交流电源发生停电的情况。即使在区域之间移动时，功率转换装置的输出电压也维持为与电压指令相对应的电压。因此，该功率转换装置在交流电源1正常时和包括停电的异常时，均不会因控制动作的切换而干扰到输出电压。
然而，若交流电源1的电压Vr中包含脉动等，则在电压Vr与零电压Vz零交叉的前后，电压判定电路112有可能误判区域3和区域4。对于区域3和区域4的误判可能会造成交流电源1的电源短路。
在此情况下，优选将交流电源1的电压Vr的周期分割成期间1～3这3个期间。
例如，功率转换装置在期间1和期间2时，在上述的区域3或者区域4中动作(第一控制模式)。另一方面，功率转换装置在期间3时，在后述的第二控制模式下进行动作。
首先，在图3中，控制模式判定电路118将交流电源1的电压Vr的周期分割成期间1～期间3。根据交流电源1的电压Vr和第一基准电压及第二基准电压的大小关系，来分割期间1～期间3。
期间1(第一期间)是交流电源1的电压Vr在第一基准电压以上的期间。期间2(第二期间)是电压Vr在第二基准电压以下的期间。期间3(第三期间)是电压Vr小于第一基准电压，且大于第二基准电压的期间。
其中，第一基准电压是设定为稍大于零电压Vz的值的电压。第二基准电压是设定为稍小于零电压Vz的值的电压。由此，若设定了第一和第二基准电压，则能够将第三期间设定为电压Vr与零电压Vz零交叉前后的有限的期间。
接着，在该控制期间处于期间1或者期间2时，控制模式判定电路118将控制模式信号M设定为第一控制模式并输出。另外，在该控制期间处于期间3时，控制模式判定电路118将控制模式信号M设定为第二控制模式并输出。控制模式信号M被输入到电压指令生成电路111和电压判定电路112。
下面，利用图13和图14来主要说明控制模式信号M为第二控制模式时控制电路100的动作和功率转换装置的动作。控制模式信号M为第一控制模式时控制电路100的动作和功率转换装置的动作如使用图3～图12所说明的那样。
图13是用于说明图1所示的功率转换装置将交流电源1的电压周期分割成期间1～期间3这3个期间来进行动作的实施方式的图。图13中与交流电源1的电压Vr一起，还记载了从逆变器电路40的输出端子U输出并流至负载6的电流Iu。从逆变器电路40的输出端子U输出的交流电压Vu与交流电源1的电压Vr同步。
例如，将交流电源1的电压Vr设为250VAC，将输出电压Vu设为200VAC。并且，将第一基准电压设定为10V左右，将第二基准电压设定为-10V左右。在此情况下，在期间1和期间3之间的切换时刻(timing)、以及期间2和期间3之间的切换时刻所产生的输出电压Vu的偏差(基波分量的偏差)在2V左右。由此，若设定了第一和第二基准电压，则能使得对输出电压Vu的波形失真的影响较小。
图14是用于说明电压指令Vu*与交流电源1的电压Vr同步、且电压指令Vu*的振幅在交流电源1的电压Vr的振幅以下的情况下功率转换装置的动作的图。在此情况下，功率转换装置在交流电源1的电压Vr在零电压Vz以上时，在区域3中进行动作。另外，该功率转换装置在交流电源1的电压Vr小于零电压Vz时，在区域4中进行动作。
在区域3或区域4中进行动作的情况下，开关元件Q1、Q2始终处于截止。因此，在图14中仅示出了开关元件S1～S4的动作。
首先，在期间1时，功率转换装置在区域3中动作。因此，控制电路100生成控制信号Gs2，Gs3，用于使开关元件S2、S3始终处于导通状态。此外，控制电路100还生成控制信号Gs1，Gs4，用于使开关元件S1，S4交替地进行导通截止动作。对控制信号Gs1、Gs4进行脉宽调制以输出规定的交流电压。
在开关元件S1从导通切换为截止，开关元件S4从截止切换为导通时，在2个元件的控制信号Gs1，Gs4中设定有使2个元件同时截止的停止期间Td。同样地，在开关元件S4从导通切换为截止，开关元件S1从截止切换为导通时，在2个元件的控制信号Gs1，Gs4中设定有使2个元件同时截止的停止期间Td。
通过使开关元件S1导通，电流Iu流过交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6→交流电源1的路径。若开关元件S1截止，则流过开关元件S1的电流Iu换向流过滤波电路5及负载6→开关元件S3→滤波电路5及负载6的路径。在开关元件S1截止之后的停止期间Td，开关元件S4的导通期间以及开关元件S4截止之后的停止期间Td的期间内，电流Iu继续流过上述滤波电路5及负载6→开关元件S3→滤波电路5及负载6的路径。接着，若开关元件S1导通，则流过开关元件S3的电流Iu换向流过交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6→交流电源1的路径。
功率转换装置的该动作与用图7所说明的区域3中的动作相同。
另外，在刚从期间3切换至期间1之后，电流Iu的极性有可能为负。此时，电流Iu流过交流电源1→滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1的路径、或者滤波电路5及负载6→开关元件S4→滤波电路5及负载6的路径。
接着，在期间2时，功率转换装置在区域4中动作。因此，控制电路100生成控制信号Gs1，Gs4，用于使开关元件S1、S4始终处于导通状态。此外，控制电路100还生成控制信号Gs2，Gs3，用于使开关元件S2，S3交替地进行导通截止动作。对控制信号Gs2、Gs3进行脉宽调制以输出规定的交流电压。
在开关元件S2从导通切换为截止，开关元件S3从截止切换为导通时，在2个元件的控制信号Gs2，Gs3中设置有使2个元件同时截止的停止期间Td。同样地，在开关元件S3从导通切换为截止，开关元件S2从截止切换为导通时，在2个元件的控制信号Gs2，Gs3中设置有使2个元件同时截止的停止期间Td。
通过使开关元件S2导通，电流Iu流过交流电源1→滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1的路径。若开关元件S2截止，则流过开关元件S2的电流Iu换向流过滤波电路5及负载6→开关元件S4→滤波电路5及负载6的路径。在开关元件S2截止之后的停止期间Td，开关元件S3的导通期间以及开关元件S3截止之后的停止期间Td的期间内，电流Iu继续流过上述滤波电路5及负载6→开关元件S4→滤波电路5及负载6的路径。接着，若开关元件S2导通，则流过开关元件S4的电流Iu换向流过交流电源1→滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1的路径。
功率转换装置的该动作与用图8所说明的区域4中的动作相同。
另外，在刚从期间3切换至期间2之后，电流Iu的极性有可能为正。此时，电流Iu流过交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6→交流电源1的路径、或者滤波电路5及负载6→开关元件S3→滤波电路5及负载6的路径。
接着，在期间3时，功率转换装置向输出端子U输出交流电源1的电压Vr(第二控制模式)。因此，控制电路100生成控制信号Gs1～Gs4，用于使开关元件S1、S2始终处于导通状态，且使开关元件S3、S4始终处于截止状态。
由于开关元件S1、S2始终导通，因此在期间1之后的期间3中，电流Iu流过交流电源1→开关元件S1→滤波电路5及负载6→交流电源1的路径。此外，在期间2后的期间3中，电流Iu流过交流电源1→滤波电路5及负载6→开关元件S2→交流电源1的路径。在任意一种情况下均不发生开关元件的开关动作。因此，在期间3中，不会产生因电抗器Lf1所积蓄的电感储能而引起的浪涌电压。
另外，从期间1向期间3的切换优选在开关元件S1、S2同时导通的时刻进行。同样地，从期间2向期间3的切换也优选在开关元件S1、S2同时导通的时刻进行。若在该时刻进行期间的切换，则能够在期间1或期间2中维持开关元件的导通截止状态的同时向期间3转移。因此，由于不切换开关元件的导通截止动作，因此，无需在该时刻插入停止期间Td。
由此，若在交流电源1的零交叉附近设置期间3，则在电压判定电路112中能够防止误判区域3和区域4。而且，在期间3中，电流Iu仅流过开关元件S1、S2中的任一个元件，并且这两个元件均不进行导通截止动作，因此能够降低功耗。另外，由于始终能够构成流过电流Iu的路径，因此能够抑制因电抗器Lf1所积蓄的电感储能而导致产生浪涌电压。
另外，在电压Vr与零电压Vz零交叉的前后，在其他区域进行动作的情况下也可能会引起电压判定电路112误判区域。因此，如上所述，将交流电源1的电压Vr的周期分割成期间1～3这3个期间对于功率转换装置在其他区域进行动作的情况也是有效的。
接着，图15是用于说明应用了本发明的功率转换装置的其他实施方式的图。该功率转换装置使用2组图1所示的逆变器电路，通过V接法来连接三相交流电源11和三相负载60。也就是说，在该功率转换装置中，交流电源11的端子S与负载60的V相端子相连接，并且与直流电源串联电路30的中性点端子O相连接。而且，在交流电源11的端子R和负载60的U相端子之间连接有逆变器电路41。另外，在交流电源11的端子T和负载60的W相端子之间连接有逆变器电路42。
在该功率转换装置中，逆变器电路41利用正电压Vp、负电压Vn、零电压Vz以及交流电压Vrs这4种电平的电压，向输出端子U-V之间输出交流电压。另外，逆变器电路42利用正电压Vp、负电压Vn、零电压Vz以及交流电压Vts这4种电平的电压，向输出端子W-V之间输出交流电压。
该功率转换装置能够在各个控制期间使逆变器电路41、42在区域1～区域6中进行动作。通过该动作，与利用图1～图12所说明的实施方式相同，能够降低功耗。另外，由于能够利用相同的逻辑处理来进行区域间的移动，因此无需检测交流电源11的停电情况。另外，在交流电源11发生停电时，不会对输出电压Vu产生干扰。
该功率转换装置能够降低电抗器Lf1、Lf2的损耗，还能够使电抗器Lf1、Lf2小型化。
该功率转换装置能够在各个控制期间使逆变器电路41、42在区域7中进行动作。通过该动作，能够降低功耗。
该功率转换装置能够将电压指令的周期分成期间1～3来使逆变器电路41、42动作。通过该动作，与利用图11和图12所说明的实施方式相同，能够降低因电抗器Lf1、Lf2所引起的浪涌电压。
接着，图16是用于说明应用了本发明的功率转换装置的其他实施方式的图。该功率转换装置使用3组图1所示的逆变器电路，通过Y接法来连接三相交流电源11和三相负载60。也就是说，该功率转换装置中，逆变器电路41连接在交流电源11的端子R与负载60的U相端子之间，逆变器电路43连接在交流电源11的端子S与负载60的V相端子之间，逆变器电路42连接在交流电源11的端子T与负载60的W相端子之间。该功率转换装置中，逆变器电路41～43与直流电源串联电路并联连接。
在该功率转换装置中，逆变器电路41利用正电压Vp、负电压Vn、零电压Vz以及交流电压Vr这4种电平的电压，向输出端子U输出U相的交流电压。另外，逆变器电路43利用正电压Vp、负电压Vn、零电压Vz以及交流电压Vs这4种电平的电压，向输出端子V输出V相的交流电压。另外，逆变器电路42利用正电压Vp、负电压Vn、零电压Vz以及交流电压Vt这4种电平的电压，向输出端子W输出W相的交流电压。
该功率转换装置能够在各个控制期间使逆变器电路41～43在区域1～区域6中进行动作。在该动作中，不需要工业用频率的变压器来用于叠加电压。而且，功率转换装置通过该动作，与利用图1～图12所说明的实施方式相同，能够降低功耗。该功率转换装置能够降低电抗器Lf1～Lf3的损耗，还能够使电抗器Lf1～Lf3小型化。
该功率转换装置能够在各个控制期间使逆变器电路41～43在区域7中进行动作。通过该动作，能够进一步降低功耗。另外，由于能够利用相同的逻辑处理来进行区域间的移动，因此无需检测交流电源11的停电情况。另外，在交流电源11发生停电时，不会对输出电压Vu产生干扰。
该功率转换装置能够将电压指令的周期分成期间1～3来使逆变器电路41～43动作。通过该动作，与利用图11和图12所说明的实施方式相同，能够降低因电抗器Lf1～Lf3所引起的浪涌电压。
工业上的实用性
本发明能够适用于瞬时电压降低补偿装置或者不间断电源装置等用于即使交流电源的电压发生变动、以及交流电源发生停电的情况下，也能够向负载提供稳定的电压的装置。
标号说明
1、11 交流电源
2，21～23 电容器
3、31 整流器电路
30 直流电源串联电路
4，40～43 逆变器电路
5，51 滤波电路
6，60 负载
100～102 控制电路。

Claims (16)

1.一种功率转换装置，其特征在于，具备：逆变器电路、以及控制电路，所述逆变器电路包括：
开关元件串联电路，该开关元件串联电路由与直流电源串联电路的正侧端子相连接的正侧开关元件、以及与所述直流电源串联电路的负侧端子相连接的负侧开关元件串联连接而成，所述直流电源串联电路以第一直流电源和第二直流电源的连接点作为中性点端子；
第一输出端子，该第一输出端子连接至所述正侧开关元件与所述负侧开关元件的连接点；
第二输出端子，该第二输出端子连接至所述中性点端子；
第一双向开关，该第一双向开关由第一开关元件与第二开关元件反向并联或者反向串联连接而成，且该第一双向开关连接在交流电源的一端与所述第一输出端子之间，该交流电源的另一端连接至所述中性点端子；以及
第二双向开关，该第二双向开关由第三开关元件与第四开关元件反向并联或者反向串联连接而成，且该第二双向开关连接在所述第一输出端子与所述第二输出端子之间，
所述控制电路将电压指令的周期分割成多个控制期间，并分别在各控制期间内，生成使得从所述正侧开关元件和所述负侧开关元件以及所述第一开关元件至所述第四开关元件之中选择出的第一元件和第二元件隔着停止期间以互补的方式导通、截止的控制信号、以及使其它元件成为导通或截止状态的控制信号，
通过根据在各个所述控制期间内分别生成的控制信号来使所述元件动作，从而以第一控制模式来进行动作，在该第一控制模式下，将与所述电压指令相对应的交流电压输出至所述第一输出端子与所述第二输出端子之间。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令为所述中性点端子的电位即零电压以上、且所述交流电源的电压在所述零电压以下时，生成如下控制信号：
将所述正侧开关元件作为第一元件、将所述第四开关元件作为第二元件来使它们导通、截止的控制信号；以及
使所述负侧开关元件、以及所述第一开关元件和所述第二开关元件截止，并使所述第三开关元件导通的控制信号。
3.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令为所述中性点端子的电位即零电压以上、所述交流电源的电压大于所述零电压且所述电压指令大于所述交流电源的电压时，生成如下控制信号：
将所述正侧开关元件作为第一元件、将所述第二开关元件作为第二元件来使它们导通、截止的控制信号；以及
使所述负侧开关元件、以及所述第三开关元件和所述第四开关元件截止，并使所述第一开关元件导通的控制信号。
4.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令为所述中性点端子的电位即零电压以上、所述交流电源的电压大于所述零电压且所述电压指令在所述交流电源的电压以下时，生成如下控制信号：
将所述第一开关元件作为第一元件、将所述第四开关元件作为第二元件来使它们导通、截止的控制信号；以及
使所述正侧开关元件和所述负侧开关元件截止，并使所述第二开关元件和所述第三开关元件导通的控制信号。
5.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令及所述交流电源的电压小于所述中性点端子的电位即零电压、且所述电压指令在所述交流电源的电压以上时，生成如下控制信号：
将所述第二开关元件作为第一元件、将所述第三开关元件作为第二元件来使它们导通、截止的控制信号；以及
使所述正侧开关元件和所述负侧开关元件截止，并使所述第一开关元件和所述第四开关元件导通的控制信号。
6.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令及所述交流电源的电压小于所述中性点端子的电位即零电压、且所述电压指令小于所述交流电源的电压时，生成如下控制信号：
将所述负侧开关元件作为第一元件、将所述第一开关元件作为第二元件来使它们导通、截止的控制信号；以及
使所述正侧开关元件、以及所述第三开关元件和所述第四开关元件截止，并使所述第二开关元件导通的控制信号。
7.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令小于所述中性点端子的电位即零电压、且所述交流电源的电压在所述零电压以上时，生成如下控制信号：
将所述负侧开关元件作为第一元件、将所述第三开关元件作为第二元件来使它们导通、截止的控制信号；以及
使所述正侧开关元件、以及所述第一开关元件和所述第二开关元件截止，并使所述第四开关元件导通的控制信号。
8.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路在以所述第一控制模式进行动作的控制期间，当所述电压指令和所述交流电源的电压之间的偏差在预先确定的范围内时，生成如下控制信号：
使所述第一开关元件和所述第二开关元件导通的控制信号、以及使所述正侧开关元件和所述负侧开关元件及所述第三开关元件和所述第四开关元件截止的控制信号。
9.如权利要求1至8中任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述控制期间输出至所述第一输出端子与所述第二输出端子之间的电压的平均值等于在该控制期间的所述电压指令。
10.一种功率转换装置，其特征在于，
使用两组权利要求9所述的功率转换装置来以V接法连接三相交流电源与三相负载。
11.一种功率转换装置，其特征在于，
使用三组权利要求9所述的功率转换装置来以Y接法连接三相交流电源与三相负载。
12.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路使所述电压指令与所述交流电源的电压同步，并且
所述控制电路将所述交流电源的电压周期分割成所述交流电源的电压在第一基准电压以上的第一期间、所述交流电源的电压在小于所述第一基准电压的第二基准电压以下的第二期间、以及所述交流电源的电压小于所述第一基准电压且大于所述第二基准电压的第三期间，
在所述第一期间和所述第二期间生成以所述第一控制模式进行动作的控制信号，
在所述第三期间生成使所述第一开关元件和所述第二开关元件导通的控制信号，以及使所述正侧开关元件和所述负侧开关元件以及所述第三开关元件和所述第四开关元件截止的控制信号，
在所述第三期间，以第二控制模式进行动作，在该第二控制模式下，将所述交流电源的电压输出至所述第一输出端子和所述第二输出端子之间。
13.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
所述第一基准电压为大于所述中性点端子的电位即零电压的电压，所述第二基准电压是小于所述零电压的电压。
14.如权利要求13所述的功率转换装置，其特征在于，
在所述第一开关元件和所述第二开关元件同时处于导通时，进行从所述第一控制模式向所述第二控制模式的切换。
15.一种功率转换装置，其特征在于，
使用两组权利要求14所述的功率转换装置来以V接法连接三相交流电源和三相负载。
16.一种功率转换装置，其特征在于，
使用三组权利要求14所述的功率转换装置来以Y接法连接三相交流电源和三相负载。
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