JP2013223408A - インバータ回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを直列接続してなり、直流電源Pspと直流電源Psnとを直列接続してなる直流電源直列回路30の両端に接続されるインバータ回路4と、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点に接続される交流出力端子Uと、直流電源Pspと直流電源Psnとの接続点に接続される交流出力端子Vと、一端が交流出力端子Uに接続され、他端が交流電源1の端子Rに接続される双方向スイッチ素子S1と、一端が交流出力端子Uに接続され、他端が交流電源1の端子Sに接続される双方向スイッチ素子S2とからなるインバータ回路4は、起動時に双方向スイッチ素子S1,S2を交互にオンオフ動作させる。
【選択図】図1
Description
単相交流電源1は、端子Rと端子Sとを有し、端子Rと端子Sとの間に交流電圧を出力している。単相交流電源1の端子R−S間に、コンデンサ2が接続されている。
そして、単相交流電源1の電圧より高い電圧を出力する場合、インバータ回路4は、単相交流電源1の電圧が正の半サイクルのとき、スイッチング素子Q1と双方向スイッチ素子S1とを交互にオンオフさせる。このとき、スイッチング素子Q2はオフしている。一方、単相交流電源1の電圧が負の半サイクルのとき、インバータ回路4は、スイッチング素子Q2と双方向スイッチ素子S1とを交互にオンオフさせる。このとき、スイッチング素子Q1はオフしている。
本発明は、このような従来技術が有している問題を解決するためになされたものである。すなわち、本発明の目的は、起動時のスイッチング損失を低減することができるインバータ回路を提供することである。また、起動時に負荷またはフィルタ回路に流れるリプル電流を低減することができるインバータ回路を提供することである。
図1は、本発明の第1の実施形態を説明するための図である。この実施形態に係るインバータ回路は、単相交流電源の電圧と2つの直流電源を直列接続した直流電源直列回路の電圧とを用いて、単相の交流電圧を出力する。
直流電源直列回路30は、直流電源Pspと直流電源Psnとを直列接続してなる直流電源回路である。直流電源Pspは正側の直流電源である。直流電源Psnは負側の直流電源である。直流電源Pspの一端は、正極性の電圧(正電圧)を出力する正側端子Pに接続されている。直流電源Psnの一端は、負極性の電圧(負電圧)を出力する負側端子Nに接続されている。直流電源Pspと直流電源Psnとの直列接続点は、ゼロ電圧を出力する中性点端子Oに接続されている。中性点端子Oは、単相交流電源1の端子Sに接続される。
スイッチング素子Q1,Q2は直列に接続され、スイッチング素子直列回路を構成する。このスイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路30の正側端子Pと負側端子Nとの間に接続される。スイッチング素子Q1,Q2の直列接続点は、インバータ回路40から交流電圧を出力するための交流出力端子U(第1の交流出力端子)に接続される。そして、直流電源直列回路30の中性点端子Oが、インバータ回路40から交流電圧を出力するための交流出力端子V(第2の交流出力端子)に接続される。
制御回路200には、単相交流電源1の電圧Vr,直流電源Pspの正電圧Vpおよび直流電源Psnの負電圧Vnが入力される。単相交流電源1の電圧Vrは、電圧検出器301で検出される。直流電源Pspの正電圧Vpは、電圧検出器401で検出される。直流電源Psnの正電圧Vnは、電圧検出器402で検出される。制御回路200は、これら3つの電圧と電圧Vrから生成される交流電圧指令Vu*を用いて、スイッチング素子Q1,Q2および双方向スイッチ素子S1,S2の制御信号を生成する。
交流電圧指令生成回路201には、動作モード信号Mと電圧Vrとが入力される。動作モード信号Mが定常モードを指令しているとき、交流電圧指令生成回路201は、電圧Vrに基づいて、交流電圧指令Vu*を生成する。交流電圧指令Vu*は、例えば、単相交流電源1の電圧Vrに同期し、単相交流電源1の定格電圧に等しい振幅を有する交流電圧指令である。
電圧判定回路202は、交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*≧0かつVr<0のとき、当該制御期間を領域1と判定する。
電圧判定回路202は、交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*≧0かつVr≧0かつVr≧Vu*のとき、当該制御期間を領域3と判定する。
電圧判定回路202は、交流電圧指令Vu*と電圧Vrの関係が、Vu*<0かつVr<0かつVr>Vu*のとき、当該制御期間を領域5と判定する。
各領域において、スイッチング素子Q1,Q2と双方向スイッチ素子S1,S2の4個の素子のうち一個の素子がHアーム素子として選択される。そして、4個の素子のうちの他の一個の素子がLアーム素子として選択される。Hアーム素子およびLアーム素子のいずれにも選択されなかった素子は、オフアーム素子となる。
図3に戻って、パルス幅指令選択回路203には、電圧Vr,正電圧Vp,負電圧Vn,交流電圧指令Vu*および領域信号δが入力される。パルス幅指令選択回路203は、これらの入力信号に基づいて、Hアーム素子に対するパルス幅指令α(制御周期Tに対するオン時間の比率)を演算する。
図5(a)は、領域1における交流出力電圧Vuを説明するための図である。図5(b)はスイッチング素子Q1のオンオフ状態を示している。図5(c)はスイッチング素子Q2のオンオフ状態を示している。図5(d)は双方向スイッチ素子S1のオンオフ状態を示している。図5(e)は双方向スイッチ素子S2のオンオフ状態を示している。
図6(a)は、領域2における交流出力電圧Vuを説明するための図である。図6(b)はスイッチング素子Q1のオンオフ状態を示している。図6(c)はスイッチング素子Q2のオンオフ状態を示している。図6(d)は双方向スイッチ素子S1のオンオフ状態を示している。図6(e)は双方向スイッチ素子S2のオンオフ状態を示している。
領域4は、回路動作の対称性から、スイッチング素子Q1、Q2と双方向スイッチ素子S1,S2とが、領域3の場合とほぼ同様の動作をする領域である。この領域では、交流出力端子U−V間に、その平均電圧が交流電圧指令Vu*に等しい電圧が出力される。
領域5は、回路動作の対称性から、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2の動作が逆になって、領域2の場合とほぼ同様の動作をする領域である。この領域では、交流出力端子U−V間に、その平均電圧が交流電圧指令Vu*に等しい電圧が出力される。
領域6は、回路動作の対称性から、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2の動作が逆になって、領域1の場合とほぼ同様の動作をする領域である。この領域では、交流出力端子U−V間に、その平均電圧が交流電圧指令Vu*に等しい電圧が出力される。
しかし、本実施形態に係るインバータ回路40では、スイッチング素子および双方向スイッチ素子は、第1の電圧と第2の電圧との間でオンオフ動作を行う。上述のとおり、第1の電圧は、その絶対値が交流電圧指令Vu*の絶対値以上であってかつその値が交流出力電圧指令Vu*に一番近い電圧である。また、第2の電圧は、その絶対値が交流電圧指令Vu*よりも小さくかつその値が交流電圧指令Vu*に一番近い電圧である。図5〜図10からも明らかなように、第1の電圧と第2の電圧との間の電圧差は、正電圧Vpおよび負電圧Vnの大きさに比べて小さい。
また、本実施形態に係るインバータ回路40は、単相交流電源1に停電が発生した場合であっても単相交流電源1が正常な場合と同一の論理処理で、制御周期毎に、Hアーム素子とLアーム素子とを選択することができる。そして、単相交流電源1が正常な場合と同様に、選択したHアーム素子とLアーム素子とをオンオフさせて、交流出力電圧Vuを交流電圧指令Vu*に維持することができる。
領域7と判定された制御期間では、双方向スイッチ素子S1のみオンし、スイッチング素子Q1,Q2および双方向スイッチ素子S2はオフする。よって、双方向スイッチ素子S1のみが電流通電による導通損失を発生する。スイッチング素子Q1,Q2および双方向スイッチ素子S2は、電流を流さないので、導通損失を発生しない。また、全ての素子は、オンオフ動作を行わないため、スイッチング損失を発生しない。
次に、インバータ回路40が起動モードで動作する場合を説明する。
制御期間0において、パルス幅指令αの値はα0(=0)である。したがって、この期間において、双方向スイッチ素子S1は常にオフし、双方向スイッチ素子S2は常にオンしている。この動作により、交流出力端子Uにはゼロ電圧が出力される。
図15は、本発明に係る第3の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、図1に示した第1の実施形態に係る直流電源直列回路30を3レベル整流器32で構成している。
図16は、本発明に係る第4の実施形態を説明するための図である。この実施形態は、図1に示した第1の実施形態に係るインバータ回路を2組用いて、三相交流電源11と負荷61との間をV結線接続する電力変換装置である。2組のインバータ回路は、三相交流電源11の電圧とこの電圧から生成した直流電圧を用いて、所定の三相交流電圧を生成する。
三相交流電源11は、端子R(第1の端子),端子S(第3の端子)および端子T(第2の端子)を有する。端子RはR相電圧を出力する。端子SはS相電圧を出力する。端子TはT相電圧を出力する。端子Rと端子Tとの間にコンデンサ21が接続される。端子Tと端子Sとの間にコンデンサ22が接続される。
第1のスイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを直列に接続してなる回路である。第2のスイッチング素子直列回路は、スイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4とを直列に接続してなる回路である。第1のスイッチング素子直列回路および第2のスイッチング素子直列回路は、直流電源直列回路30正側端子Pと負側端子Nとの間に接続される。
本実施形態におけるインバータ回路41は、図1〜図13を用いて説明した第1の実施形態におけるインバータ回路40と同様に作用するとともに、同様の効果を奏する。
42はU相インバータ回路、43はW相インバータ回路、44はV相インバータ回路である。U相インバータ回路42は、第1のスイッチング素子直列回路と双方向スイッチ素子S1,S2とを主な構成要素とする。W相インバータ回路43は、第2のスイッチング素子直列回路と双方向スイッチ素子S3,S4とを主な構成要素とする。V相インバータ回路44は、第3のスイッチング素子直列回路と双方向スイッチ素子S5,S6とを主な構成要素とする。
コンデンサ21〜23はY結線接続され、それぞれの一端が三相交流電源11の端子R,T,Sに接続される。Y結線接続されたコンデンサ21〜23の中性点端子は、直流電源直列回路30の中性点端子Oに接続される。
本実施形態におけるインバータ回路42〜44は、図1〜図13を用いて説明した第1の実施形態におけるインバータ回路40と同様に作用するとともに、同様の効果を奏する。
Claims (8)
- 第1の直流電源と第2の直流電源との直列接続点を中性点端子として、この中性点端子の電位を基準とするゼロ電圧,前記第1の直流電源の正電圧,前記第2の直流電源の負電圧および一端が前記中性点端子に接続される単相交流電源の電圧からなる4レベルの電圧を入力とし、
負荷に対して所定の電圧を供給している定常動作時において、交流出力電圧の周期と同期しているかまたは非同期の制御期間のそれぞれで、第1の交流出力端子と前記中性点端子に接続された第2の交流出力端子との間に、前記4レベルの電圧の中から選択した第1と第2の電圧を相補的に出力する定常モードと、
前記交流出力電圧をゼロから所定の電圧まで立ち上げる起動時において、前記制御期間のそれぞれで、前記4レベルの電圧のうち前記交流電源の電圧を第1の電圧とし、前記ゼロ電圧を第2の電圧として、前記第1の交流出力端子と前記第2の交流出力端子との間に、前記第1と第2の電圧とを相補的に出力する起動モードと、
を備えることを特徴とするインバータ回路。 - 前記起動モードにおける前記交流出力電圧は、前記交流電源の電圧に同期し、かつ、時間の経過とともにゼロから所定の電圧まで立ち上がる交流電圧指令に基づいて出力される電圧であることを特徴とする請求項1に記載のインバータ回路。
- 前記起動モードにおける前記制御期間のそれぞれで、前記交流電源の電圧の出力時間は、前記交流電源の電圧に対する前記交流電圧指令の比率に対応する時間であることを特徴とする請求項2に記載のインバータ回路。
- 前記起動モードにおける前記制御期間のそれぞれで、前記第1の交流出力端子に出力される電圧の平均値は、前記交流電圧指令の平均値に等しいことを特徴とする請求項2に記載のインバータ回路。
- 前記インバータ回路は、
前記第1の直流電源の正側端子に接続される正側スイッチング素子と前記第2の直流電源の負側端子に接続される負側スイッチング素子とを直列接続してなり、その直列接続点が第1の交流出力端子に接続されるスイッチング素子直列回路と、
前記第1の交流出力端子と前記交流電源の第1の端子との間に接続される第1の双方向スイッチ素子と、
前記第1の交流出力端子と前記中性点端子との間に接続される第2の双方向スイッチ素子と、
を備え、
前記起動モードのそれぞれの制御期間で第1と第2の双方向スイッチ素子が相補的にオンオフ動作することを特徴とする請求項1乃至請求項4のいずれか1項に記載のインバータ回路。 - 前記起動モードにおいて前記交流電源の電圧と前記交流出力電圧の基本波成分との偏差が予め定められた範囲内に入った後は、その動作が前記起動モードから前記定常モードに移行することを特徴とする請求項5に記載のインバータ回路。
- 請求項6に記載のインバータ回路を2組備え、この2組のインバータ回路を用いて、三相交流電源と三相負荷との間をV結線接続したことを特徴とする三相インバータ回路。
- 請求項6に記載のインバータ回路を3組備え、この3組のインバータ回路を用いて、三相交流電源と三相負荷との間をY結線接続したことを特徴とする三相インバータ回路。
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