CN103503297B - 逆变器电路 - Google Patents

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Abstract

提供的是一种使得可减少启动时在半导体元件内发生的损耗的逆变器电路。逆变器电路40由串联连接的开关元件Q1和开关元件Q2形成，并连接至由直流电源Psp和直流电源Psn串联连接形成的直流电源串联电路30的两端，且该逆变器电路4包括连接至开关元件Q1和开关元件Q2的连接点的交流输出端子U、连接至直流电源Psp和直流电源Psn的连接点的交流输出端子V、一端连接至交流输出端子U且另一端连接至交流电源1的端子R的双向开关元件S1、以及一端连接至交流输出端子U且另一端连接至交流电源1的端子S的双向开关元件S2，该逆变器电路40使得双向开关元件S1和S3在启动时导通和截止。

Description

逆变器电路
技术领域
本发明涉及逆变器电路，其中使用从交流电源的电压和直流电源的电压获得的四个电压电平产生预定交流电压。更具体地，本发明涉及当逆变器电路启动时生成输出电压的操作。
背景技术
图18是用于示出在专利文献1中公开的逆变器电路的示图。该逆变器电路使用交流电源的电压和通过临时将交流电源的电压转换为直流电压获得的直流电源电压来生成预定交流电压。
在该示图中，1是单相交流电源、2是电容器、3是转换器电路、4是逆变器电路、5是滤波器电路、且6是负载。
单相交流电源1具有端子R和端子S，其中交流电压是端子R和端子S之间的输出。电容器2被连接在单相交流电源1的端子R和端子S之间。
转换器电路3具有电容器Cp和Cn的串联电路、开关元件Qp和Qn的串联电路、和电抗器L作为主要组件。电容器Cp和Cn的串联电路连接在转换器电路3的正侧直流端子P和负侧直流端子N之间。还有，电容器Cp和Cn的串联连接点连接至转换器电路3的中性端子O，且连接至单相交流电源1的端子S。开关元件Qp和Qn的串联电路并联连接至电容器Cp和Cn的串联电路。电抗器L连接在单相交流电源1的端子R与开关元件Qp和Qn的串联连接点之间。
逆变器电路4具有开关元件Q1和Q2的串联电路以及双向开关元件S1作为主要组件。开关元件Q1和Q2的串联电路连接在转换器电路3的端子P和端子N之间。开关元件Q1和Q2的串联连接点连接在逆变器电路4的交流电流输出端子U。逆变器电路4的交流输出端子V连接至转换器电路3的中性端子O。双向开关元件S1连接在逆变器电路4的交流输出端子U和单相交流电源1的端子R之间。
逆变器电路4的交流输出端子U和V连接至滤波器电路5。滤波器电路5是其中电抗器Lf1和电容器Cf1串联连接的电路。负载6连接至电容器Cf1的两端。
上述配置使得转换器电路3引起开关元件Qp和Qn交替地导通和截止，藉此将电容器Cp和Cn充电至预定电压。对电容器Cp和Cn充电的电压值高于单相交流电源1的电压的幅值。
逆变器电路4使得执行藉此开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1中的任两个元件导通和截止的操作，藉此在交流输出端子U和V之间输出具有预定基波成分的交流电压。
在滤波器电路5中消除高频成分之后，在交流输出端子U和V之间输出的电压被施加至负载6。
进一步地，当输出比单相交流电源1的电压更高的电压时，逆变器电路4在单相交流电源1的电压是正半周期时使得开关元件Q1和双向开关元件S1交替地被导通和截止。此时，开关元件S2处于截止状态。同时，当单相交流电源1的电压是负半周期时，逆变器电路4使得开关元件Q2和双向开关元件S1被交替地导通和截止。此时，开关元件Q1处于截止状态。
当输出比单相交流电源1的电压更低的电压时，逆变器电路4在单相交流电源1的电压是正半周期时使得开关元件Q2和双向开关元件S1交替地被导通和截止。此时，开关元件Q1处于截止状态。同时，当单相交流电源1的电压是负半周期时，逆变器电路4使得开关元件Q1和双向开关元件S1被交替地导通和截止。此时，开关元件Q2处于截止状态。
引用列表
专利文献
专利文献1：JP-A-10-075581
发明内容
技术问题
图18中所示的逆变器电路4在输出比单相交流电源1的电压更高的电压时使得：和电容器Cp或电容器Cn的电压与单相交流电源1的电压之间的差值相等的电压被施加至开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1。然而，当输出比单相交流电源1的电压更低的电压时，作为单相交流电源1的电压加上电容器Cp或电容器Cn的电压所得的电压被施加至开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1。
具体地，逆变器电路4执行软启动操作，藉此启动时输出电压从零上升至单相交流电源1的电压。此时，逆变器电路4输出比单相交流电源1的电压更低的电压。当启动时单相交流电源1的电压是正半周期时，作为单相交流电源1的电压加上电容器Cp的电压所得的电压被施加至开关元件Q2以及双向开关元件S1。同样，当单相交流电源1的电压是负半周期时，作为单相交流电源1的电压加上电容器Cn的电压所得的电压被施加至开关元件Q1以及双向开关元件S1。
即，当逆变器电路4启动时，比单相交流电压1更高的电压被施加至开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1。由此，存在的问题在于，由于开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1的导通和截止操作在逆变器电路4中引起较大的开关损失。
还有，图18中所示的逆变器电路4在输出比单相交流电源1的电压更高的电压时使得：在交流输出端子U和V之间输出的电压的变化量等于电容器Cp或电容器Cn的电压与单相交流电源1的电压之差。同时，当输出比单相交流电源1的电压更低的电压时，交流输出端子U和V之间输出的电压的变化量等于作为单相交流电源1的电压加上电容器Cp或电容器Cn的电压所得的电压。
因此，存在的问题在于，为了减少当逆变器电路4启动时流过滤波器电路5的纹波电流，必需减少电抗器Lf1的大小。
构想本发明是为了解决现有技术遇到的上述种类的问题。即，本发明的目的在于提供可减少启动时的开关损失的逆变器电路。此外，本发明的目的在于提供可减少启动时流过负载或滤波器电路的纹波电流的逆变器电路。
问题的解决方案
用于实现上述目的的本发明的第一方面是一种逆变器电路，其表征为，具有第一直流电源和第二直流电源的串联连接点作为中性端子，且具有四个电压电平作为输入，这四个电压电平是以中性端子的电位作为基准的零电压、第一直流电源的正电压、第二直流电源的负电压、和其一端连接至中性端子的单相交流电源的电压，其中在第一交流输出端子和连接至中性端子的第二交流输出端子之间输出预定交流电压。进一步地，该逆变器表征为包括稳态模式，其中，在向负载提供预定电压的稳态操作过程中，在与交流输出电压的周期同步和异步的控制时期中的各控制时期，选自四个电压电平的第一和第二电压以互补方式输出至第一交流输出端子。进一步地，该逆变器表征为包括启动模式，其中，在将交流输出电压从零提高到预定电压的启动过程中，将四个电压电平中的交流电源的电压作为第一电压且将零电压作为第二电压，在每一个控制时期以互补方式向第一交流输出端子输出第一和第二电压。
本发明的第二方面是如第一方面所述的逆变器电路，其表征为，该启动模式中在第一交流输出端子和第二交流输出端子之间输出的交流电压是与交流电源的电压同步的电压，且基于指示将所述交流输出电压随着时间的推移从零提高到预定电压的交流电压命令输出。
本发明的第三方面是如第二方面所述的逆变器电路，其表征为，启动模式中每一个控制时期的输出该交流电源的电压的时间是与该交流电压命令相对于该交流电源的电压的比值相对应的时间。
本发明的第四方面是如第三方面所述的逆变器电路，其表征为，在该启动模式的每一个控制时期向第一交流输出端子输出的电压的平均值等于交流电压命令的平均值。
本发明的第五方面是如第一到第四方面中的任一方面所述的逆变器电路，其表征为，包括开关元件串联电路，该开关元件串联电路通过将连接至第一直流电源的正侧端子的正侧开关元件和连接至第二直流电源的负侧端子的负侧开关元件串联连接而形成，该开关元件串联电路的串联连接点连接至第一交流输出端子、连接在第一交流输出端子和交流电源的第一端子之间的第一双向开关元件、以及连接在第一交流输出端子和中性端子之间的第二双向开关元件。进一步地，该逆变器电路表征为，在启动模式的每一个控制时期中，以互补方式导通和截止第一和第二双向开关元件，藉此在第一交流输出端子和第二交流输出端子之间输出交流电压。
本发明的第六方面是如第五方面所述的逆变器电路，其表征为，在启动模式中，在交流电源的电压和交流输出电压的基波成分之间的偏差落在预定范围内之后，逆变器电路的操作从启动模式变化至稳态模式。
本发明的第七方面是一种三相逆变器电路，其表征为，包括两个如第六方面所述的逆变器电路，其中三相交流电源和三相负载使用这两个逆变器电路连接成△形。
本发明的第八方面是一种三相逆变器电路，其表征为，包括三个如第六方面所述的逆变器电路，其中三相交流电源和三相负载使用这三个逆变器电路连接成Y形。
本发明的有益效果
应用了本发明的逆变器电路使得可输出选自四个电压电平的一个电压电平，这四个电压电平是将中性端子的电位作为基准的零电压、第一直流电源的正电压、第二直流电源的负电压、和交流电源的电压。进一步地，该逆变器电路执行所谓软启动操作，藉此第一和第二双向开关元件以互补方式导通和截止，且在启动时在每一个控制时期，逐渐增加第一双向开关元件处于导通状态的时间。
由于此操作，启动时施加至第一和第二双向开关元件的电压是交流电源的电压。因此，应用了本发明的逆变器电路使得可减少启动时在开关元件和双向开关元件内发生的导通损失和截止损失。
此外，启动时在每一个控制时期在第一和第二交流输出端子之间输出的电压的变化量等于交流电源电压的值。因此，应用了本发明的逆变器电路使得可减少启动时流过负载或滤波器电路的纹波电流。
附图简要说明
图1是用于示出本发明的第一实施例的示图。
图2是用于示出双向开关元件的实施例的示图。
图3是用于示出控制电路的操作的框图。
图4是用于示出范围确定、以及脉宽命令α和元件选择之间的关系的示图。
图5是用于示出范围1中的交流输出电压的示图。
图6是用于示出范围2中的交流输出电压的示图。
图7是用于示出范围3中的交流输出电压的示图。
图8是用于示出范围4中的交流输出电压的示图。
图9是用于示出范围5中的交流输出电压的示图。
图10是用于示出范围6中的交流输出电压的示图。
图11是用于示出范围确定、以及脉宽命令α和元件选择之间的另一关系的示图。
图12是用于示出范围7中的交流输出电压的示图。
图13是用于示出启动模式操作的示图。
图14是用于示出本发明的第二实施例的示图。
图15是用于示出本发明的第三实施例的示图。
图16是用于示出本发明的第四实施例的示图。
图17是用于示出本发明的第五实施例的示图。
图18是用于示出根据已知技术的逆变器电路的示图。
具体实施方式
下文中，通过使用图1到图17，将给出应用了根据本发明的逆变器电路的实施例的详细描述。
图1是用于示出本发明的第一实施例的示图。根据本实施例的逆变器电路使用单相交流电源的电压和其中两个直流电源串联连接的直流电源串联电路的电压输出单相交流电压。
在该示图中，1是单相交流电源、2是电容器、30是直流电源串联电路、40是逆变器电路、5是滤波器电路、6是负载，且200是控制电路。将按需省略对于与图18中所示的组件具有相同附图标记的组件的描述。
单相交流电源1具有端子R和端子S，其中交流电压在端子R和端子S之间输出。电容器2被连接在单相交流电源1的端子R和端子S之间。
直流电源串联电路30是由直流电源Psp和直流电源Psn串联连接形成的直流电源电路。直流电源Psp是正侧直流电源。直流电源Psn是负侧直流电源。直流电源Psp的一端连接至输出带正极性的电压（正电压）的正侧端子P。直流电源Psn的一端连接至输出带负极性的电压（负电压）的负侧端子N。直流电源Psp和直流电源Psn的串联连接点连接至输出零电压的中性端子O。中性端子O连接至单相交流电源1的端子S。
逆变器电路40具有开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2作为主组件。
开关元件Q1和Q2串联连接，构成开关元件串联电路。开关元件串联电路连接在直流电源串联电路30的正侧端子P和负侧端子N之间。开关元件Q1和Q2的串联连接点连接至交流输出端子U（第一交流输出端子），用于从逆变器电路40输出交流电压。进一步地，直流电源串联电路30的中性端子O连接至交流输出端子V（第二交流输出端子）用于从逆变器电路40输出交流电压。
双向开关元件S1（第一双向开关元件）连接在交流输出端子U和端子R之间。双向开关元件S2（第二双向开关元件）连接在交流输出端子U和中性端子O之间。
滤波器电路5是其中电抗器Lf1和电容器Cf1串联连接的电路。滤波器电路5连接在交流输出端子U和交流输出端子V之间（下文称为在交流输出端子U和V之间）。负载6连接至电容器Cf1的两端。滤波器电路5从在逆变器电路40的交流输出端子U和V之间输出的交流电压Vu中消除谐波成分。
此处，开关元件Q1和Q2由其二极管反并联连接的IGBT（绝缘栅双极晶体管）构成。开关元件Q1和Q2可由替代IGBT的其他半导体元件构成，只要在充分高于商用频率的频率处可进行导通和截止操作。
此外，在图2(a)到图2(d)中示出了双向开关元件S1和S2的配置示例。图2(a)中示出的双向开关元件由反并联连接的两个反向阻断IGBT（绝缘栅双极晶体管）配置而成。图2(b)中所示的双向开关元件由反并联连接的一对电路配置而成，在这些电路中不具有反向阻断击穿电压的IGBT和二极管串联连接。图2(c)中所示的双向开关元件由反串联连接的一对开关元件配置而成，在开关元件中不具有反向阻断击穿电压的IGBT和二极管反并联连接。图2(d)中所示的双向开关元件具有如下配置：其中在图2(c)中所示的双向开关元件中，IGBT被MOSFET（金属氧化物半导体场效应晶体管）所替代。
上述开关元件配置和双向开关元件配置也应用于下文描述中的开关元件配置和双向开关元件配置。
逆变器电路40操作从而选择并导通开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2中的任一个元件，并且截止其余三个元件。通过此动作，逆变器电路40可输出选自四个电压电平中的一个电压电平，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及单相交流电源1的电压Vr。
具体地，当开关元件Q1导通时，直流电源Psp的正电压Vp被输出至交流输出端子U。当开关元件Q2导通时，直流电源Psn的负电压Vn被输出至交流输出端子U。当双向开关元件S1导通时，单相交流电源1的R端子的电压Vr被输出至交流输出端子U。当双向开关元件S2导通时，零电压被输出至交流输出端子U。即，通过选择并导通开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2中的任一个元件，逆变器电路40可向交流输出端子U输出四个电压电平中的任一个电压电平，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及单相交流电源1的电压Vr。
控制电路200将交流电压命令Vu*（将在下文描述）的周期分为多个控制时期。控制电路200将这些控制时期认为是控制周期T。在每一个控制周期中，控制电路200生成用于导通和截止开关元件Q1和Q2的控制信号G1和G2、以及用于导通和截止双向开关元件S1和S2的控制信号Gs1和Gs2。
此处，优选的是，根据控制周期而固定的控制频率是相对于交流电压命令Vu*的频率而言充分高的频率。例如，当交流电压命令Vu*的频率为商用频率时，优选的是控制频率为1kHz或更高。此外，没有必要使得控制周期总是与交流电压命令Vu*的周期同步，该控制周期可以是异步的。
图3是用于示出使得控制电路200生成控制信号G1、G2、Gs1、和Gs2的操作的框图。
单相交流电源1的电压Vr、直流电源Psp的正电压Vp、和直流电源Psn的负电压Vn被输入至控制电路200。单相交流电源1的电压Vr由电压检测器301检测。直流电源Psp的正电压Vp由电压检测器401检测。直流电源Psn的负电压Vn由电压检测器402检测。使用从这三个电压和电压Vr中生成的交流电压命令Vu*，控制电路200产生开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2的控制信号。
为此，控制电路200包括交流电压命令生成器电路201、电压确定电路202、脉宽命令选择器电路203、比较器204、脉冲分配电路205、载波信号生成器电路206、逻辑反相器207、和操作模式确定电路208。然后，控制电路200如下生成控制信号G1和G2以及控制信号Gs1和Gs2。
首先，操作模式确定电路208确定操作逆变器电路40的模式、并生成操作模式信号M。逆变器电路40具有两个操作模式：启动模式、和稳态模式。启动模式是根据交流电压命令Vu*，使得逆变器电路40将输出电压从零提高至预定值的操作模式。稳态模式是在输出电压被提高至预定值之后，使得逆变器电路40根据交流电压命令Vu*将输出电压维持在预定值的操作模式。
为了阐明控制电路200的整体配置及其操作，首先，将给出当逆变器电路40在稳态模式中操作时的描述。
操作模式信号M和电压Vr被输入至交流电压命令生成器电路201。当操作模式信号M命令稳态模式时，交流电压命令生成器电路201基于电压Vr生成交流电压命令Vu*。交流电压命令Vu*例如是与单相交流电源1的电压Vr同步的交流电压命令，且幅值与单相交流电源1的额定电压的幅值相同。
交流电压命令Vu*还可能是与单相交流电源1的电压Vr异步的交流电压命令。此外，交流电压命令Vu*还可能是幅值与单相交流电源1的额定电压的幅值不同的交流电压命令，即，根据负载6的输入电压规格等固定的交流电压命令。
操作模式信号M、电压Vr、和交流电压命令Vu*被输入至电压确定电路202。当操作模式信号M命令稳定模式时，通过使用电压Vr和交流电压命令Vu*，电压确定电路202输出交流控制时期所属的范围信号δ。范围信号δ被分为范围1到6。
图4是用于示出由控制电路200执行的范围确定、以及脉宽命令α和元件选择之间的关系的示图。
当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*≥0且Vr<0时，电压确定电路202确定控制时期是范围1。
当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*≥0，Vr≥0、且Vr<Vu*时，电压确定电路202确定控制时期是范围2。
当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*≥0，Vr≥0、且Vr≥Vu*时，电压确定电路202确定控制时期是范围3。
当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*<0，Vr<0、且Vr≤Vu*，电压确定电路202确定控制时期是范围4。
当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*<0，Vr<0、且Vr>Vu*时，电压确定电路202确定控制时期是范围5。
当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*<0且Vr≥0时，电压确定电路202确定控制时期是范围6。
在每一个范围内，四个元件（开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2）中的一个元件被选为H-臂元件。进一步地，四个元件中的另一个元件被选为L-臂元件。既没有被选为H-臂元件也没有被选为L-臂元件的元件成为截止状态臂元件。
H-臂元件是通过导通可向交流输出端子U输出四个电压电平中的一电压（第一电压）的元件，该电压的绝对值高于或等于交流电压命令Vu*的绝对值，且该电压的值最接近于交流电压命令Vu*。下文将会描述，H-臂元件是处于导通状态达对应于脉宽命令α的时间（H-臂导通状态时间）。
L-臂元件是通过导通可向交流输出端子U输出四个电压电平中的电压（第二电压）的元件，该电压的绝对值低于交流电压命令Vu*的绝对值，且该电压的值最接近于交流电压命令Vu*。L-臂元件处于导通状态达一时间（L-臂导通状态时间），该时间是通过从控制周期T减去H-臂导通状态时间获得的。
在控制时期期间，截止状态臂元件一直处于截止状态。
参看图3，电压Vr、正电压Vp、负电压Vn、交流电压命令Vu*、和范围信号δ被输入至脉宽命令选择器电路203。基于输入信号，脉宽命令选择器电路203计算H-臂元件的脉宽命令α（导通状态时间相对于控制周期T的比值）。
从如下式子中获得范围1到6的脉宽命令α。
[数学式1]
范围1脉宽命令α α=Vu*/Vp (1)
范围2脉宽命令α α=(Vu*-Vr)/(Vp-Vr) (2)
范围3脉宽命令α α=Vu*/Vr (3)
范围4脉宽命令α α=Vu*/Vr (4)
范围5脉宽命令α α=(Vu*-Vr)/(Vn-Vr) (5)
范围6脉宽命令α α=Vu*/Vn (6)
脉宽命令α和在载波信号生成器电路206中生成的载波信号Sc被输入至比较器204。比较器204比较脉宽命令α和载波信号Sc，并生成信号Hon用于导通H-臂元件。当H-臂导通信号Hon处于高电平时，H-臂元件处于导通状态达控制时期中的H-臂导通状态时间。
逻辑反相器207将H-臂导通信号Hon的高电平或低电平转换为低电平或高电平，藉此生成信号Lon来导通L-臂元件。当L-臂导通信号Lon处于高电平时，L-臂元件处于导通状态达控制时期中的L-臂导通状态时间。
H-臂导通信号Hon、L-臂导通信号Lon、和范围信号δ被输入至脉冲分配电路205。脉冲分配电路205将H-臂导通信号Hon分配为根据范围信号δ选择的H臂元件的控制信号。此外，脉冲分配电路205还将L-臂导通信号Lon分配为根据范围信号δ选择的L臂元件的控制信号。然后，脉冲分配电路205生成控制信号用于将截止状态臂元件截止达控制时期。
如上所述，H-臂元件是通过导通可在交流输出端子U和V之间输出四个电压电平中的电压（第一电压）的元件，该电压的绝对值高于或等于交流电压命令Vu*的绝对值，且该电压的值最接近于交流电压命令Vu*。此外，L-臂元件是通过导通可在交流输出端子U和V之间输出四个电压电平中的电压（第二电压）的元件，该电压的绝对值低于交流电压命令Vu*的绝对值，且该电压的值最接近于交流电压命令Vu*。
根据图4，在范围1的情况下，H-臂元件是开关元件Q1、L-臂元件是双向开关元件S2、且截止状态臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S1。在范围2的情况下，H-臂元件是开关元件Q1、L-臂元件是双向开关元件S1、且截止状态臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S2。在范围3的情况下，H-臂元件是双向开关元件S1、L-臂元件是双向开关元件S2且截止状态臂元件是开关元件Q1和Q2。在范围4的情况下，H-臂元件是双向开关元件S1、L-臂元件是双向开关元件S2且截止状态臂元件是开关元件Q1和Q2。在范围5的情况下，H-臂元件是开关元件Q2、L-臂元件是双向开关元件S1、且截止状态臂元件是开关元件Q1和双向开关元件S2。在范围6的情况下，H-臂元件是开关元件Q2、L-臂元件是双向开关元件S2、且截止状态臂元件是开关元件Q1和双向开关元件S1。
接着，参看图5到图7，将给出在当交流电压命令Vu*高于或等于零电压时的控制时期（范围1到3）中，交流输出电压Vu和四个元件的导通与截止操作之间的关系的描述。
图5(a)是用于示出范围1中的交流输出电压Vu的示图。图5(b)示出开关元件Q1的导通-截止状态。图5(c)示出开关元件Q2的导通-截止状态。图5(d)示出双向开关元件S1的导通-截止状态。图5(e)示出双向开关元件S2的导通-截止状态。
在此范围中，H-臂元件是开关元件Q1。L-臂元件是双向开关元件S2。截止状态臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S1。因此，开关元件Q1导通达导通状态时间TH1（图5(b)）。继而，双向开关元件S2导通达导通状态时间TL1（图5(e)）。开关元件Q2和双向开关元件S1处于截止状态（图5(c)和图5(d)）。
导通状态时间TH1是基于从式（1）获得的脉宽命令α，相关于控制周期T计算的时间。导通状态时间TL1是通过从控制周期T减去导通状态时间TH1获得的时间。
然后，当开关元件Q1导通时，在交流输出端子U和V之间输出作为第一电压的正电压Vp。当双向开关元件S2导通时，在交流输出端子U和V之间输出作为第二电压的零电压（图5(a)）。在交流输出端子U和V之间输出的电压的平均值等于交流电压命令Vu*。
控制时期内输出的电压还可以是第二电压和第一电压的顺序。这同样适用于如下描述。
图6(a)是用于示出范围2中的交流输出电压Vu的示图。图6(b)示出开关元件Q1的导通-截止状态。图6(c)示出开关元件Q2的导通-截止状态。图6(d)示出双向开关元件S1的导通-截止状态。图6(e)示出双向开关元件S2的导通-截止状态。
在此范围中，H-臂元件是开关元件Q1。L-臂元件是双向开关元件S1。截止状态臂元件是开关元件Q2和双向开关元件S2。因此，开关元件Q1导通达导通状态时间TH2（图6(b)）。继而，双向开关元件S1导通达导通状态时间TL2（图6(d)）。开关元件Q2和双向开关元件S2处于截止状态（图6(c)和图6(e)）。
导通状态时间TH2是基于从式（2）获得的脉宽命令α，相关于控制周期T计算的时间。导通状态时间TL2是通过从控制周期T减去导通状态时间TH2获得的时间。
然后，当开关元件Q1导通时，在交流输出端子U和V之间输出作为第一电压的正电压Vp。当双向开关元件S1导通时，在交流输出端子U和V之间输出作为第二电压的电压Vr（图6(a)）。在交流输出端子U和V之间输出的电压的平均值等于交流电压命令Vu*。
图7(a)是用于示出范围3中的交流输出电压Vu的示图。图7(b)示出开关元件Q1的导通-截止状态。图7(c)示出开关元件Q2的导通-截止状态。图7(d)示出双向开关元件S1的导通-截止状态。图7(e)示出双向开关元件S2的导通-截止状态。
在此范围中，H-臂元件是双向开关元件S1。L-臂元件是双向开关元件S2。截止状态臂元件是开关元件Q1和开关元件Q2。因而，双向开关元件S1导通达导通状态时间TH3（图7(d)）。继而，双向开关元件S2导通达导通状态时间TL3（图7(e)）。开关元件Q1和开关元件Q2处于截止状态（图7(b)和图7(c)）。
导通状态时间TH3是基于从式（3）获得的脉宽命令α，相关于控制周期T计算的时间。导通状态时间TL3是通过从控制器周期T减去导通状态时间TH3获得的时间。
然后，当双向开关元件S1导通时，在交流输出端子U和V之间输出作为第一电压的电压Vr。当双向开关元件S2导通时，在交流输出端子U和V之间输出作为第二电压的零电压（图7(a)）。在交流输出端子U和V之间输出的电压的平均值等于交流电压命令Vu*。
图8到图10是用于示出在当交流电压命令Vu*低于零电压时的控制时期（范围4到6）中，交流输出电压Vu与四个元件的导通和截止操作之间的关系的示图。
图8是用于示出范围4中的交流输出电压Vu的示图。
由于电路操作的对称性，范围4是其中开关元件Q1和Q2与双向开关元件S1和S2执行与范围3的情况中基本一样的操作的范围。在此范围内，在交流输出端子U和V之间输出平均电压等于交流电压命令Vu*的电压。
图9是用于示出范围5中的交流输出电压Vu的示图。
由于电路操作的对称性，范围5是其中开关元件Q1和Q2的操作颠倒、且执行与范围2的情况中基本一样的操作的范围。在此范围内，在交流输出端子U和V之间输出平均电压等于交流电压命令Vu*的电压。
图10是用于示出范围6中的交流输出电压Vu的示图。
由于电路操作的对称性，范围6是其中开关元件Q1和Q2的操作颠倒、且执行与范围1的情况中基本一样的操作的范围。在此范围内，在交流输出端子U和V之间输出平均电压等于交流电压命令Vu*的电压。
如上所述，根据本实施例的逆变器电路40选择每一个控制时期的H-臂元件和L-臂元件。进一步地，在每一个控制时期内，逆变器电路40可以互补方式导通H-臂元件和L-壁元件，且达各自预定的导通状态时间，并且在交流输出端子U和V之间生成平均电压等于交流电压命令Vu*的电压。
例如，当电压Vr比交流电压命令Vu*低时，使用范围2和范围5的操作，逆变器电路40可在电压Vr上叠加正电压Vp或负电压Vn达预定时间，藉此生成交流输出电压Vu。
同样，当电压Vr比交流电压命令Vu*高时，使用范围3和范围4的操作，逆变器电路40可减小电压Vr，藉此生成交流输出电压Vu。
进一步地，使用范围1和范围6的操作，逆变器电路40可生成极性与电压Vr极性相反的交流输出电压Vu。此处生成的交流输出电压Vu是其相位显著偏离电压Vr相位的电压。
即，使用具有中性端子O的电位作为基准的零电位、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及单相交流电源1的电压Vr，逆变器电路40可将提供至负载6的交流输出电压Vu维持在交流电压命令Vu*。
注意，逆变器电路40不能输出比正电压Vp高的电压或比负电压Vn低的电压。因此，当交流电压命令Vu*是比正电压Vp高的电压时、或当交流电压命令Vu*是比负电压Vn低的电压时，执行诸如截止所有元件之类的保护性操作是合适的。
此外，当交流电压命令Vu*是比正电压Vp高的电压时，开关元件Q1可一直被维持在导通状态。进一步地，当交流电压命令Vu*是比负电压Vn低的电压时，开关元件Q2可一直维持在导通状态。
在直流电源串联电路的正电压和负电压之间，执行导通和截止图18中所示的逆变器电路4的开关元件的操作。
然而，根据本实施例的逆变器电路40使得在第一电压和第二电压之间执行导通和截止开关元件和双向开关元件的操作。如上所述，第一电压是其绝对值高于或等于交流电压命令Vu*的绝对值的电压，且该第一电压的值最接近于交流电压命令Vu*。此外，第二电压是其绝对值比交流电压命令Vu*的绝对值低的电压，且该第二电压的值最接近于交流电压命令Vu*。从图5到图10中也清楚地看出，第一电压和第二电压之间的差值相比正电压Vp和负电压Vn的大小而言是较小的。
因此，当逆变器电路40的开关元件被导通和截止时发生的开关损耗比图18所示的逆变器电路4的开关元件的开关损耗小。以相同的方式，逆变器电路40的双向开关元件导通和截止时发生的开关损耗比图18所示的逆变器电路4的开关元件的开关损耗小。
即，当逆变器电路40的控制频率与逆变器电路4的控制频率相同时，相比在图18的逆变器电路4中，可减少逆变器电路40中的开关损耗。
具体地，优选的是交流输出电压Vu与单相交流电源1的电压Vr同步。通过使交流输出电压Vu与单相交流电源1的电压Vr同步，可减小施加至开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2的电压。因此，可进一步减少在这些元件中发生的开关损耗。
此外，根据本实施例的逆变器电路40的交流输出电压Vu在第一电压和第二电源之间改变。因此，施加至电抗器Lf1的电压减小。
流过电抗器Lf1的纹波电流与电压-时间乘积（电压变化范围×电压脉宽）成正比且与电感值成反比。当电感值相同时，在使用根据本实施例的逆变器电路40时，施加至电抗器Lf1的电压-时间乘积减小，意味着流过电感器Lf1的纹波电流减小。当纹波电流降低时，电抗器Lf1中的损耗（主要是铁耗）减少。因此，可减少电抗器Lf1中的损耗。
同时，当设置成使得纹波电流的大小相等时，可减少电抗器Lf1的电感值。在此情况下，可减少电抗器Lf1的大小。
此外，即使在发生单相交流电源1的中断的情况下，使用与单相交流电源1正常时一样的逻辑过程，根据本实施例的逆变器电路40可选择每一个控制周期的H-臂元件和L-臂元件。进一步地，逆变器电路40可导通和截止所选择的H-臂元件和L-臂元件，藉此以与当单相交流电源1正常时一样的方式，将交流输出电压Vu维持在交流电压命令Vu*。
因此，在控制以便于将交流输出电压Vu维持在交流电压命令Vu*时，根据本实施例的逆变器电路40并不需要检测装置来检测单相交流电源1的中断。
接着，图11是用于示出由控制电路200执行的范围确定、以及脉宽命令α和元件选择之间的另一关系的示图。此外，图12是用于示出在范围7中，交流输出电压Vu以及开关元件Q1和Q2与双向开关元件S1和S2的操作的示图。
控制电路200的配置与图3中所示的控制电路的配置相同。然而，除了图4中所示的范围1到6之外，电压确定电路202进一步确定范围7。范围7是用于在交流输出端子U和V之间输出单相交流电源1的电压Vr的范围。
下文中，参看图3、图11、和图12，将给出集中于涉及范围7的控制电路200的操作的描述。将按需省略与上述范围1到6中相同的部分。
对于每一个控制时期，交流电压命令Vu*和单相交流电源1的电压Vr被输入至电压确定电路202。当两个电压之间的关系满足条件|Vu*-Vr|<ΔVu*时，电压确定电路202确定控制时期是范围7。此时，电压确定电路输出表示范围7的范围信号δ。
ΔVu*是用于确定单相交流电源1的电压Vr的值相对于交流电压命令Vu*的值落在预定范围内的基准变量。当负载6容忍在交流电压命令Vu*±10%范围内的输入电压波动时，基准变量ΔVu*是等于交流电压命令Vu*的10%的变量。该基准变量ΔVu*还可以是根据其他条件而固定的变量。
当输入表示范围7的范围信号δ时，脉宽命令选择器电路203将脉宽命令α固定在1.0。当脉宽命令α为1.0时，不论载波信号Sc的大小如何，比较器204生成导通H-臂元件达控制时期的时间段的信号Hon。即，对于控制时期的时间段，H-臂导通信号Hon一直处于高电平，而L-臂导通信号Lon一直处于低电平。
当输入表示范围7的范围信号δ时，脉冲分配电路205将双向开关元件S1设置为H-臂元件。此外，脉冲分配电路205将开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S2设置为截止状态臂元件。因此，脉冲分配电路205输出双向开关元件S1的控制信号Gs1，该控制信号在控制时期的时间段内处于高电平。与此同时，脉冲分配电路205输出开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S2的控制信号G1、G2、和Gs2，这些控制信号在控制时期的时间段内处于低电平。
因此，在确定为范围7的控制时期，双向开关元件S1处于导通状态，且开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S2处于截止状态。根据四个元件的导通-截止状态，在交流输出端子U和V之间输出单相交流电源1的电压Vr。
即使当交流电压命令Vu*具有负极性时，控制电路200也执行与交流电压命令Vu*具有正极性时相同种类的操作。
在确定为范围7的控制时期，仅双向开关元件S1导通，而开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S2截止。因此，仅在双向导通元件S1中发生由于导电引起的导电损耗。由于没有电流流过开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S2，因此不发生导电损耗。此外，由于没有元件执行导通或截止操作，因此不发生开关损耗。
因此，通过在逆变器电路40的操作中设置范围7，可进一步减少功率损耗。
接着，将给出当逆变器电路40在启动模式中操作时的描述。
在此情况下，在图3中，操作模式确定电路208输出操作模式信号M用于在启动模式中操作逆变器电路40。操作模式信号M被输入至交流电压命令生成器电路201和电压确定电路202。
向其发出启动模式命令的交流电压命令生成器电路201输出交流电压命令Vu*，用于使逆变器电路40将输出电压从零提高至预定值。启动模式中的交流电压命令Vu*是其幅值从零逐渐增加至预定值的交流电压命令。
此外，向其发出启动模式命令的电压确定电路202确定范围信号δ是图4中所示的范围3或范围4。当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*≥0、Vr≥0、且Vr≥Vu*时，控制时期范围信号δ是范围3。此外，当交流电压命令Vu*和电压Vr之间的关系使得Vu*<0、Vr<0、且Vr≤Vu*时，控制时期范围信号δ是范围4。
由于启动模式中脉宽命令选择器电路203、比较器204、脉冲分配电路205、载波信号生成器电路206、和逻辑反相器207的操作与稳态模式中一样，因此将省略其描述。
图13是用于示出当在由控制时期0到8构成的时期（启动时期）（在此时期内，逆变器电路40在启动模式中操作）内，逆变器电路40将交流输出电压Vu从零电压提高至预定电压的操作的示图。
图13(a)是示出脉宽命令α和载波信号Sc之间的关系的示图。图13(b)示出开关元件Q1的导通-截止状态。图13(c)示出开关元件Q2的导通-截止状态。图13(d)示出双向开关元件S1的导通-截止状态。图13(e)示出双向开关元件S2的导通-截止状态。
在图13(a)中，载波信号是锯齿波，在每个控制时期的起点过零、且之后逐渐增加、在每个控制时期的终点到达预定值。脉宽命令α是在每个控制时期中单相交流电源1的电压Vr的幅值处归一化交流电压命令Vu*的值，其最大值为1.0。在控制时期0中，脉宽命令α的值为α0(=0)，当控制时期逐步经过1,2...时逐渐增加为α1,α2...，且在控制时期8中达到α8(=1.0)。
在图13中所示的启动时期中，逆变器电路40操作使得开关元件Q1和Q2一直处于截止状态，且双向开关元件S1和S2交替地导通和截止。
在控制时期0中，脉宽命令α的值为α0(=0)。因此，在此时期内双向开关元件S1一直处于截止状态，而双向开关元件S2一直处于导通状态。由于此操作，向交流输出端子U输出零电压。
在控制时期1中，脉宽命令α的值为α1。因此，在此时期内，从此时期的起点起，双向开关元件S1处于导通状态达时间TONH1(=T×α1/1.0)。此时，向交流输出端子U输出电压Vr。在双向开关元件S1截止后，双向开关元件S2处于导通状态达时间TONL1(=T-TONH1)。此时，向交流输出端子U输出零电压。在控制时期1中向交流输出端子U输出的交流输出电压Vu的平均值等于将该控制时期内的电压Vr乘以脉宽命令α的值α1获得的电压。即，此控制时期内交流输出电压Vu的平均值等于交流电压命令Vu*的平均值。
在控制时期2到控制时期7中，逆变器电路40执行与控制时期1中相同类型的操作。在每一个时期内，从每一个控制时期的起点起，双向开关元件S1处于导通状态达与脉宽命令α的值相对应的时间。此时，向交流输出端子U输出电压Vr。在双向开关元件S1截止后，双向开关元件S2处于导通状态直到每一个控制时期的终点。此时，向交流输出端子U输出零电压。在每一个控制时期中向交流输出端子U输出的交流输出电压Vu的平均值等于将该控制时期内的电压Vr乘以脉宽命令α的值获得的电压。即，此控制时期内交流输出电压Vu的平均值等于交流电压命令Vu*的平均值。
在控制时期8中，脉宽命令α的值是α8(=1.0)。因此，在此时期内双向开关元件S1一直处于导通状态，而双向开关元件S2一直处于截止状态。由于此操作，向交流输出端子U输出电压Vr。
当启动模式中单相交流电源1和交流输出电压Vu的基波成分之间的偏差落在预定范围内时，操作模式确定电路208将操作模式信号M转换至命令稳态模式的信号。其后，如上所述，逆变器电路40在稳态模式中操作。
在上述启动模式操作的描述中，启动时期（不限于控制时期0到8）可以是由更少控制时期形成的时期、或可选地可以是由更多控制时期形成的时期。此外，启动时期可以是与交流输出电压Vu的相位同步开始的时期，且可以比交流输出电压Vu的周期长。
此外，载波信号Sc（不限于图13(a)中图示的锯齿波）可以是另一种波形，只要其可使得每一个控制时期中双向开关元件S1的导通状态时间对应于脉宽命令α的值。
如上所述，在启动模式中的每一个控制时期中，逆变器电路40可使得双向开关元件S1和S2以互补方式导通和截止。此时，逆变器电路40执行所谓软启动操作，藉此，随着时间的流逝，双向开关元件S1的导通状态时间逐渐增加，而双向开关元件S2的导通状态时间逐渐减少。
由于此操作，在启动模式中施加至双向开关元件S1和S2的电压是单相交流电源1的电压Vr。因此，本发明的逆变器电路40使得可减少在启动模式中在双向开关元件内发生的导通损耗和截止损耗。在启动模式中，在开关元件内发生的损耗为零。
此外，在启动模式中的每一个控制时期内，在交流输出端子U和V之间输出的电压Vu的偏差范围是单相交流电源1的电压Vr的大小。因此，本实施例的逆变器电路40使得可减少启动模式中流过滤波器电路5的纹波电流。
进一步地，在本实施例中，逆变器电路40的输出电压Vu经由滤波器电路5提供给负载6，但是逆变器电路40的动作和由此获得的优势与甚至其中逆变器电路40的输出电压Vu直接提供给负载6的实施例中是一样的。
图14是用于示出根据本发明的第二实施例的示图。此实施例使得图1中所示的根据第一实施例的直流电源串联电路30由半桥转换器电路31构成。
转换器电路31具有正侧开关元件Qp和负侧开关元件Qn的串联电路、正侧电容器Cp和负侧电容器Cn的串联电路、和电抗器L作为主要组件。电抗器L连接至单相交流电源1的端子R与开关元件Qp和Qn的连接点。电容器Cp和Cn的串联电路与开关元件Qp和Qn的串联电路并联连接。此外，电容器Cp和Cn的连接点连接至单相交流电源1的端子S，还连接至交流输出端子V。
当单相交流电源1的电压Vr相对于交流输出端子V具有正极性时，首先，开关元件Qn导通，且开关元件Qp截止。通过导通开关元件Qn，作为电容器Cn的负电压Vn加上单相交流电源1的电压Vr所得的电压被施加至电抗器L，且能量被累积在电抗器L内。接着，截止开关元件Qn，且导通开关元件Qp。一旦开关元件Qn被截止，累积在电抗器L中的能量被充电在电容器Cp中。
同时，当单相交流电源1的电压Vr相对于交流输出端子V具有负极性时，首先，开关元件Qp导通，且开关元件Qn截止。通过导通开关元件Qp，作为电容器Cp的正电压Vp加上单相交流电源1的电压Vr所得的电压被施加至电抗器L，且能量被累积在电抗器L内。接着，截止开关元件Qp，且导通开关元件Qn。一旦开关元件Qp被截止，累积在电抗器L中的能量被充电在电容器Cn中。
开关元件Qp和Qn的上述导通和截止操作以充分高于单相交流电源1频率的频率执行。通过导通和截止开关元件Qp和Qn，电容器Cp的正电压Vp和电容器Cn的负电压Vn被维持在比交流电源1的电压Vr的幅值高的预定电压。
以此方式，可用半桥转换器31来配置直流电源串联电路30。半桥转换器31的电容器Cp对应于直流电源串联电路30的正侧直流电源Psp。此外，半桥转换器31的电容器Cn对应于直流电源串联电路30的负侧直流电源Psn。
此实施例的逆变器电路40以与使用图1到图13说明的第一实施例的逆变器电路40相同的方式进行动作，且获得相同的优势。
图15是用于示出根据本发明的第三实施例的示图。此实施例使得图1中所示的根据第一实施例的直流电源串联电路30由三电平整流器32构成。
该三电平整流器32具有正侧二极管Dp和负侧二极管Dn的串联电路、正侧电容器Cp和负侧电容器Cn的串联电路、双向开关元件S10、和电抗器L作为主要组件。电抗器L连接至单相交流电源1的端子R以及二极管Dp和Dn的连接点。电容器Cp和Cn的串联电路与二极管Dp和Dn的串联电路并联连接。此外，电容器Cp和Cn的连接点连接至单相交流电源1的端子S，还连接至交流输出端子V。进一步地，双向开关元件S10连接在二极管Dp和Dn的连接点与电容器Cp和Cn的连接点之间。
当单相交流电源1的电压相对于交流输出端子V具有正极性时，首先，双向开关元件S10导通。当双向开关元件S10导通时，单相交流电源1的电压被施加至电抗器L，且能量累积在电抗器L中。接着，双向开关元件S10截止。一旦双向开关元件S10截止，累积在电抗器L中的能量被充电在电容器Cp中。
同时，当单相交流电源1的电压相对于交流输出端子V具有负极性时，首先，双向开关元件S10导通。当双向开关元件S10导通时，单相交流电源1的电压被施加至电抗器L，且能量累积在电抗器L中。接着，双向开关元件S10截止。一旦双向开关元件S10截止，累积在电抗器L中的能量被充电在电容器Cn中。
双向开关元件S10的上述导通和截止操作以充分高于单相交流电源1的频率的频率执行。通过导通和截止双向开关元件S10，电容器Cp的正电压Vp和电容器Cn的负电压Vn维持在比单相交流电源1的电压Vr的幅值高的预定电压处。
以此方式，可用三电平整流器32来配置直流电源串联电路30。三电平整流器32的电容器Cp对应于直流电源串联电路30的正侧直流电源Psp。此外，三电平整流器32的电容器Cn对应于直流电源串联电路30的负侧直流电源Psn。
此实施例的逆变器电路40以与使用图1到图13说明的第一实施例的逆变器电路40相同的方式进行动作，且获得相同的优势。
图16是用于示出根据本发明的第四实施例的示图。此实施例是其中使用两个根据图1所示的第一实施例的逆变器电路来使三相交流电源11和负载61连接成△形的功率转换设备。这两个逆变器电路使用三相交流电源11的电压和从此电压生成的直流电压来生成预定三相交流电压。
在该示图中，11是三相交流电源、21和22是电容器、30是直流电源串联电路、41是逆变器电路、51是滤波器电路、61是负载，且210是控制电路。
三相交流电源11具有端子R（第一端子）、端子S（第三端子）、和端子T（第二端子）。端子R输出R-相电压。端子S输出S-相电压。端子T输出T-相电压。电容器21连接在端子R和端子T之间。电容器22连接在端子T和端子S之间。
直流电源串联电路30是由直流电源Psp和直流电源Psn串联连接形成的直流电源电路。直流电源Psp是正侧直流电源。直流电源Psn是负侧直流电源。直流电源Psn的一端连接至输出带负极性的电压的负侧端子N。直流电源Psp和直流电源Psn的串联连接点连接至输出零电压的中性端子O。中性端子O连接至三相交流电源11的端子S。
逆变器电路41具有第一开关元件串联电路、第二开关元件串联电路、和双向开关元件S1到S4作为主要组件。
第一开关元件串联电路是由开关元件Q1和开关元件Q2串联连接形成的电路。第二开关元件串联电路是由开关元件Q3和开关元件Q4串联连接形成的电路。第一开关元件串联电路和第二开关元件串联电路连接在直流电源串联电路30的正侧端子P和负侧端子N之间。
开关元件Q1和开关元件Q2的串联连接点连接至交流输出端子U，用于从逆变器电路41输出U-相电压。开关元件Q3和开关元件Q4的串联连接点连接至交流输出端子W，用于从逆变器电路41输出W-相电压。进一步地，直流电源串联电路30的中性端子O连接至交流输出端子V，用于从逆变器电路41输出V-相电压。
双向开关元件S1连接在交流输出端子U和三相交流电源11的端子R之间。双向开关元件S2连接在交流输出端子U和直流电源串联电路30的中性端子O之间。双向开关元件S3连接在交流输出端子U和直流电源30的中性端子O之间。双向开关元件S4连接在交流输出端子W和三相交流电源11的端子T之间。
即，逆变器电路41由U-相逆变器电路和W-相逆变器电路形成，U-相逆变器电路由第一开关元件串联电路与双向开关元件S1和S2形成，且W-相逆变器电路由第二开关元件串联电路与双向开关元件S3和S4形成。进一步地，U-相逆变器电路和W-相逆变器电路使三相交流电源11和负载61连接成△形。
控制电路210包括对应于图3中所示的控制电路200的两个控制电路211和212（均未示出）。控制电路211通过使用包括在第一电压组内的电压，生成构成U-相逆变器电路的开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2的控制信号G1、G2、Gs1、和Gs2。控制电路212通过使用包括在第二电压组内的电压，生成构成W-相逆变器电路的开关元件Q3和Q4以及双向开关元件S3和S3的控制信号G3、G4、Gs3、和Gs4。第一电压组是由四个电压电平组成的电压组，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及三相交流电源11的电压Vrs。第二电压组是由四个电压电平组成的电压组，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及三相交流电源11的电压Vts。
控制电路211和212的操作各自与控制电路200的操作一样。因此，将省略描述控制电路211和212的操作。
此实施例的逆变器电路41以与使用图1到图13说明的第一实施例的逆变器电路40相同的方式进行动作，且获得相同的优势。
即，逆变器电路41使得在选自第一电压组的第一电压和第二电压之间执行在稳态模式中导通和截止开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2的操作。此外，在选自第二电压组的第一电压和第二电压之间，执行在稳态模式中导通和截止开关元件Q3和Q4以及双向开关元件S3和S4的操作。进一步地，从图5到图10中也清楚地看出，每一个第一电压和第二电压之间的差值相比直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn的大小而言是较小的。
因此，当开关元件Q1到Q4导通和截止时发生的开关损耗比图18所示的逆变器电路4的开关元件中发生的开关损耗小。以相同方式，当双向开关元件S1到S4导通和截止时发生的开关损耗比图18所示的逆变器电路4的开关元件中发生的开关损耗小。
即，当逆变器电路41的控制频率与逆变器电路4的控制频率相同时，相比在使用图18的逆变器电路4配置时，可减少逆变器电路41中的开关损耗。
具体地，优选的是交流输出电压Vuv和Vwv与三相交流电源11的电压Vrs和Vts同步。通过使交流输出电压Vuv和Vwv与三相交流电源11的电压Vrs和Vts同步，可减小施加至开关元件Q1到Q4以及双向开关元件S1到S4的电压。因此，可进一步减少在这些元件中发生的开关损耗。
同样，交流输出电压Vuv和Vwv各自在第一电压和第二电压之间变化。因此，施加至电抗器Lf1和Lf2的电压降低。因此，流过电抗器Lf1和Lf2的纹波电流减少，且电抗器Lf1和Lf2中的损耗（主要是铁耗）减少。因此，可减少电抗器Lf1和Lf2中的损耗。
同时，当设置以使纹波电流相等时，可减少电抗器Lf1和Lf2的电感值。在此情况下，可减少电抗器Lf1和Lf2的大小。
此外，即使在发生三相交流电源11的中断的情况下，在控制以便于输出交流输出电压Vuv和Vwv时，逆变器电路41不需要用于检测三相交流电源11的中断的装置。
同样，在启动模式中的每一个控制时期中，逆变器电路41可使得双向开关元件S1和S2以及双向开关元件S3和S4以互补方式导通和截止。此时，逆变器电路41执行所谓软启动操作，藉此，随着时间的流逝，双向开关元件S1的导通状态时间和双向开关元件S4的导通状态时间逐渐增加，且双向开关元件S2的导通状态时间和双向开关元件S3的导通状态时间逐渐减少。
由于此操作，在启动模式中施加至双向开关元件S1到S4的电压是三相交流电源11的电压Vrs和Vts。因此，本实施例的逆变器电路41使得可减少在启动模式中在双向开关元件内发生的导通损耗和截止损耗。在启动模式中，在开关元件内发生的损耗为零。
同样，在启动模式的每一个控制时期内，在交流输出端子U和V之间输出的电压Vuv的变化范围和在交流输出端子W和V之间输出的电压Vwv的变化范围是三相交流电源11的电压Vrs和Vts的大小。因此，本实施例的逆变器电路41使得可减少启动模式中流过滤波器电路51的纹波电流。
图17是用于示出根据本发明的第五实施例的示图。此实施例是其中使用三个根据图1所示的第一实施例的逆变器电路来将三相交流电源11和负载61连接成Y形的功率转换设备。这三个逆变器电路使用三相交流电源11的电压和从此电压生成的直流电压来生成预定三相交流电压。
对于在该示图中给出如图16中所示的相同附图标记的组件，将省略其描述。
42是U-相逆变器电路、43是W-相逆变器电路、且44是V-相逆变器电路。U-相逆变器电路42具有第一开关元件串联电路和双向开关元件S1和S2作为主要组件。W-相逆变器电路43具有第二开关元件串联电路和双向开关元件S3和S4作为主要组件。V-相逆变器电路44具有第三开关元件串联电路和双向开关元件S5和S6作为主要组件。
第一开关元件串联电路是由开关元件Q1和开关元件Q2串联连接形成的电路。第一开关元件串联电路连接在直流电源串联电路30的正侧端子P和负侧端子N之间。开关元件Q1和开关元件Q2的串联连接点连接至交流输出端子U，用于从逆变器电路42输出U-相电压。双向开关元件S1连接在交流输出端子U和三相交流电源11的端子R之间。双向开关元件S2连接在交流输出端子U和直流电源串联电路30的中性端子O之间。
第二开关元件串联电路是由开关元件Q3和开关元件Q4串联连接形成的电路。第二开关元件串联电路连接在直流电源串联电路30的正侧端子P和负侧端子N之间。开关元件Q3和开关元件Q4的串联连接点连接至交流输出端子W，用于从逆变器电路43输出W-相电压。双向开关元件S3连接在交流输出端子W和三相交流电源11的端子T之间。双向开关元件S4连接在交流输出端子W和直流电源串联电路30的中性端子O之间。
第三开关元件串联电路是由开关元件Q5和开关元件Q6串联连接形成的电路。第三开关元件串联电路连接在直流电源串联电路30的正侧端子P和负侧端子N之间。开关元件Q5和开关元件Q6的串联连接点连接至交流输出端子V，用于从逆变器电路44输出V-相电压。双向开关元件S5连接在交流输出端子V和三相交流电源11的端子S之间。双向开关元件S6连接在交流输出端子V和三相交流电源30的中性端子O之间。
即，U-相逆变器电路42、W-相逆变器电路43、和V-相逆变器电路44使得三相交流电源11和负载61连接成Y形。
电容器21到23连接成Y形，且每一个电容器的一端分别连接至三相交流电源11的端子R、T、和S。连接成Y形的电容器21到23的中性端子连接至直流电源串联电路30的中性端子O。
滤波器电路52通过电抗器Lf1和电容器Cf1的串联电路、电抗器Lf2和电容器Cf2的串联电路、以及电抗器Lf3和电容器C3的串联电路连接成Y形而形成。连接成Y形的滤波器52的中性端子连接至直流电源串联电路30的中性端子O。
控制电路220包括对应于图3中所示的控制电路200的三个控制电路211、212、和213（均未示出）。控制电路211通过使用包括在第一电压组内的电压，生成构成U-相逆变器电路的开关元件Q1和Q2以及双向开关元件S1和S2的控制信号G1、G2、Gs1、和Gs2。控制电路212通过使用包括在第二电压组内的电压，生成构成W-相逆变器电路的开关元件Q3和Q4以及双向开关元件S3和S3的控制信号G3、G4、Gs3、和Gs4。控制电路213通过使用包括在第三电压组内的电压，生成构成V-相逆变器电路的开关元件Q5和Q6以及双向开关元件S5和S6的控制信号G5、G6、Gs5、和Gs6。
第一电压组是由四个电压电平组成的电压组，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及三相交流电源11的电压Vr。第二电压组是由四个电压电平组成的电压组，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、以及三相交流电源11的电压Vt。第三电压组是由四个电压电平组成的电压组，这四个电压电平是将中性端子O的电位作为基准的零电压、直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn、和三相交流电源11的电压Vrs。
控制电路211、213、和213的操作各自与控制电路200的操作一样。因此，将省略描述控制电路211、212、和213的操作。
此实施例的逆变器电路42到44以与使用图1到图13说明的第一实施例的逆变器电路40相同的方式进行动作，且获得相同的优势。
即，在选自第一电压组的第一电压和第二电压之间，执行在稳态模式中导通和截止U-相逆变器电路42的开关元件以及双向开关元件的操作。同样，在选自第二电压组的第一电压和第二电压之间，执行在稳态模式中导通和截止W-相逆变器电路43的开关元件以及双向开关元件的操作。同样，在选自第三电压组的第一电压和第二电压之间，执行在稳态模式中导通和截止V-相逆变器电路44的开关元件以及双向开关元件的操作。进一步地，从图5到图10中也清楚地看出，每一个第一电压和第二电压之间的差值相比直流电源串联电路30的正电压Vp和负电压Vn的大小而言是较小的。
因此，当开关元件Q1到Q6导通和截止时发生的开关损耗比图18所示的逆变器电路4的开关元件中发生的开关损耗小。以相同方式，当双向开关元件S1到S6导通和截止时发生的开关损耗比图18所示的逆变器电路4的开关元件中发生的开关损耗小。
即，当逆变器电路42到44的控制频率与逆变器电路4的控制频率相同时，相比在使用图18的逆变器电路4配置时，可减少逆变器电路42到44中的开关损耗。
具体地，优选的是交流输出电压Vu、Vw、和Vv分别与三相交流电源11的电压Vr、Vt、和Vs同步。通过使交流输出电压Vu、Vw、和Vv与三相交流电源11的电压Vr、Vt、和Vs同步，可减少施加至开关元件Q1到Q6以及双向开关元件S1到S6的电压。因此，可进一步减少在这些元件中发生的开关损耗。
同样，交流输出电压Vu、Vw、和Vv各自在第一电压和第二电压之间变化。因此，施加至电抗器Lf1、Lf2、和Lf3的电压降低。因此，流过电抗器Lf1、Lf2、和Lf3的纹波电流减少，且电抗器Lf1、Lf2、和Lf3中的损耗（主要是铁耗）减少。因此，可减少电抗器Lf1、Lf2、和Lf3的损耗。
同时，当设置以使纹波电流的大小相等时，可减少电抗器Lf1、Lf2、和Lf3的电感值。在此情况下，可减少电抗器Lf1、Lf2、和Lf3的大小。
此外，即使在发生三相交流电源11的中断的情况下，在控制以便于输出交流输出电压Vu、Vw、和Vv时，逆变器电路42到44不需要用于检测三相交流电源11的中断的装置。
同样，在启动模式中的每一个控制时期中，逆变器电路42到44可使得双向开关元件S1和S2、双向开关元件S3和S4、以及双向开关元件S5和S6以互补方式导通和截止。此时，逆变器电路42到44执行所谓软启动操作，藉此，随着时间的流逝，双向开关元件S1的导通状态时间、双向开关元件S3的导通状态时间、和双向开关元件S5的导通状态时间逐渐增加，且双向开关元件S2的导通状态时间、双向开关元件S4的导通状态时间、和双向开关元件S6的导通状态时间逐渐减少。
由于此操作，在启动模式中施加至双向开关元件S1到S6的电压是三相交流电源11的电压Vr、Vt、和Vs。因此，本实施例的逆变器电路42到44使得可减少在启动模式中在双向开关元件内发生的导通损耗和截止损耗。在启动模式中，在开关元件内发生的损耗为零。
同样，在启动模式中在每一个控制时期，在交流输出端子U和O之间输出的电压Vu的变化范围、在交流输出端子W和O之间输出的电压Vw的变化范围、以及在交流输出端子V和O之间输出的电压Vv的变化范围是三相交流电源11的电压Vr、Vt、和Vv的大小因此，本实施例的逆变器电路42到44使得可减少启动模式中流过滤波器电路52的纹波电流。
附图标记列表
1 单相交流电源
11 三相交流电源
2,21,22 电容器
3,31 转换器电路
30 直流电源串联电路
32 三电平整流器
4,40到44 逆变器电路
5,51 滤波器电路
6,61 负载
200,210,220 控制电路
301到303,401,402 电压检测器

Claims (8)

1.一种逆变器电路，其特征在于，具有第一直流电源和第二直流电源的串联连接点作为中性端子，具有四个电压电平作为输入，所述四个电压电平是以所述中性端子的电位作为基准的零电压、所述第一直流电源的正电压、所述第二直流电源的负电压、和其一端连接至所述中性端子的单相交流电源的电压，且所述逆变器电路包括：
稳态模式，其中，在向负载提供预定电压的稳态操作过程中，在与交流输出电压的周期同步或异步的每一个控制时期，在第一交流输出端子和连接至所述中性端子的第二交流输出端子之间交替地输出选自所述四个电压电平的第一电压或第二电压；和
启动模式，其中，在将所述交流输出电压从零提升到预定电压的启动过程中，将所述四个电压电平中的所述交流电源的电压作为第一电压且将所述零电压作为第二电压，在控制时期中的各控制时期，在所述第一交流输出端子和第二交流输出端子之间交替地输出所述第一电压或所述第二电压。
2.如权利要求1所述的逆变器电路，其特征在于：
所述启动模式中的所述交流输出电压是与所述交流电源的电压同步的电压，且基于指示将所述交流输出电压随着时间的推移从零提高至预定电压的交流电压命令输出。
3.如权利要求2所述的逆变器电路，其特征在于：
所述启动模式中每一个控制时期的输出所述交流电源的电压的时间是与所述交流电压命令相对于所述交流电源的电压的比值相对应的时间。
4.如权利要求2所述的逆变器电路，其特征在于：
在所述启动模式的每一个控制时期向所述第一交流输出端子输出的电压的平均值等于所述交流电压命令的平均值。
5.如权利要求1-4中任一项所述的逆变器电路，其特征在于，包括：
开关元件串联电路，所述开关元件串联电路通过将连接至所述第一直流电源的正侧端子的正侧开关元件和连接至所述第二直流电源的负侧端子的负侧开关元件串联连接而形成，所述开关元件串联电路的串联连接点连接至所述第一交流输出端子；
连接在所述第一交流输出端子和所述交流电源的第一端子之间的第一双向开关元件；和
连接在所述第一交流输出端子和所述中性端子之间的第二双向开关元件，其中
在所述启动模式的每一个控制时期，以互补方式导通和截止所述第一和第二双向开关元件。
6.如权利要求5所述的逆变器电路，其特征在于：
在所述启动模式中，在所述交流电源的电压和所述交流输出电压的基波成分之间的偏差落在预定范围内之后，所述逆变器电路的操作从所述启动模式变化至所述稳态模式。
7.一种三相逆变器电路，其特征在于，包括两个如权利要求6所述的逆变器电路，其中三相交流电源和三相负载使用所述两个逆变器电路连接成△形。
8.一种三相逆变器电路，其特征在于，包括三个如权利要求6所述的逆变器电路，其中三相交流电源和三相负载使用所述三个逆变器电路连接成Y形。
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