CN102422518B - 功率转换装置 - Google Patents

Abstract

本发明是一种功率转换装置，该功率转换装置对正常运行中在转换器进行开关时因寄生电感而引起直流链路电压增大、由此流向电容器的电流进行抑制。转换器(4)具有在多个输入端(Pr、Ps、Pt)的各个输入端和直流电源线(LH)之间连接的开关元件、及在多个输入端(Pr、Ps、Pt)的各个输入端和直流电源线(LL)之间连接的开关元件。电容器(C1)和电阻(R1)和二极管(D1)在直流电源线(LH、LL)之间彼此串联连接。

Description

功率转换装置

技术领域

本发明涉及一种功率转换装置，特别涉及一种在转换器的输出侧具有钳位电路(还包含缓冲器)的功率转换装置。 

背景技术

作为逆变器的代表性的主电路结构，一般使用所谓的间接型交流功率转换电路。在间接型交流功率转换电路中，对交流进行整流，经由平滑电路转换成直流，并利用电压型转换器来获得交流输出。 

另一方面，作为从交流电压直接地获得交流输出的方式，已知有以矩阵转换器为代表的直接型交流功率转换装置。由于直接型交流功率转换装置不需要对由商用频率所产生的电压脉动进行平滑的大型的电容器、电抗器，因此可期待转换器的小型化，作为下一代功率转换器近年来正引起关注。 

例如，专利文献1和2中披露了在直流链路中不经由平滑电路而可直接从交流转换成交流的情况。另外，专利文献3中披露了在直流链路中设置钳位电路、而力图解决直接型交流功率转换装置中的再生电流的问题的技术。 

专利文献4中，披露了在输入端和转换器之间设置限流电阻、而向钳位电路所具有的电容器中产生冲击电流的技术。另外，在将电压向电容器充电之后，为了避免限流电阻中的功耗，利用开关将限流电阻短路。 

专利文献5中，披露了在单相无电容器逆变器中、在直流链路中设置由二极管、电阻和电容器组成的串联体的技术。该电阻起到作为抑制向电容器的冲击电流的限流电阻的作用。 

此外，作为与本申请相关的技术，可举出专利文献6、7、8。专利文献6中披露了增大提供的电流且使其相位滞后、以减小电动机的旋转位置推定 的误差的技术。专利文献7中披露了间接型交流功率转换电路中与电源的瞬间停止/再次启动对应的技术。专利文献8中记载了关于使用与转换器的自然整流模式等效的二极管桥的功率转换。 

现有技术文献 

专利文献 

专利文献1：日本专利特开2007-312589号公报 

专利文献2：国际公开第2007/123118号 

专利文献3：日本专利第4049189号 

专利文献4：日本专利特开2009-95149号公报 

专利文献5：日本专利第3772898号 

专利文献6：日本专利第3806872号公报 

专利文献7：日本专利特开平5-56682号公报 

专利文献8：日本专利第2524771号公报 

非专利文献 

非专利文献1：Lixiang Wei，Thomas A Lipo，“利用简单整流的新颖的矩阵转换器拓扑(A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation)”，IEEE IAS 2001，vol.3，2001，pp1749-1754. 

非专利文献2：伊藤里绘、高桥勲、“矩阵转换器中的输入输出无效功率的非干涉控制法(マトリクスコンバ一タにおける入出力無効電力の非干涉制御法)”，电气学会半导体功率转换研究会SPC-01-121，2001 

非专利文献3：加藤康司，伊藤淳一，“升压型AC/DC/AC直接型功率转换器的波形改善(昇圧形AC/DC/AC直接形電力変換器の波形改善)”平成19年电气学会全国大会4-098(2007)，第4分册153～154页 

非专利文献4：加藤康司，伊藤淳一，“着眼于输入电流的升压型AC/DC/AC直接型功率转换器的波形改善(入力電流に着目した昇圧形AC/DC/AC直接形電力変換器の波形改善)”，平成19年电气学会产业应用部门大会1-31，I-279～282页 

非专利文献5：竹下隆晴，外山浩司，松井信行，“电流型三相逆变器·转换器的三角波比较方式PWM控制(電流形三相インバ一タ·コンバ一タ の三角波比較方式PWM制御)”，电气学会论文集D、vol.116、No.1、第106～107页，1996 

非专利文献6：Siyoung Kim，Seung-Ki Sul，Thomas A.Lipo，“基于利用间接开关的矩阵转换器拓扑的AC/AC功率转换(AC/AC Power Conversion Based on Matrix Converter Topology with Unidirectional Switches)”，IEEE trans.on Industry applications，vol.36，No.1，2000，pp139-145. 

专利文献4的技术中，尽管可防止在直接型交流功率转换装置启动时向电容器流入冲击电流，但从功耗的观点出发，在直接型交流功率转换装置的正常运行中将限流电阻短路。因而，例如在正常运行中的电流型转换器进行开关时，若因电路的寄生电感而向直流链路施加超过电容器的钳位电压的电压，则会在电容器中流通较大的电流。 

另外在专利文献5的技术中，在直流链路中设置有与电容器串联连接的电阻、和与所述电阻并联连接的开关。然而，在专利文献5所记载的技术中采用二极管整流电路以作为转换器。尽管二极管整流电路可将输入交流电压进行整流，但无法使整流后的直流电压(直流链路的电压)变化。因而，在启动时向直流链路施加较大的直流电压。为了抑制因该较大的直流电压而引起的启动时的冲击电流，该电阻具有比较大的电阻值。而且，从功耗的观点出发，在正常运行时，开关导通，将电阻短路。 

此外，由于专利文献5所记载的技术中如上所述采用二极管整流电路，因此对于转换器进行开关时因寄生电感而引起的直流链路电压的增大没有任何启示。 

发明内容

因此本发明的目的在于提供一种功率转换装置，该功率转换装置对在启动后的正常运行中在转换器进行开关时因寄生电感而使直流链路电压增大、由此流向电容器的电流进行抑制。 

本发明所涉及的功率转换装置的第一方式包括：多个输入端(Pu、Pv、Pw)；第一直流电源线(LH)；第二直流电源线(LL)，对该第二直流电源线(LL) 施加比所述第一直流电源线要低的电位；电流型转换器(4)，该电流型转换器(4)具有在至少两个的所述多个输入端的各个输入端和所述第一直流电源线之间连接的多个开关元件(Trp、Tsp、Ttp)、及在所述至少两个的所述多个输入端的各个输入端和所述第二直流电源线之间连接的多个开关元件(Trn、Tsn、Ttn)；二极管(D1)，该二极管(D1)设置在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间，该二极管(D1)的阳极朝向所述第一直流电源侧；电容器(C1)，该电容器(C1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述二极管串联连接；以及第一电阻(R1)，该第一电阻(R1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述电容器和所述二极管串联连接。 

本发明所涉及的功率转换装置的第二方式是第一方式所涉及的功率转换装置，还包括：第二电阻(R81、R82)，该第二电阻(R81、R82)设置在将至少一个的所述多个输入端和所述电容器进行连接的串联路径中；以及第一开关(S81、S82)，该第一开关(S81、S82)对经由所述第二电阻的所述至少一个的所述多个输入端和所述电容器之间的导通/不导通进行选择，所述第一电阻(R1)具有比所述第二电阻要低的电阻值。 

本发明所涉及的功率转换装置的第三方式是第一或第二方式所涉及的功率转换装置，还包括：与感性负载(7)连接的多个输出端(Pu、Pv、Pw)；以及电压型逆变器(6)，该电压型逆变器(6)具有在所述多个输出端的各个输出端和所述第一直流电源线(LH)之间连接的多个开关元件(Tup、Tvp、Twp)、及在所述多个输出端的各个输出端和所述第二直流电源线(LL)之间连接的多个开关元件(Tun、Tvn、Twn)，所述第一电阻(R1)的电阻值小于等于如下的值：该值是将从所述电压型逆变器的额定电压减去施加到所述多个输入端(Pr、Ps、Pt)彼此之间的线间电压的最大值之后得到的值、除以从所述感性负载经由所述电压型逆变器流过的再生电流所得到的值。 

本发明所涉及的功率转换装置的第四方式是第一或第二方式所涉及的功率转换装置，还包括：与感性负载(7)连接的多个输出端(Pu、Pv、Pw)；电压型逆变器(6)，该电压型逆变器(6)具有在所述多个输出端的各个输出端和所述第一直流电源线(LH)之间连接的多个开关元件(Tup、Tvp、Twp)、 及在所述多个输出端的各个输出端和所述第二直流电源线(LL)之间连接的多个开关元件(Tun、Tvn、Twn)；以及与所述第一电阻(R1)并联连接的第二开关(S1)。 

本发明所涉及的功率转换装置的第五方式是第一或第二方式所涉及的功率转换装置，还包括：与感性负载(7)连接的多个输出端(Pu、Pv、Pw)；电压型逆变器(6)，该电压型逆变器(6)具有在所述多个输出端的各个输出端和所述第一直流电源线(LH)之间连接的多个开关元件(Tup、Tvp、Twp)、及在所述多个输出端的各个输出端和所述第二直流电源线(LL)之间连接的多个开关元件(Tun、Tvn、Twn)；以及与所述二极管和所述第一电阻(R1)并联连接的双向的第三开关(S5)。 

本发明所涉及的功率转换装置的第六方式是第五方式所涉及的功率转换装置，所述第三开关(S5)包括：第一晶体管(T1)，该第一晶体管(T1)与所述二极管(D1)反并联连接；第二二极管(D2)，该第二二极管(D2)使阳极朝向所述第二直流电源线(LL)侧，使阴极朝向所述第一直流电源线(LH)侧，且与所述第一电阻并联连接；以及第二晶体管(T2)，该第二晶体管(T2)与所述第二二极管反并联连接。 

本发明所涉及的功率转换装置的第七方式是第五方式所涉及的功率转换装置，所述二极管(D1)和所述第一电阻(R1)相对于所述电容器(C1)设置在相同侧，所述第三开关(S5)包括：第二二极管(D2)，该第二二极管(D2)使阳极朝向所述第二直流电源线(LL)侧，使阴极朝向所述第一直流电源线(LH)侧，且与所述第一电阻并联连接；第三二极管(D3)，该第三二极管(D3)的阳极与所述第二二极管(D2)的阴极连接；第四二极管(D4)，该第四二极管(D4)的阳极与所述二极管(D1)的阴极连接；以及晶体管，该晶体管的集电极与所述第三二极管的阴极和所述第四二极管的阴极连接，该晶体管的发射极与所述二极管和所述第二二极管的阳极连接。 

本发明所涉及的功率转换装置的第八方式是第四至第七方式中的任一方式所涉及的功率转换装置，所述第三开关(S5)在使所述电压型逆变器(6)的所有所述多个开关元件(Tup、Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twn)都不导通之前导通。 

本发明所涉及的功率转换装置的第九方式是第五至第八方式中的任一方式所涉及的功率转换装置，所述多个输入端为三个输入端，所述多个输出端为三个输出端，所述电流型转换器(4)按照第一整流模式和120度通电模式中的任一模式进行整流，该第一整流模式和120度通电模式都是根据周期为360度且彼此相位错开120度的三个梯形波与载波之间的比较结果来决定的，所述第一整流模式中，所述梯形波分别具有：一对平坦区间，该平坦区间在120度区间连续；和一对60度区间的倾斜区域，该倾斜区域连接所述一对平坦区间，所述电流型转换器在所述第一整流模式中，根据在所述一对平坦区间之间转移的所述梯形波与所述载波之间的比较进行整流，在采用所述第一整流模式的状态下，以所述第三开关(S5)导通为契机，采用所述120度通电模式，在所述第三开关变成不导通的时刻之后，采用所述第一整流模式。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十方式是第九方式所涉及的功率转换装置，所述第三开关(S5)在与所述多个输出端(Pu、Pv、Pw)连接的所述感性负载(7)的功率因数小于预定值时导通。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十一方式是第十方式所涉及的功率转换装置，所述感性负载(7)为旋转机械，在启动最初的预定期间，所述电流型转换器(4)按照所述120度通电模式进行整流。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十二方式是第九方式所涉及的功率转换装置，所述第三开关(S5)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间的直流电压小于第一阈值时导通。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十三方式是第十二方式所涉及的功率转换装置，所述第三开关(S5)直到所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间的直流电压超过第二阈值的值维持了预定期间才变成不导通，该第二阈值大于等于所述第一阈值，以所述第三开关变成不导通为契机，采用所述第一整流模式。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十四方式是第十三方式所涉及的功率转换装置，所述第三开关(S5)以所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间的直流电压超过第二阈值为契机变成不导通，该第二阈 值大于等于所述第一阈值。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十五方式是第十四方式所涉及的功率转换装置，以所述第三开关(S5)变成不导通为契机，采用所述第一整流模式。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十六方式是第十四方式所涉及的功率转换装置，在所述第三开关(S5)变成不导通起经过预定期间之后，采用所述第一整流模式。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十七方式是第一至第十六方式中的任一方式所涉及的功率转换装置，所述二极管(D1)和所述第一电阻(R1)相对于所述电容器(C1)设置在所述第二直流电源线(LL)侧，所述功率转换装置还包括：第二电容器(C2)，该第二电容器(C2)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间，相对于所述二极管(D1)和所述第一电阻(R1)的串联连接，在与所述电容器相反的一侧串联连接；第五二极管(D12)，该第五二极管(D12)的阳极连接在所述串联连接和所述第二电容器之间，该第五二极管(D12)的阴极与所述第一直流电源线连接；以及第六二极管(D13)，该第六二极管(D13)的阳极与所述第二直流电源线连接，该第六二极管(D13)的阴极连接在所述串联连接和所述电容器之间。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十八方式是第九至第十七方式中的任一方式所涉及的功率转换装置，所述120度通电模式为第二整流模式，所述第二整流模式中，所述梯形波分别具有一对平坦区间，该平坦区间在180度区间连续，所述电流型转换器(4)在所述第二整流模式中，根据在所述一对平坦区间之间转移的所述梯形波与所述载波之间的比较进行整流。 

本发明所涉及的功率转换装置的第十九方式是第九至第十七方式中的任一方式所涉及的功率转换装置，所述120度通电模式为自然整流模式，该自然整流模式中，所述电流型转换器(4)具有的所有所述多个开关元件(Trp、Tsp、Ttp、Trn、Tsn、Ttn)都导通。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第一方式，在电流型转换器进行开关时，即使因电路的寄生电容(例如电感)而向第一和第二直流电源线之间施加过大的电压，第一电阻也能限制流向电容器的电流。 

而且，即使施加到多个输入端的线间电压因异常而增大，超过电容器的两端电压，向电容器流通电流，也能利用第一电阻来抑制流入电容器的电流的增大。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第二方式，在从多个输入端接通电源时，通过使第一开关不导通，使开关元件组适当地导通，从而能经由第二电阻对电容器进行充电。此时，由于电流经由第二电阻，因此能够避免向电容器的冲击电流来对电容器进行充电。由于在将所希望的电压向电容器充电时能够使第一开关导通而使第二电阻短路，因此在向电容器充电后能够避免第二电阻中的功耗。另外，由于使第一电阻小于第二电阻的电阻值，因此能减小电路规模和制造成本。 

此外在电源接通后的正常运行中，第一电阻使因电路的寄生电容或线间电压的增大而流向电容器的电流减小。由于此时已将电压向电容器进行充电，因此与未向电容器进行充电的电源接通时相比，能够使第一电阻的电阻值小于第二电阻的电阻值。换句话说，即使将第一电阻的电阻值设定得比第二电阻的电阻值要小，也不会减少对流向电容器的电流增大进行抑制的程度。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第三方式，即使因再生电流流过第一电阻而使第一和第二直流电源线之间的电压增大，也能够抑制对电压型逆变器施加的电压。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第四方式，在再生电流从感性负载经由电压型逆变器流向电容器时，通过使第二开关导通，从而能够避免第一和第二直流电源线之间的电压因第一电阻而增大。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第五方式，在再生电流从感性负载经由电压型逆变器流向电容器时，通过使第三开关导通，从而能够避免第一和第二直流电源线之间的电压因第一电阻而增大。另外，为了应对与输出端连接的负载的功率因数的下降、与输入端连接的电源的瞬间电压的下降等，能够使第三开关导通以使钳位电路原本的功能停止。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第六方式，使作为钳位电路的二极管起到作为双向开关的构成要素的作用。因而，能够减少二极管的个数。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第七方式，与第六方式所涉及的功率转换装置的第三开关相比，能够减少晶体管的数量。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第八方式，能够更可靠地避免再生电流流过第一电阻。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第九方式，不管是在为了应对与输出端连接的负载的功率因数的下降、与输入端连接的电源的瞬间电压的下降等而使第三开关导通以使钳位电路原本的功能停止的情况下，还是在不使第三开关导通而使钳位电路发挥原本的功能的情况下，都能够适当地改变转换器的整流模式，兼顾再生电流的吸收和直接型交流功率转换。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第十方式，能够避免因功率因数下降而增大的再生电流所引起的第一整流模式的功能不良。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第十一、第十三至第十六方式，能够应对为了在启动最初对旋转机械进行位置检测而成为相位滞后的电流所引起的功率因数的下降。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第十二方式，能够避免因直流电压的下降而引起的第一整流模式的功能不良。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第十七方式，由于在第三开关不导通时，以第一和第二电容器串联连接的路径进行充电，并以第一和第二电容器并联连接的路径进行放电，因此对第一和第二电容器要求的耐压较小便足够。另外在第三开关导通时，以第一和第二电容器串联连接的路径进行充放电，作为钳位电路的功能停止。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第十八方式，由于转换器在第一和第二整流模式中都根据梯形波和所述载波之间的比较进行整流，因此无需对应于这些整流模式分别进行设计。 

根据本发明所涉及的功率转换装置的第十九方式，在120度通电模式中无需进行梯形波和载波的比较。 

本发明的目的、特征、方面、以及优点可通过下面的详细说明和附图变得更清楚。 

附图说明

图1是举例示出直接型交流功率转换装置的概念性结构的图。 

图2是举例示出第一整流模式中采用的梯形波的曲线图。 

图3是表示第一整流模式中的线间电压指令的曲线图。 

图4是表示第一和第二直流电源线之间的电压的曲线图。 

图5是用于说明发生瞬间电压下降时的作用的曲线图。 

图6是图5的放大图。 

图7是发生瞬间电压下降时的直接型交流功率转换装置的等效电路。 

图8是表示电阻R1的电阻值和流向电容器C1的电流ic1之间的关系的曲线图。 

图9是表示用于进行第一整流模式中的振幅调制修正的修正值的图。 

图10是说明第一整流模式中的转换器和逆变器的动作的曲线图。 

图11是用于说明使逆变器停止时的作用的曲线图。 

图12是表示电阻R1的电阻值和直流链路电压Vdc之间的关系的曲线图。 

图13是表示直接型交流功率转换装置的概念性的其他一个示例的图。 

图14是举例示出第二实施方式所涉及的直接型交流功率转换装置的概念性结构的图。 

图15是举例示出第二实施方式所涉及的直接型交流功率转换装置的概念性结构的图。 

图16是举例示出第三实施方式所涉及的直接型交流功率转换装置的概念性的结构图。 

图17是举例示出第三实施方式所涉及的钳位电路的概念性的结构图。 

图18是表示钳位电路所保持的钳位电压和负载功率因数之间的关系的曲线图。 

图19是举例示出第四实施方式所涉及的钳位电路的概念性的结构图。 

图20是举例示出第四实施方式所涉及的钳位电路的概念性的结构图。 

图21是举例示出第二整流模式中采用的梯形波的曲线图。 

图22是表示第二整流模式中的线间电压指令的曲线图。 

图23是表示用于进行第二整流模式中的振幅调制修正的修正值的图。 

图24是说明第二整流模式中的转换器和逆变器的动作的曲线图。 

图25是说明第二整流模式中的转换器和逆变器的动作的曲线图。 

图26是表示用于进行转换器和逆变器的整流的控制部的概念性的一个示例的框图。 

图27是表示假想的逆变器的结构的电路图。 

图28是表示专利文献5的图6(d)(e)的图。 

图29是举例示出第四实施方式所涉及的钳位电路的概念性的结构图。 

图30是举例示出第四实施方式所涉及的钳位电路的概念性的结构图。 

图31是表示即使在瞬间停电时钳位电路也起作用的情况下的动作的曲线图。 

图32是表示切换转换器的整流模式的动作的曲线图。 

图33是表示切换转换器的整流模式的动作的曲线图。 

图34是表示切换转换器的整流模式的动作的曲线图。 

具体实施方式

第一实施方式. 

<结构> 

如图1所示，直接型交流功率转换装置包括电流型转换器4、钳位电路5、电压型逆变器6。电流型转换器4、钳位电路5及电压型逆变器6以此顺序彼此连接。 

从电源1经由三个输入端Pr、Ps、Pt、电抗器组2、及电容器组3向直接型交流功率转换装置输入三相交流的相电压。直接型交流功率转换装置经由三个输出端Pu、Pv、Pw向感性负载7输出交流电压。直接型交流功率转换装置还包括成为直流链路的直流电源线LH、LL。利用转换器4的功能，直流电源线LH成为高于直流电源线LL的电位。 

转换器4例如包含六个开关元件Trp、Tsp、Ttp、Trn、Tsn、Ttn。为了方便说明，有时也将其称为第一开关元件组。各开关元件Trp、Tsp、Ttp设置在各个输入端Pr、Ps、Pt和直流电源线LH之间。开关元件Trn、Tsn、 Ttn分别设置在输入端Pr、Ps、Pt和直流电源线LL之间。转换器4构成所谓的电流型转换器，包含六个二极管Drp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtn。为了方便说明，有时也将其称为第一二极管组。 

对于二极管Drp、Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtn，都将其阴极配置在直流电源线LH侧，将其阳极配置在直流电源线LL侧。二极管Drp在输入端Pr和直流电源线LH之间与开关元件Trp串联连接。同样地，二极管Dsp、Dtp、Drn、Dsn、Dtn分别与开关元件Tsp、Ttp、Trn、Tsn、Ttn串联连接。 

逆变器6包含六个开关元件Tup、Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twn。为了方便说明，有时也将其称为第二开关元件组。各开关元件Tup、Tvp、Twp设置在各个输出端Pu、Pv、Pw和直流电源线LH之间。各开关元件Tun、Tvn、Twn设置在各个输出端Pu、Pv、Pw和直流电源线LL之间。逆变器6构成所谓的电压型逆变器，包含六个二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn。为了方便说明，有时也将其称为第二二极管组。 

对于二极管Dup、Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn，都将其阴极配置在直流电源线LH侧，将其阳极配置在直流电源线LL侧。二极管Dup在输入端Pu和直流电源线LH之间与开关元件Tup并联连接。同样地，二极管Dvp、Dwp、Dun、Dvn、Dwn分别与开关元件Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twn并联连接。 

例如对第一开关元件组及第二开关元件组的各个开关元件采用IGBT(绝缘栅双极型晶体管，以下简单称为IGBT)。 

钳位电路5中，钳位二极管D1和电容器C1和电阻R1在直流电源线LH、LL之间彼此串联连接。对于钳位二极管D1，将其阳极配置在直流电源线LH侧，将其阴极配置在直流电源线LL侧。此外，电容器C1和钳位二极管D1的串联连接实现作为所谓的CD缓冲器的结构。本申请中将所述CD缓冲器也包含在钳位电路中来理解(参照该说明书的[技术领域])。 

在转换器4的输入侧，设置有电抗器组2和电容器组3。电抗器组2包含电抗器Lr、Ls、Lt和电阻Rr、Rs、Rt。各电抗器Lr、Ls、Lt设置在各个输入端Pr、Ps、Pt和转换器4之间。电阻Rr、Rs、Rt与电抗器Lr、Ls、Lt分别并联连接。电容器组3设置在电抗器组2和转换器4之间，包含电容器Cr、Cs、Ct。图1的示例中电容器Cr、Cs、Ct的一端分别与电抗 器Lr、Ls、Lt的一端连接，另一端彼此连接。电抗器Lr、Ls、Lt和电容器Cr、Cs、Ct构成二次滤波器，抑制电流的载波分量。电阻Rr、Rs、Rt起到作为阻尼电阻的作用，限制因所输入的电压的急剧变动而产生的该谐振电路的输出电压的振荡幅度。 

负载7例如是旋转机械，在图中示出表示感性负载的等效电路。具体而言，电抗器Lu和电阻Ru彼此串联，该串联体的一端与输出端Pu连接。关于电抗器Lv、Lw和电阻Rv、Rw也相同。另外这些串联体的另一端彼此连接。 

此外本申请所涉及的最上位概念中，钳位电路5的后级也并不一定局限于逆变器6和负载7。因而，以下，首先，对正常运行中的转换器4的控制进行说明。接下来，将关于逆变器6的控制的说明放在后面，对本申请所涉及的效果进行阐述。关于逆变器6及负载7在其之后进行阐述。 

<转换器4的整流> 

转换器4按照以下详细阐述的第一整流模式进行整流。 

第一整流模式中，根据具有360度的周期且其相位彼此错开120度的三个梯形波、和载波之间的比较结果来决定整流。这些梯形波分别具有：一对平坦区间，该平坦区间在120度区间连续；和一对60度区间的倾斜区域，该倾斜区域连接上述一对平坦区间。转换器4根据在一对平坦区间之间转移的倾斜区域、和载波之间的比较进行整流。 

第一整流模式是专利文献1、2中已示出的整流技术。根据梯形波内的60度区间的倾斜区域、和载波之间的比较结果，转换器4进行整流。图2是举例示出该梯形波的曲线图。横轴中示出相位角360度的大小。该曲线图中在大约三角形的区域记述的相电压矢量V4、V6、V2、V3、V1、V5表示在记述各个相电压矢量的区域中该相电压矢量所对应的开关模式所占的比例。即在相位角0度中仅执行相当于相电压矢量V4的开关，在相位角30度中以1∶1的比例执行相当于相电压矢量V4的开关、和相当于相电压矢量V6的开关，在相位角60度中仅执行相当于相电压矢量V6的开关。 

此外，将对相电压矢量附注的数字转换成二进制所获得的三位的数字的各位表示假想的电压型转换器中的开关元件组的每一相的导通/不导通。 例如，若将相电压矢量V4的“4”转换成二进制，则成为“100”。二进制数字的1表示与直流电源线LH连接的开关元件导通，二进制的0表示与直流电源线LL连接的开关元件导通。另外二进制的第三位表示r相，其第二位表示s相，其第一位表示t相。即在相电压矢量V4中，假想的电压型转换器将电源的r相电压提供给直流电源线LH，将s相电压和t相电压提供给直流电源线LL。 

如在专利文献1、2中已示出的那样，要与载波比较的电流型转换器的指令值从电流和电压的对偶性来看，可根据假想的电压型转换器的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*和载波之间的比较来进行。如上所述，与载波比较的是梯形波中60度区间的倾斜区域。因而，只要提取相电压指令Vr*、Vs*、Vt*中既不是取最大值也不是取最小值的、相当于所谓中间相的部分以作为与载波的比较对象即可。 

更具体而言，由于从这些相电压指令Vr*、Vs*、Vt*获得的线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*与电流型转换器的线电流指令(例如参照非专利文献1)彼此等效，因此可根据相电压指令Vr*、Vs*、Vt*，并适用基于非专利文献5的逻辑运算，求出电流型转换器的指令值。图3是表示线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*的曲线图。 

如在非专利文献1和专利文献1、2中已示出的那样，通过以第一整流模式使转换器进行整流，从而尽管线电流大致成为正弦波形，但直流链路电压的平均值发生脉动(也可参照图4的平均值Vdc1)。具体而言，该平均值每60度区间在其中央取极大值，在该区间的两端取该极大值的 的值以作为最小值(非专利文献1和专利文献1、2中由于脉动的电压的振幅为相电压的3/2，因此若将施加三相电压的线间电压的直流链路电压作为基准，则最小值成为极大值的 )。 

图4是表示直流链路电压Vdc的包络线E1、E2(分别相当于线间电压中最大的电压和次大的电压)、将直流链路电压Vdc除以因脉宽调制所引起的变动后得到的平均值Vdc1、和电容器C1的两端电压Vc1的曲线图。由于直流链路电压Vdc在包络线E1、E2之间根据转换器4的开关而转移，因此省略。若对所述转换器4的动作换句话来说，则转换器4将输入到本身的三 个线间电压中最大的最大线间电压E1和次大的中间线间电压E2重复交替地输出到直流电源线LH、LL之间。 

图中的平均值Vdc1用 Em/Vm来表示(关于详细的导出请参照非专利文献1和专利文献1、2)。这里Em为最大相电压和最小相电压之差的最大值(即最大线间电压E1的最大值)，Vm为最大相电压的绝对值。平均值Vdc1成为在转换器的载波的一个周期内将直流链路电压Vdc平均后得到的值。 

为了对直流链路电压Vdc的平均值Vdc1的脉动进行修正以实现三相平衡，优选在逆变器6侧进行振幅调制修正。关于这一点，由于其不是本申请所涉及的上位概念的本质，因此将在之后进行阐述。 

根据转换器4的按照第一整流模式的动作，将最大线间电压E1的最大值向电容器C1进行充电(图4中的两端电压Vc1)。由于钳位二极管D1阻碍从电容器C1流向直流电源线LH的电流，因此只要直流链路电压Vdc不超过电容器C1的两端电压Vc1，则电容器C1的两端电压Vc1维持在最大线间电压E1的最大值。以下，将电容器C1的两端电压Vc1也称为钳位电压Vc1。 

在上述那样的转换器4的控制中，有时会在电源1中发生瞬间电压下降。例如在不同于负载7的其他负载与本直接型交流功率转换装置并联连接于电源1的情况下，若向该其他负载瞬间流通大电流，则会在电源1中发生瞬间电压下降。这种电源1的瞬间电压下降特别容易在采用电源阻抗高的电源1的情况下发生。而且，伴随着所述瞬间电压下降，有时由电抗器组2和电容器组3组成的谐振电路会使电容器Cr、Cs、Ct的两端电压增大，更具体而言会使其振荡。此外，电容器Cr、Cs、Ct的两端电压也可理解为输入到转换器4的相电压。 

图5是表示在电源1中发生瞬间电压下降时的、相电压Vr和电容器Cr的两端电压Vcr和直流链路电压Vdc和钳位电压Vc1和流向电容器C1的电流ic1的曲线图。其中，示出了未设置电阻R1时(换句话说电阻R1的电阻值大致为零时)的结果。此外，尽管实际上相电压Vs、Vt中也会发生瞬间电压下降，但为了简化图示，仅示出了相电压Vr。 

若在相电压Vr中发生瞬间电压下降，则在两端电压Vcr中产生因瞬间 电压下降而引起的振荡。此外，虽然除了因瞬间电压下降而引起的振荡以外，还会在两端电压Vcr中产生锯齿状的振荡，但该振荡是因转换器4的开关而产生的振荡，不是因瞬间电压下降而引起的。例如，在相电压Vr相当于中间相的情况下，相电压Vr(更具体而言两端电压Vcr)未施加到直流电源线LH、LL中的任一个电源线的期间和施加到其中任一个电源线的期间交替出现，由于该开关而在两端电压Vcr中产生锯齿状的振荡。另一方面，在相电压Vr(更具体而言两端电压Vcr)一直施加到直流电源线LH、LL中的任一个电源线的期间(例如相电压Vr为最大相且相电压Vs、Vt为负的期间，换句话说相电压Vr的峰值附近)，电容器Cr中不太产生振荡。 

在相电压Vr中发生瞬间电压下降的情况下，除了因转换器4的开关所引起的振荡之外，还在两端电压Vcr中产生因瞬间电压下降而引起的衰减振荡。所述衰减振荡是所不希望的，其导致两端电压Vcr的增大。 

图6将图5中从时刻20.00ms到时刻25.00ms的曲线图放大示出。图5、图6的示例中，在相电压Vr从瞬间电压下降恢复且两端电压Vcr增大的时刻t1，转换器4从中间线间电压E2切换，以将最大线间电压E1作为直流链路电压Vdc输出到直流电源线LH、LL。此时，随着两端电压Vcr的增大，直流链路电压Vdc超过钳位电压Vc1，由此向电容器C1流通电流ic1。图5、图6的示例中电流ic1超过100A。 

此外图5、图6的示例中，在最大线间电压E1输出到直流电源线LH、LL之间时，直流链路电压Vdc超过钳位电压Vc1。其中，即使是在中间线间电压E2作为直流链路电压Vdc施加到直流电源线LH、LL之间时，随着电容器Cr、Cs、Ct的两端电压的增大，直流链路电压Vdc也会超过钳位电压Vc1。然而，实际上这种现象基本上不会发生。这是由于，电阻Rr、Rs、Rt起到作为对于谐振电路的阻尼电阻的作用，其抑制因瞬间电压下降而引起的两端电压Cr、Cs、Ct的振荡的振幅。利用所述阻尼电阻，例如输入到转换器4的线间电压的增量被抑制在最大线间电压E1的最大值的十分之一左右以下。由于中间线间电压E2的最大值为最大线间电压E1的最大值的 倍，因此即使在中间线间电压E2为最大的时间点发生因谐振电路所引起的电压的增大，中间线间电压E2也不超过钳位电压Vc1(最大线间电压 E1的最大值)。 

图7表示因瞬间电压下降而引起向电容器C1流通电流ic1时的直接型功率转换装置的等效电路。最大线间电压E1可理解作为超过钳位电压Vc1的噪声源，中间线间电压E2可理解作为未超过钳位电压Vc1的直流电源。 

如上所述，转换器4将最大线间电压E1和中间线间电压E2交替输出到直流电源线LH、LL之间。因而该等效电路中，使最大线间电压E1施加到直流电源线LH、LL之间的晶体管和与其串联连接的二极管与该噪声源串联连接来示出，使中间线间电压E2施加到直流电源线LH、LL之间的晶体管和与其串联连接的二极管与该直流电源串联连接来示出。另外虽然在直流电源线LH、LL之间设置有钳位电路5，但举例示出在钳位电路5中未设置电阻R1的情况。另外，该等效电路中，在钳位电路5的后级，在直流电源线LH、LL之间设置有由逆变器6和感性负载7组成的电流源。 

在所述等效电路中，由于中间线间电压E2未超过钳位电压Vc1，因此在选择中间线间电压E2的期间，钳位电路5中未流通电流，从直流电源向逆变器6和感性负载7流通电流。另外由于最大线间电压E1超过钳位电压Vc1，因此在选择最大线间电压E1的期间，从噪声源向钳位电路5流通电流。 

如上所述，因瞬间电压下降，从而会在选择最大线间电压E1的期间中，引起向电容器C1流通较大的电流ic1。这种电流ic1是所不希望的，希望降低所述电流ic1。因此，本申请中在直流电源线LH、LL之间与电容器C1串联设置有电阻R1(参照图1)。利用所述电阻R1，可减小因电源的瞬间电压下降而引起流向电容器C1的电流ic1。 

这里考察电阻R1的电阻值。例如如专利文献4中已示出的那样，在由彼此串联连接的电抗器和电容器和电阻和直流电源组成的电路中，在完全未对电容器充电的状态下，初始流通的电流理论上仅取决于电源电压和电阻的电阻值。更具体而言，将电源电压除以电阻值后得到的值可理解作为冲击电流。 

本直接型交流功率转换装置中，已充电的电容器C1的两端电压Vc1与超过两端电压Vc1的直流链路电压Vdc的差分ΔE(参照图6)相当于上述电 路中的电源电压。由于差分ΔE为电源电压的十分之一左右，因此因瞬间电压下降而引起的电流ic1与例如在启动直接型交流功率转换装置时向电容器C1的冲击电流相比要小。因而，抑制电流ic1的电阻R1的电阻值可比用于抑制冲击电流的电阻的电阻值要小。关于这一点将在第二实施方式中详细阐述。 

图8是表示本直接型交流功率转换装置中电阻R1的电阻值和电流ic1的最大值之间的关系的曲线图。由图8可知，电流ic1的最大值随着电阻R1的电阻值的增大而下降，逐渐逼近预定的值。这里，将电源1的线间电压的有效值设为456V，将电抗器Lr、Ls、Lt的电感量设为1mH，将电容器Cr、Cs、Ct的电容量设为10μF，将电容器C1的电容量设为390μF，将负载7的电阻分量设为10.8Ω，将电感分量设为13.6mH，进行计算。此外，由于在正常运行中将电阻R81、R82短路，因此可忽略。 

从图8可知，在电阻R1的电阻值小于4Ω的范围中电流ic比较急剧地下降，在电阻R1的电阻值大于4Ω的范围中比较缓慢地减小。因而通过将电阻R1的电阻值设为4Ω以上，从而能有效地减小电流ic1。 

此外，在正常运行中，电容器1被充电，钳位电压Vc1与最大线间电压E1的最大值一致。因而，只要不向转换器4输入不希望的大电压，就不会从转换器4侧向电容器C1流通电流。进而与电容器C1串联连接的电阻R1中也不流通电流。因而，如本申请那样，即使设置了电阻R1，也可在转换器4正常运行时，避免从转换器4向电阻R1流通电流，而避免在电阻R1中消耗功率。 

<逆变器6的整流> 

如已在图4中示出的那样，通过以第一整流模式使转换器4进行整流，从而直流链路电压Vdc的平均值Vdc1发生脉动。具体而言，平均值Vdc1每60度区间在其中央取极值，在该区间的两端将该极值的 的值取作为最小值。为了修正该脉动以实现三相平衡，优选对逆变器6侧的线间电压指令进行振幅调制修正。图9是举例示出用于进行所述振幅调制修正的修正值的曲线图。所述修正例如在非专利文献1中举例示出。 

现考虑如下情况：转换器4的开关元件Ttn导通，同时开关元件Ttp、 Trn、Tsn不导通，开关元件Trp、Tsp互补导通。开关元件Trp导通的期间与开关元件Tsp导通的期间之比、分别与图3的线间电压指令Vrs*的值与线间电压指令Vst*的值之比相等。因而，将开关元件Trp导通的期间、与开关元件Tsp导通的期间之比设为drt∶dst，继续进行说明。 

图10是说明第一整流模式中的转换器4和逆变器6的动作的曲线图。作为转换器4的整流中使用的载波C，假设为其值在0～drt+dst之间发生变动、周期ts的三角波(也可为锯齿波)。通过进行控制，使得在载波C取0～drt的值时开关元件Trp导通，在取drt～drt+dst的值时开关元件Tsp导通，从而可使开关元件Trp导通的期间与开关元件Tsp导通的期间之比成为drt∶dst。 

输入电流Ir、Is、It分别表示流入输入端Pr、Ps的电流和从输入端Pt流出的电流。另外，直流链路电流Idc是在直流链路部中流通的电流，这里忽略钳位电路5中流通的电流来考虑，是在直流电源线LH、LL中流通的电流。 

逆变器6侧的整流中使用的载波C也与转换器4的整流中使用的载波C共用。图10中举例示出采用电压矢量V0、V4、V6来重复逆变器6的整流的情况。其中，逆变器6中的电压矢量和转换器4的整流中采用的假想的相电压矢量之间没有直接的关系。将对逆变器6的整流中采用的电压矢量附注的数字转换成二进制而得到的三位数字的各位表示第二开关元件组的每一相的导通/不导通。例如，电压矢量V4表示逆变器6将直流电源线LH与输出端Pu连接、将直流电源线LL与输出端Pv、Pw连接的模式。 

在这种情况下，若将取电压矢量V0、V4、V6的期间的比率分别用d0、d4、d6(其中d6＝1-d0-d4)来表示，则如专利文献1、2中已示出的那样，可在载波C取值drt(1-d0)～drt+dst·d0的期间中取电压矢量V0，在载波C取值drt+dst·d0～drt+dst(d0+d4)的期间和取值drt(1-d0-d4)～drt(1-d0)的期间中取电压矢量V4，在载波C取值0～drt(1-d0-d4)的期间和取值drt+dst(d0+d4)～drt+dst的期间中取电压矢量V6。 

换句话说，只要以载波C取值drt(1-d0-d4)、drt(1-d0)、drt、drt+dst·d0、drt+dst(d0+d4)的时间点为契机，切换第二开关元件组的导通模式即 可。 

此外，开关元件Tup、Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twn根据图10的开关信号Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn的激活/未激活(在曲线图上作为高电位/低电位示出)，分别成为导通/不导通。 

由于这里举例示出采用电压矢量V0、V4、V6来重复逆变器6的整流的情况，因此开关元件Twp一直成为不导通，开关元件Twn一直成为导通，因此开关信号Swp、Swn分别作为非激活、激活来示出。 

另外，由于采用电压矢量V0的期间中开关元件Tup、Tvp、Twp全都成为不导通，因此直流链路电流Idc在该期间中成为零。随之，尽管转换器4在载波C取值drt的时间点进行整流，但输入电流Ir、Is、It成为零。而且由于采用电压矢量V0的期间由drt和dst内分，因此输入电流Ir、Is成为零的期间由相同的drt和dst之比来分配。因而，能够抑制输入电流的波形劣化。 

如图10所示，在采用电压矢量V0的期间中，转换器4切换最大线间电压(图10的开关中为线间电压Vst)和中间线间电压(图10的开关中为线间电压Vrt)以作为输出电压。即，在直流链路电流Idc为零的期间中，切换最大线间电压/中间线间电压。然而，由于电路的寄生电感(例如直流电源线LH的电感分量)，即使是采用零电压矢量V0的期间也会流通直流链路电流idc。所述直流链路电流Idc流向电容器C1。这是由于，在采用电压矢量V0时，不会从直流电源线LH经由逆变器6向直流电源线LL流通电流。 

而且特别是在从中间线间电压切换到最大线间电压时容易向电容器C1流通较大的电流。这是由于最大线间电压比中间线间电压要大。 

然而，在本实施方式所涉及的直接型交流功率转换装置中，与电容器C1串联设置有电阻R1。因而，电阻R1也能够减小因电路的寄生电感而引起流向电容器C1的电流。 

此外，还考虑因电路的寄生电感和转换器4的开关而引起向直流链路施加过大的电压从而向电容器C1流通电流的情况。因而，因所述机理所产生的流向电容器C1的电流并不一定以逆变器6的存在为前提。 

<因过电流而引起的逆变器6的停止> 

在所述逆变器6中，在例如向负载7产生过电流的情况下，为了停止向负载7提供电流，使开关元件Tup、Tun、Tvp、Tvn、Twp、Twn不导通(以下称为逆变器6的停止)。在这种情况下，储存于负载7的感应能量经由二极管Dup、Dun、Dvp、Dvn、Dwp、Dwn向钳位电路5进行再生输出。 

例如以流向负载7的电流达到预定的过电流设定值为契机、使逆变器6停止的情况下，最大与过电流设定值相等的再生电流流向钳位电路5。图11表示因过电流而使逆变器6停止的情况下的、流向电容器C1的电流ic1(以下也称为再生电流ic1)、直流链路电压Vdc、和电阻R1的电压降Vr1。图11中，将过电流设定值设为22A，其他电路常数与图8所示的曲线图中的电路常数相同。 

如图11所示，例如在时刻t2使逆变器6停止时，从负载7经由逆变器6向电容器C1流通再生电流ic1。在时刻t2，再生电流ic1为22A。所述再生电流ic1由于因负载7的感应能量而引起，因此随着时间的经过而下降，直至零。因而，以再生电流ic1作为参数计算出的电压降Vr1也与电流ic1相同，随着时间的经过而下降，直至零。 

直流链路电压Vdc是电阻R1的电压降Vr1与电容器C1的两端电压Vc1之和。由于电容器C1的两端电压Vc1基于再生电流ic1的积分而上升，因此其上升速度与电压降Vr1的速度相比要缓慢，在刚到时刻t2之后基本上不变化。因而，直流链路电压Vdc的最大值是时刻t2时的电压降Vr1(＝电阻值×过电流设定值)、与时刻t2时的两端电压Vc1(＝最大线间电压E1的最大值)之和。 

图11的示例中，直流链路电压Vdc在时刻t2增大相当于电压降Vr1的大小，之后，随着时间的经过而下降。不希望所述直流链路电压Vdc增大，希望其减小。 

图12表示因再生电流而引起的直流链路电压Vdc的最大值和电阻R1的电阻值之间的关系。在电阻值较大的范围中，直流链路电压Vdc的最大值与电阻R1的电阻值成正比。这是由于电阻R1的电压降Vr1的最大值比两端电压Vc1上升的大小ΔVc1要大。即如图11的示例，时刻t2时的电压降Vr1与时刻t2时的两端电压Vc1之和成为直流链路电压Vdc的最大值。 

另一方面，在电阻R1的电阻值较小的范围中，直流链路电压Vdc的最大值不取决于电阻值，为恒定。这是由于，电阻R1的电压降Vr1的最大值(即，时刻t2时的电压降Vr1)比电容器C1的两端电压Vc1上升的大小ΔVc1要小。此时，直流链路电压Vdc的最大值为电容器C1的两端电压Vc1的最大值，而不取决于电阻R1的电压降Vr1。 

可设定电阻R1的电阻值，使得所述直流链路电压Vdc的最大值例如不超过逆变器6的额定电压。具体而言，电阻R1的电阻值可设定成小于等于如下的值：是将从逆变器6的额定电压Vmax减去时刻t2时的两端电压Vc1后得到的值(Vmax-Vc1)除以再生电流的最大值(即过电流设定值)所得到的值。此外，时刻t2时的两端电压Vc1为输入到转换器4的最大线间电压E1的最大值。 

例如若将逆变器6的额定电压Vmax设为820V，则在图12的示例中通过将电阻R1的电阻值设为4Ω以下，从而能够使直流链路电压Vdc成为额定电压Vmax以下。 

<钳位电路5的其他结构> 

图13所示的直接型交流功率转换装置与图1相比，钳位电路5的结构不同。钳位电路5包括电容器C1、C2、钳位二极管D1、二极管D12、D13、和电阻R1。 

电容器C1、C2在直流电源线LH、LL之间彼此串联连接。电容器C1相对于电容器C2设置在直流电源线LH侧。钳位二极管D1在电容器C1、C2之间与它们彼此串联连接。对于钳位二极管D1，将其阳极配置在直流电源线LH侧，将其阴极配置在直流电源线LL侧。电阻R1在电容器C1、C2之间与钳位二极管D1串联连接。二极管D12的阳极连接在钳位二极管D1及电阻R1的串联体与电容器C2之间，其阴极与直流电源线LH连接。二极管D13的阳极与直流电源线LL连接，其阴极连接在钳位二极管D1及电阻R1的串联体与电容器C1之间。 

根据所述钳位电路5，由于电容器C1、C2以彼此串联连接的路径进行充电，电容器C1、C2以彼此并联连接的路径进行放电，因此对这些电容器要求的耐压较小便足够(参照专利文献3)。另外如在专利文献3中已示出的 那样，钳位电路5进行与负载7的功率因数(以下，称为“负载功率因数”)对应的充放电动作。由此，在负载功率因数较低的范围中，能够抑制钳位电路5的钳位电压(一组电容器C1、C2的两端电压)的增大。而且，由于电容器C1、C2的放电路径中未插入电阻R1，因此在电容器C1、C2放电时能够避免在电阻R1中产生功耗。 

所述钳位电路5中，在输入到转换器4的电压并不希望增大却增大时也与图1的钳位电路5相同，能够减小流向电容器C1、C2的电流。 

第二实施方式. 

第二实施方式中，其目的在于在启动直接型交流功率转换装置时抑制流向电容器C1的冲击电流。另外，在启动后的正常运行中，利用较小的电阻来抑制流向电容器的电流。 

在图14所举例示出的直接型功率转换装置中，与图1的结构相比，在转换器4的输入侧还设置限流电阻组8。限流电阻组8例如设置在输入端Pr、Ps、Pt和电抗器组2之间，包含电阻R81、R82和开关S81、S82。电阻R81、R82例如设置在输入端Pr、Pt和转换器4(更具体而言例如电抗器组2)之间。电阻R81、R82的电阻值比电阻R1的电阻值要大，电阻R81、R82起到作为所谓的限流电阻的作用。例如在启动直接型交流功率转换装置时，在对初始未充电有电压的电容器C1进行充电时，为了抑制向电容器C1的冲击电流，设置有电阻R81、R82。 

这里，设想在启动时，转换器4利用施加到输入端Pr、Ps、Pt的所有相电压向电容器C1施加直流电压，由此对电容器C1进行充电。例如，在启动时，使转换器4具有的所有开关元件导通，使转换器4起到作为二极管桥的作用。所述动作中，在连接电容器C1和输入端Pr、Ps、Pt的任一直流环路中都插入有电阻R81、R82中的至少某一个电阻。由此，可抑制向电容器C1的冲击电流。电阻R81、R82可分别设置在输入端Pr、Ps、Pt中的任意两个输入端，另外也可在输入端Pr、Ps、Pt分别设置三个电阻。 

开关S81、S82分别与电阻R81、R82并联连接。开关S81、S82例如在启动时成为断开状态，在电容器C1充电时使电阻R81、R82起作用。即，经由电阻R81、R82向电容器C1流通充电电流。另一方面，若启动结束而 向电容器C1充电有足够的电压，则开关S81、S82成为闭合状态，使电阻R81、R82的作用停止。即，在启动后的直接型交流功率转换装置的正常运行中，电阻R81、R82中不流通电流。因而，能够避免正常运行时的电阻R81、R82中的功耗。 

另外，如专利文献4中已示出的那样，例如在启动时，转换器4也可仅利用施加到输入端Pr、Ps、Pt中的任意两个输入端的相电压来对电容器C1进行充电。例如在输入端Pr、Ps的线间电压(输入端Pr的相电压与输入端Ps的相电压之差)为正时，使开关元件Trp、Tsn导通，在输入端Pr、Ps的线间电压为负时，使开关元件Trn、Tsp导通。在这种情况下，由于仅在连接输入端Pr、Ps和电容器C1的直线路径中流通电流，因此可在两个输入端Pr、Ps中的任一个输入端设置电阻R81和开关S81，也可不设置电阻R82和开关S82。 

另外，例如也可为图15所示的形态。在图15的示例中，电容器C1被分割成彼此串联连接的两个电容器C1、C2。电源具有中性点，所述中性点与输入端Pn连接。限流电阻组8包含在输入端Pn和电容器C1、C2之间彼此串联连接的电阻R81和开关S81。 

在启动时，开关S81成为闭合状态，转换器4利用施加到输入端Pr、Ps、Pt中的至少一个输入端和输入端Pn的电压，向各个电容器C1、C2施加将相电压进行倍压整流后的直流电压。在所述倍压整流时，在流向各个电容器C1、C2的电流路径的任一路径中都插入有电阻R81。因而能够抑制流向各个电容器C1、C2的冲击电流。然后，在启动后，开关S81成为断开状态，在正常运行中电流不流过电阻R81。 

此外，上述的任一电阻R81、R82也可理解为设置在连接输入端的至少某一个输入端和电容器C1(或电容器C1、C2)的路径中。另外上述的任一开关S81、S82也可理解为分别选择经由电阻R81、R82的输入端和电容器C1之间的导通/不导通。 

此外在第一实施方式中未设置有限流电阻组8。然而即使是第一实施方式，在如下的情况下也不会发生冲击电流的问题。例如若在电容器C1的电容量较小的情况下，则在启动时由于流向电容器C1的电流较小，因此不会 发生冲击电流的问题。可是，电容器C1在例如使逆变器6的所有开关元件断开时为了吸收来自负载7的感应能量需要足够的电容量。更详细而言，设定电容器C1的电容量，使得电容器C1吸收来自负载7的再生电流之后的电容器C1的两端电压例如成为逆变器6的耐压以下。因而，若负载7的电感分量较小，则由于负载7的感应能量较小，因此电容器C1以较小的电容量便足够。因而，若在这种情况下则不需要限流电阻组8。 

接下来，考虑启动时的限流电阻的电阻值和第一实施方式所涉及的电阻R1的电阻值。此外所谓限流电阻的电阻值，是指电阻R1的电阻值、与电阻R81或电阻R82的电阻值之和。这是由于，在启动时的电容器C1的充电中，电阻R81、R1或电阻R82、R1介于流向电容器C1的电流路径中。 

由于在启动时未向电容器C1充电有电压，因此将线间电压的最大值理解作为电源电压，而并非第一实施方式所述的差分ΔE。此外，由于电源接通时引起的瞬间电压变动，会向转换器4输入增大一成左右的最大线间电压E1的最大值。所述增大因电抗器组2和电容器组3的谐振电路而引起。因而，将所述增量也包含在内来考虑电源电压。 

由于最大线间电压的最大线间电压E1的最大值为 因此例如为了使冲击电流idc成为35A以下，需要使限流电阻的电阻值成为约20Ω(＝645V×1.1/35A)以上。 

另一方面，由图8可知，为了使电流idc的最大值成为35A以下，可使电阻R1的电阻值成为2Ω以上。这是上述的限流电阻的电阻值的十分之一。 

如上所述，即使将电阻R1的电阻值设定成比电阻R81、R82的电阻值要小的值(例如十分之一左右)，也能够充分地抑制正常运行中流向电容器C1的电流ic1。另外，由于使电阻R1的电阻值小于电阻R81、R82的电阻值，因此能减小电路规模和制造成本。 

此外第二实施方式中，也可适用图13的钳位电路15。另外以下所说明的其他实施方式都可适用于第一和第二实施方式。 

第三实施方式. 

第三实施方式中，与第一实施方式相比，钳位电路的结构不同。图16 表示第三实施方式所涉及的直接型交流功率转换装置的概念性的结构。直接型交流功率转换装置除了钳位电路5以外与图14相同。钳位电路5与图14的钳位电路5相比，还包括开关S1。此外，限流电阻组8并非必需要件。 

开关S1与电阻R1并联连接。图16的示例中，开关S1是IGBT，将其集电极配置在直流电源线LH侧，将其发射极配置在直流电源线LL侧。 

开关S1例如由控制部9控制其导通/不导通。另外控制部9根据第一实施方式所说明的控制，向转换器4、逆变器6输出开关信号。此外，关于执行第一实施方式所说明的控制的更具体的功能块，在第四实施方式中进行阐述。 

根据所述直接型交流功率转换装置，能够以流向负载7的电流超过预定的过电流设定值为契机，使逆变器6停止，并且使开关S1导通。例如在控制部9检测出流向负载7的电流且判断为该电流达到预定的过电流设定值时，使逆变器6停止，并且使开关S1导通。 

由此，从负载7流向电容器C1的再生电流ic1不通过电阻R1。因而，能够避免在使逆变器6停止时因电阻R1的电压降Vr1所引起的直流链路电压Vdc的增大。换句话说，由于可取消第一实施方式所说明的电阻R1的电阻值的上限，因此例如为了减小因瞬间电压下降或寄生电感而引起从转换器4流向电容器C1的电流idc1，可使电阻R1的电阻值增大。 

此外，优选在使逆变器6停止之前使开关S1导通。这是由于，在开关S1导通之后逆变器6停止，从而再生电流ic1能更可靠地不通过电阻R1。这可例如通过采用比成为使逆变器6停止的基准的过电流设定值要低的值以作为使开关S1导通的基准值来实现。 

图17是表示钳位电路5的其他一个示例的图。与图13的钳位电路5相比，包括开关S1。由于开关S1起到与图16的开关S1相同的功能、作用，因此省略详细说明。 

第四实施方式. 

图13所示的包括钳位电路5的直接型交流功率转换装置中，电容器C1、C2进行基于负载7的负载功率因数的充放电。 

如专利文献6所示，在使其相位滞后以减小旋转机械的旋转位置推定 的误差的情况下，功率因数下降。图18是表示钳位电路5保持的钳位电压(电容器C1、C2的两端电压之和)、和负载功率因数之间的关系的曲线图。其中将电源电压设为415V(误差±10％)。横轴中取作为负载功率因数的反正切值的负载相位角。另外，由于钳位电路5在电容器C1、C2充电时彼此串联连接，在放电时彼此并联连接，因此钳位电压以两根曲线来示出。 

若负载功率因数为0.5以上，则可使充电时的钳位电压成为线间电压的峰值 以下(放电时的钳位电压也成为电源电压的峰值以下)。 

然而，若负载功率因数大幅降低成0.2，则再生电流成为与动力运行时的电流相同的程度，向钳位电路5的充电电流增大，放电时的钳位电压达到与电源电压的峰值接近的650V左右。不希望所述钳位电压增大，希望其减小。 

因此，本申请中，提出了在负载功率因数较小时使钳位电路5起到作为平滑电路的作用的方案。 

<钳位电路> 

图19表示钳位电路5的概念性的结构的一个示例。钳位电路5与图13的钳位电路5相比还包括开关部S5。开关部S5将平滑电路状态和钳位电路状态进行切换，该平滑电路状态中，电容器C1、C2与直流电源线LH、LL双向导通而不经由电阻R1，钳位电路状态中，电容器C1、C2经由电阻R1而起到作为钳位电路的作用。 

即，开关部S5可为与电阻R1和钳位二极管D1并联连接的双向开关即可。其中，在由晶体管和二极管构成开关部S5的情况下，也可使钳位二极管D1兼用作为开关部S5的一部分。这是为了，可减少二极管的个数来构成双向开关。 

开关部S5例如包含晶体管T1、T2和二极管D2。晶体管T1与二极管D1并联连接。晶体管T1例如为IGBT，将其发射极配置在直流电源线LL侧，将其集电极配置在直流电源线LH侧。 

晶体管T2与电阻R1并联连接。晶体管T2例如为IGBT，将其发射极配置在直流电源线LH侧，将其集电极配置在直流电源线LL侧。对于二极管 D2，使阳极朝向直流电源线LL侧，使阴极朝向直流电源线LH侧，与电阻R1并联连接。 

此外，由晶体管T1、T2、钳位二极管D1和二极管D2组成的部分也可理解为双向开关。 

通过使晶体管T1、T2两者不导通，从而钳位电路5等效地起到作为图13的钳位电路5的作用。另一方面，通过使晶体管T1、T2两者导通，从而钳位电路5等效地起到仅具有彼此串联连接的电容器C1、C2的平滑电路的作用。因而，例如在负载功率因数较小时，可通过使晶体管T1、T2两者导通，从而使钳位电路5起到作为平滑电路的作用。若使钳位电路5起到作为平滑电路的作用，则由于从负载7向电容器C1、C2进行再生的能量再次被提供给负载7，因此不会导致电容器C1、C2的两端电压的增大。如上所述，在负载功率因数小于预定值时，能够避免电容器C1、C2的两端电压(钳位电压)的增大。 

另外，也可以如第三实施方式所述，以流向负载7的电流达到过电流设定值为契机，使晶体管T2导通。由此，能够使电阻R1短路以使再生电流流向电容器C1、C2，与第三实施方式相同，能够抑制直流链路电压Vdc的增大。这一点在后述的其他钳位电路5中也相同。 

图20表示钳位电路5的概念性结构的其他的一个示例。与图19所示的钳位电路5相比，开关部S5的结构不同。 

开关部S5包括晶体管T3、和二极管D2～D4。对于二极管D2，使其阳极朝向直流电源线LL侧，使其阴极朝向直流电源线LH侧，与电阻R1并联连接。二极管D3的阳极与二极管D2的阴极连接，二极管D4的阳极与钳位二极管D1的阴极连接。二极管D3的阴极和二极管D4的阴极彼此连接。 

晶体管T3例如为IGBT。晶体管T3的集电极与二极管D3的阴极和二极管D4的阴极连接。晶体管T3的发射极与二极管D2的阳极和二极管D1的阳极连接。 

利用所述开关部S5，也能通过使晶体管T3导通从而使钳位电路5起到作为平滑电路的作用，通过使晶体管T3不导通从而发挥作为钳位电路的原本的作用。因而，通过在负载功率因数小于预定值时使开关部S5导通，从 而能避免电容器C1、C2的两端电压的增大。另外，与图19所示的开关部S5相比，由于晶体管的个数较少即可，因此能减少制造成本。 

根据这种钳位电路5，尽管能够抑制负载功率因数较低时的电容器C1、C2的两端电压的增大，但在钳位电路5起到作为平滑电路的作用的情况下，即使转换器4以第一整流模式进行整流，也难以输出电流。这是由于，相比于转换器4输出的中间线间电压E2，一组电容器C1、C2保持的电压(钳位电压)较大。因而，还提出了避免这种转换器4的因第一整流模式而引起的输出不良的方法。具体而言，使转换器4以与第一整流模式不同的整流模式进行动作。 

<第二整流模式> 

第二整流模式也与第一整流模式相同，根据具有360度的周期且其相位彼此错开120度的三个梯形波、和载波之间的比较结果来决定整流。第二整流模式中，梯形波分别具有一对180度连续的平坦区间，实质上为矩形波。一般而言，由于“梯形”这一概念包含“矩形”，因此本申请中与载波进行比较时第二整流模式中所使用的矩形波也与第一整流模式中与载波进行比较的梯形波相同，称为梯形波。 

由于第二整流模式中与载波进行比较的梯形波实质上是矩形波，因此在一对平坦区间之间转移的期间非常短。 

图21是举例示出该梯形波的曲线图。图21中与图2相同地取横轴，记载了相电压矢量V4、V6、V2、V3、V1、V5。在相位角0～30度中仅执行相当于相电压矢量V4的开关，在相位角30度～90度中仅执行相当于相电压矢量V6的开关。 

因而在第二整流模式中，作为从相电压指令Vr*、Vs*、Vt*获得的线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*在相位角0～30度中所采用的值成为图2中在相位角0度所采用的值。另外在相位角30～90度中所采用的值成为图2中在相位角60度所采用的值。这样，线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*如图2的曲线图所示，成为矩形波。 

因而，电流型转换器中与载波进行比较的值在相位角0～30度中成为dst＝0，在相位角30～90度中成为drt＝0。 

此外，在第二整流模式中，虽然省略详细的说明，但由于中间相的相电压未施加到直流链路，因此，直流链路电压的平均值的脉动成为最大相电压与最小相电压之差的脉动。因而，该脉动的大小关系与第一整流模式的脉动的大小关系是相反的。而且为了修正该振幅以实现三相平衡，也可对线间电压指令进行振幅调制修正。图23是举例示出用于进行所述振幅调制修正的修正值的曲线图。所述修正例如在专利文献8中举例示出。 

图24和图25是说明第二整流模式中的转换器4和逆变器6的动作的曲线图。图24和图25分别示出换算成图21至图23所示的相位角的0～30度中的动作、和相位角30～90度中的动作。 

如上所述，由于在相位角0～30度中转换器4中与载波C进行比较的值成为dst＝0，因此载波C的最大值表示为drt。另外，由于在相位角30～90度中转换器4中与载波C进行比较的值成为drt＝0，因此载波C的最大值表示为dst。即，虽然转换器4中在相位角0～90度中公共地采用值drt以作为指令值，但其结果是转换器4的整流不需要进行载波C和值drt之间的比较，在相位角0～30度中成为输入电流Ir＝It，Is＝0，在相位角30～90度中成为输入电流Is＝It，Ir＝0。 

因而，相位角0～30度中的逆变器6侧的整流(图24)可在第一整流模式中的电压型逆变器的比较(参照图10)中令dst＝0，在载波C取值drt(1-d0)～drt的期间，取电压矢量V0，在载波C取值drt(1-d0-d4)～drt(1-d0)的期间，取电压矢量V4，在载波C取值0～drt(1-d0-d4)的期间，取电压矢量V6。 

换句话说，只要以载波C取值drt(1-d0-d4)、drt(1-d0)的时间点为契机，切换第二开关元件组的导通模式即可。 

同样地，相位角30～90度中的逆变器6侧的整流(图25)可在第一整流模式中的电压型逆变器的比较(参照图10)中令drt＝0，在载波C取值0～dst·d0的期间，取电压矢量V0，在载波C取值dst·d0～dst(d0+d4)的期间，取电压矢量V4，在载波C取值dst(d0+d4)～dst的期间，取电压矢量V6。 

换句话说，只要以载波C取值dst·d0、dst(d0+d4)的时间点为契机，切换第二开关元件组的导通模式即可。 

另外，与第一整流模式相同，由于这里也举例示出了采用电压矢量V0的情况，因此在采用电压矢量V0的期间中，直流链路电流Idc成为零。随之，输入电流Ir、Is、It成为零，而不取决于转换器4的整流。 

另外，由于举例示出采用电压矢量V0、V4、V6来重复逆变器6的整流的情况，因此图24中开关元件Tup、Tvp、Twp一直成为不导通，开关元件Twn一直成为导通，所以开关信号Sup、Svp、Swp、开关信号Swn分别作为非激活、激活来示出。另外，由于图25中开关元件Tun、Tvn、Twp一直成为不导通，开关元件Twn一直成为导通，因此开关信号Sun、Svn、Swp、开关信号Swn分别作为非激活、激活来示出。 

<自然整流模式> 

自然整流模式是通过使第一开关元件组全都导通、从而仅利用第一二极管组进行整流而不与载波进行比较的模式。 

根据上述的说明可知，第二整流模式中的转换器4的整流中，其结果是不取决于第一开关元件组的动作。具体而言，由于相当于转换器4的线电流指令的图22所示的线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*呈现出被称为120度通电的模式的矩形波，因此其与使所有第一开关元件组导通、仅利用第一二极管组进行整流的模式等效。因而，自然整流模式和第二整流模式在都是120度通电这一点上是共同的，可彼此替代。本申请中，将这样实现120度通电的转换器4的整流模式称为120度通电模式。此外，由120度通电进行的功率转换装置的控制在非专利文献6中也有介绍。 

自然整流模式中的转换器4的整流也与第二整流模式相同，其结果是不需要进行载波C与值drt之间的比较。 

接下来，举例示出来说明用于进行上述开关的具体结构。图26是表示用于进行转换器4的整流和逆变器6的整流的控制部9的概念性的一个示例的框图。控制部9大致上被分为转换器整流信号生成部81、逆变器整流信号生成部82、和切换信号生成部83。 

<转换器4的整流> 

转换器整流信号生成部81中，将输入端Pr的电压Vr(特别是其相位)输入，将开关信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn输出。根据开关信号Srp、 Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn的激活/未激活，开关元件Trp、Tsp、Ttp、Trn、Tsn、Ttn分别导通/不导通。 

逆变器整流信号生成部82中，将电压Vr(特别是其相位)和运行频率的指令值f*输入，将开关信号Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn输出。 

切换信号生成部83根据作为直流电源线LH、LL之间的电压的直流链路电压Vdc(优选为将直流链路电压Vdc除以因脉宽调制所引起的变动后得到的平均值)生成切换信号Scl。对应于切换信号Scl的激活、未激活，开关部S5分别导通/不导通。 

转换器整流信号生成部81具有梯形电压指令生成部11、比较器12、和电流型栅极逻辑变换部13。由于这些动作是专利文献1、2中公知的技术，因此省略详细的说明，但其概要如下所示。 

梯形电压指令生成部11例如根据预定的表格，生成具有梯形波的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*。例如第一整流模式中采用的梯形波的倾斜区域将其振幅归一化以 来示出(θ是以相电压Vr的相位为基准对各相的每一相确定的相位，-π/6≤θ≤π/6)。另外，第二整流模式中采用的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*在该值转移的附近具有急剧的倾斜。 

比较器12对载波和相电压指令Vr*、Vs*、Vt*进行比较并输出结果，据此，电流型栅极逻辑变换部13生成开关信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn。关于该生成在以下进行阐述。 

在上述的非专利文献5中，鉴于电压型逆变器的相电压和电流型逆变器的相电流的对偶性、及电压型逆变器的线间电压和电流型逆变器的相电流的对偶性，示出了基于线电流指令值的开关和基于相电流指令值的开关之间的对应关系。 

图27是表示这里所讨论的假想的逆变器的结构的电路图。该逆变器是用于对转换器4的开关进行讨论的手段，由于与逆变器6没有直接关系，因此对于三相交流采用a相、b相、c相的名称。该逆变器在a相的上臂侧具有开关元件Qap，在下臂侧具有开关元件Qan。同样地，该逆变器在b相中具有开关元件Qbp、Qbn，在c相中具有开关元件Qcp、Qcn。 

a相的线电流由于是通过a相-c相间的相电流ica与b相-a相间的 相电流iba之差来求出的，因此仅在进行流通这一对相电流的开关的情况下，流通a相电流。关于其他相的线电流也相同。因此，用记号Sjk来表示相电流ijk是否在上臂侧的开关元件中流通，用记号SjkB来表示是否在下臂侧的开关元件中流通。这里记号j、k彼此不同，但代表记号a、b、c，记号Sjk、SjkB通过取二进制逻辑“1”/“0”，从而表示相电流ijk“流通”/“不流通”。 

逆变器根据相电压指令和载波之间的比较而流通线电流时，若将对上臂侧的开关元件Qjp、下臂侧的开关元件Qjn的导通/不导通进行控制的开关指令分别用记号Sj⁺，Sj^-来表示，则非专利文献5所示的内容用以下的变换式示出：Sa⁺＝Sac·SbaB，Sb⁺＝Sba·ScbB，Sc⁺＝Scb·SacB，Sa^-＝Sba·SacB，Sb^-＝Scb·SbaB，Sc^-＝Sac·ScbB。 

这里，进一步地鉴于电压型逆变器和相电压和电流型逆变器的相电压的对偶性可知，上述各式右边的逻辑值作为电压型逆变器中的相电压和载波之间的比较结果来获得。根据非专利文献5，相电流ijk的指令值与相电压Vj的指令值对应。因而，记号Sjk的逻辑与根据相电压指令Vj*和载波之间的比较使开关元件Qjp导通的逻辑一致，记号SjkB的逻辑与根据相电压指令Vj*和载波之间的比较使开关元件Qjn导通的逻辑一致。 

记号SbaB的逻辑与根据相电压指令Vb和载波之间的比较使开关元件Qap、Qbp分别导通/不导通的逻辑一致，记号Sba的逻辑与根据相电压指令Vb和载波之间的比较使开关元件Qbp、Qap分别导通/不导通的逻辑一致。更具体而言，在相电压指令Vb为载波以下的情况下使开关元件Sap导通，在相电压指令Vb为载波以上的情况下使开关元件Qbp导通。而且，记号Sa ⁺、Sb⁺表示流通线电流时分别使开关元件Qap、Qbp导通的期间。 

现说明将图2所示的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*改读为Va*、Vb*、Vc*且这些指令位于相位角0～60度的情况。由于电压指令Va*、Vc*分别取值1、-1，因此成为Sac＝1，SacB＝0，Scb＝0，ScbB＝1。由此，成为Sa⁺＝SbaB，Sb⁺＝Sba，Sc⁺＝Sa^-＝Sb^-＝0。 

换句话说，在将a相、b相、c相分别改读为r相、s相、t相且相电压指令Vs*为载波C以下的情况下，开关元件Qrp导通，在相电压指令Vs* 为载波C以上的情况下，开关元件Qsp导通。鉴于载波C的最小值为0，电压指令信号Vs的值相当于使开关元件Qrp导通的期间。 

由以上可知，相电压指令Vs的值成为求出与载波C进行比较的指令值时的基准值drt。其规定了使转换器4的开关元件Qrp、Qsp在与值drt、dst之比成正比的期间中交替导通的整流的时刻。在其他相位角中也相同，关于电压指令Vr*、Vt*的值也适用上述的说明。 

返回图26，根据如上述那样决定的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*与载波C之间的比较而获得的结果从比较器12提供给电流型栅极逻辑变换部13。然后通过按照上述变换式中示出的变换式进行变换，从而求出开关信号Srp、Ssp、Stp、Srn、Ssn、Stn。 

生成载波C的载波生成部14也可设置在转换器整流信号生成部81，也可设置在接下来说明的逆变器整流信号生成部82，也可理解为属于两者中的任一个。 

<逆变器6的整流> 

逆变器整流信号生成部82具有输出电压指令生成部21、中间相检测部22、指令值修正部23、比较部24、和逻辑运算部25。由于逆变器整流信号生成部82的动作也在专利文献1、2中是公知的，因此只进行简单的说明。 

中间相检测部22判断相电压指令Vr*、Vs*、Vt*中哪一个相当于所谓的中间相。若对于第一整流模式，则图2中举例示出的相位角0～60°中相电压指令Vs*相当。然后鉴于相电压指令Vs*的值，决定比率drt∶dst，将值drt、dst提供给指令值修正部23。由于这些比率根据哪个相电压指令相当于中间相而不同，因此图26中将相电压指令Vr*、Vt*为中间相的情况也包括在内，将相当于值drt、dst的值分别记载作为修正值dx、dy。以下也采用该表述。 

但是，在采用第二整流模式或自然整流模式的情况下，中间相存在的期间非常短。因而实质上，变成提取根据相电压指令Vr*、Vs*、Vt*唯一决定的线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*中的哪一个为中间相。而且，例如在相位角0～30度中线间电压指令Vst*成为中间相，此时将值dst设定成0。另外，在相位角30～90度中线间电压指令Vrs*成为中间相，此时将值drt 设定成0。 

中间相检测部22也可设置在逆变器整流信号生成部82，也可设置在之前所说明的转换器整流信号生成部81，也可理解为属于两者中的任一个。 

输出电压指令生成部21中，将电压Vr(特别是相位)和运行频率的指令值f*输入，生成逆变器6的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。由于这种电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的生成是公知的技术，因此省略说明。 

指令值修正部23根据电压指令值Vu*、Vv*、Vw*、和修正值dx、dy，生成用于逆变器6的整流而要与载波C进行比较的值。若结合图10来说(即若取相电压指令Vs*为中间相的情况为例)，则根据电压指令值Vu*、Vv*、Vw*来计算值d0、d4、d6(＝1-d0-d4)，根据该值d0、d4、d6和值drt、dst，来生成值drt(1-d0-d4)、drt(1-d0)、drt+dst·d0、drt+dst(d0+d4)。另外，还将值0、drt+dst输出。这些值在比较器24中进行比较，其结果由逻辑运算部25进行运算。然后逻辑运算部25根据比较器24中的比较结果来生成开关信号Sup、Svp、Swp、Sun、Svn、Swn。 

<整流模式的切换> 

切换信号生成部83具有切换指令生成部31、和切换信号产生部32。切换指令生成部31按照后述的基准，根据直流链路电压Vdc判断第一整流模式、和第二整流模式(或自然整流模式)的切换以生成切换指令J。 

梯形电压指令生成部11按照切换指令J，对其输出的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*具有的梯形波的种类进行切换。另外，如上所述，中间相检测部22中的中间相检测实质上适合在第一整流模式中检测相电压指令Vr*、Vs*、Vt*的中间相，在第二整流模式中检测线间电压指令Vrs*、Vst*、Vtr*的中间相。因而中间相检测部22也可按照切换指令J，对检测相电压指令、线间电压指令中的哪一个电压指令的中间相进行切换。 

此外，在采用自然整流模式以取代第二整流模式的情况下，由于第一开关元件组全都导通，因此实质上转换器整流信号生成部81、逆变器整流信号生成部82、切换信号生成部83无需如上述那样起作用，也可使开关信号Srp、Srp、Ssp、Ssn、Ssn、Ssn全部激活。例如在图26中如虚线箭头所示，向电流型栅极逻辑变换部13提供切换指令J。在切换指令J设定第 一整流模式的情况下，电流型栅极逻辑变换部13进行上述动作。在切换指令J设定自然整流模式的情况下，电流型栅极逻辑变换部13输出全都激活的开关信号Srp、Srp、Ssp、Ssn、Ssn、Ssn。 

但是，相比于使切换信号生成部83进行那种用于自然整流模式的特别的动作，生成用于第二整流模式的相电压指令Vr*、Vs*、Vt*的波形，从装置设计的观点来看具有更容易的优点。即，由于第一和第二整流模式中都是根据梯形波和载波之间的比较，转换器4进行整流，因此无需对应于这些整流模式分别进行设计。 

另一方面，若对120度通电模式采用自然整流模式，则无需进行梯形波和载波之间的比较。 

在切换指令J设定第一整流模式以作为转换器4的整流模式的情况下，切换信号产生部32使切换信号Scl成为不激活。另外，在设定第二整流模式或自然整流模式以作为转换器4的整流模式的情况下，切换信号产生部32使切换信号Scl成为激活。 

此外，在如上所述采用第一整流模式、且使钳位电路5起到作为平滑电路的作用的情况下，即使转换器4以第一整流模式进行整流，也难以输出电流。 

与此不同的是，在第二整流模式和自然整流模式中，由于以120度通电的模式流通电流，因此输入端Pr、Ps、Pt的任一个输入端中施加与最大相对应的相电压的输入端与直流电源线LH连接，所以可确保从转换器4向逆变器6提供电位。即，能够避免因功率因数下降而增大的再生电流所引起的第一整流模式的功能不良，由此能实现直接型交流功率转换。 

因而，优选在负载功率因数小于预定值的情况下使开关部S5导通、且采用第二整流模式(或自然整流模式)。更详细而言，在采用第一整流模式的状态下以开关部S5导通为契机，采用第二整流模式或自然整流模式。此外，在开关部S5成为不导通的时间点之后采用第一整流模式。 

从图18中也可知，负载功率因数可通过检测电容器保持的钳位电压而推测出。或者由于钳位电压的变动会左右直流链路电压Vdc的大小，因此通过检测直流链路电压Vdc，从而能推测出负载功率因数。因而如图26所 示，切换指令生成部31中将直流链路电压Vdc(或钳位电压)输入，据此求出平均值Vdc1，并将该平均值Vdc1与关于负载功率因数的相当于上述预定值的阈值进行比较，可生成切换指令J。 

或者，如专利文献5的图6(d)所示，对于电流相位角，电流极性反转的相位角延迟π/6。如专利文献5的图6(e)所示，由于逆变器的输出电压的相位角是已知的，因此能根据这些相位角之差来检测出负载电流的相位，并据此推定功率因数的大小。即作为向切换指令生成部31的输入，将逆变器输出电流的过零点、逆变器的输出电压输入，以取代图26所示的直流链路电压Vdc，与两者的相位差和负载功率因数的相当于预定值的阈值进行比较，可生成切换指令J。作为图28，示出了专利文献5的图6(d)(e)。曲线I_V4、I_V6分别表示逆变器取电压矢量V4、V6时流通的直流电流，曲线t4、t6分别表示逆变器取电压矢量V4、V6的时间比率。 

或者鉴于在启动最初采用使其相位滞后以减小旋转机械的旋转位置推定的误差的运行，可在启动最初使开关部S5导通，以此为契机采用第二整流模式或自然整流模式。然后，转换器4按照第二整流模式或自然整流模式进行整流，直到经过预定期间为止，在经过预定期间之后使开关部S5不导通。在该时间点之后可采用第一整流模式。这样，在负载7为旋转机械的情况下，可应对因在启动最初为了进行位置检测而成为相位滞后的电流所引起的功率因数的下降。 

此外，如上所述，可采用不在钳位电路5中设置二极管D12、D13的、所谓的CD缓冲器。图29、30表示所述钳位电路5。图29、30的钳位电路5分别与从图19、20的钳位电路5中除去二极管D12、D13后的电路相同。即使在上述情况下，通过使开关部S5导通，从而也能使钳位电路5起到作为平滑电路的作用。 

然而，在这种情况下，若负载功率因数不为 以上，则即使使开关部S5不导通，钳位电路5也不会有效地起作用。因而，优选等待切换指令J选择第一整流模式的时间，直到负载功率因数成为 以上为止。 

<与输入端连接的电源的瞬间电压下降> 

若因瞬间停电而导致输入到转换器4的三相交流电压消失，则由于钳 位电路5中电容器C1、C2并联连接进行放电，因此钳位电压减半。特别是在负载7为旋转机械的情况下，钳位电压的减小使旋转机械的交链磁通减弱，可能会使电流变大，逆变器6停止，或者因失步而导致运行停止。 

图31是表示即使在瞬间停电时钳位电路5也起作用的情况下的动作的曲线图。举例示出电源1所产生的电源电压为50Hz400V、且在1/4周期发生停电的情况。 

相电压Vr、Vs、Vt分别表示输入端Pr、Ps、Pt的电压，电源线电流Ir、Is、It分别表示从电容器组3流入输入端Pr、Ps、Pt的电流，钳位电路串联电压Vc表示钳位电路5中电容器C1、C2所保持的电压之和，直流链路电压Vdc表示直流电源线LH、LL之间的电压，负载线间电压表示施加到输出端Pu、Pv、Pw的电压Vu、Vv、Vw之差(其中图中示出的是电压Vu、Vv之差Vuv)，负载线电流Iu、Iv、Iw分别表示从输出端Pu、Pv、Pw向负载7流出的电流。 

由于相电压Vr、Vs、Vt全都成为零，从而电源线电流Ir、Is、It伴随着衰减振荡而收束成零，电容器C1、C2维持各自所保持的电压，而直流链路电压Vdc下降。随之，负载线间电压Vuv也减半，负载线电流Iu、Iv、Iw产生很大紊乱。 

因此，以瞬间停电为契机，使开关部S5短路。具体而言，以直流链路电压Vdc的平均值Vdc1小于第一阈值(例如400V)时为契机，使切换信号Scl激活。关于这种情况下的切换指令J的生成，已在之前进行了阐述。 

图32和图33都是表示下述情况下的动作的曲线图：如上所述使切换信号Scl激活，且在切换信号Scl激活时将转换器4的整流模式设为120度通电模式(第二整流模式或自然整流模式)，在切换信号Scl未激活时将转换器4的整流模式设为第一整流模式。与图31类似，举例示出电源1所产生的电源电压为50Hz400V、且在1/4周期发生停电的情况。 

在上述任意一种情况下，由于在切换信号Scl激活的期间，电容器C1、C2在直流电源线LH、LL之间串联连接，因此直流链路电压Vdc与钳位电路串联电压Vc一致。 

而且，由于在切换信号Scl激活的期间，转换器4以120度通电模式 进行整流，因此不久后钳位电压Vc(直流链路电压Vdc)上升。 

其中，图32举例示出在直流链路电压Vdc超过第二阈值(其为第一阈值以上例如为450V)的值维持了预定期间、才使切换信号Scl不激活的情况。另外，图33举例示出以直流链路电压Vdc超过第二阈值(其为第一阈值以上例如为600V)为契机、使切换信号Scl不激活的情况。 

图32所示的动作中，具有如下优点：转移到第一整流模式时的直流链路电压Vdc不会过大，在这之后直流链路电压Vdc也不易变得过大。图33所示的动作中，具有如下优点：电源线电流Ir、Is、It中产生的衰减振荡所产生的次数较少。 

图34也是表示伴随着瞬间停电的动作的曲线图。该动作也与图32及图33所示的动作类似，以直流链路电压Vdc的平均值Vdc1小于第一阈值(例如400V)时为契机，使切换信号Scl激活。而且，图34所示的动作是以直流链路电压Vdc超过第二阈值(其为第一阈值以上例如为600V)为契机，使切换信号Scl不激活，这一点也与图33所示的动作类似。 

但是，在图34所示的动作中，从使切换信号Scl不激活开始直到转移至120度通电模式为止，设置相当于预定时间大小的延迟。即，图31至图33所示的动作都在开关部S5成为不导通的时间点之后采用第一整流模式，这一点是共同的，但在图34所示的动作中，是在开关部S5成为不导通的时间点之后，经过预定时间后采用第一整流模式，这一点与图32、图33所示的动作不同。即使切换指令J设定第一整流模式，这种预定时间的延迟也可通过在梯形电压指令生成部11中进行计时来实现。 

图34所示的动作中，在从使切换信号Scl不激活开始直到转移至第一整流模式为止的期间，对转换器4的整流采用120度通电模式。这样，若在钳位电路起作用的情况下采用120度通电模式使转换器进行整流，则虽然电源线电流Ir、Is、It产生很大紊乱，但不会有损直流链路电压Vdc。 

因而，即使在不设置开关部S5的情况下，也可检测直流链路电压Vdc，以此检测停电，并在该停电时采用120度通电模式使转换器进行整流。 

此外，使切换信号Scl激活的时刻不仅可使用平均值Vdc1，也可使用直流链路电压Vdc本身。如图31中所示，另外如使用图4所说明的那样， 直流链路电压Vdc通过转换器4的开关而在包络线之间转移。因而例如，若如上所述将第一阈值设定成400V，则即使在正常运行时，直流链路电压Vdc也离散地取得比第一阈值要小的值。 

因而为了仅使用直流链路电压Vdc来决定使切换信号Scl激活的时刻，可使切换指令生成部31的对于直流链路电压Vdc的灵敏度下降。具体而言，切换指令生成部31可将为了识别直流链路电压Vdc的大小所需要的时间取得较长。例如在直流链路电压Vdc维持第一阈值以下预定期间时生成切换指令J，使开关部S5导通。 

当然对于比较平均值Vdc1和第一阈值，不需要在预定期间持续测量直流链路电压Vdc，这一点是有利的。 

从直流链路电压Vdc求出平均值Vdc1的功能也可由切换指令生成部31来承担。或者该功能也可使另行设置的运算部或积分电路来承担，而向切换指令生成部31输入平均值Vdc1。 

虽然详细说明了本发明，但上述说明在所有的方面都是举例示出，本发明并不局限于此。未举例示出的无数的变形例可解释为是在不脱离本发明的范围内可设想得到的。 

标号说明 

4  电流型转换器 

5  钳位电路 

6  电压型逆变器 

C1、C2  电容器 

Dcl  钳位二极管 

D12、D13  二极管 

LH  第一直流电源线 

LL  第二直流电源线 

Pr、Ps、Pt  输入端 

Pu、Pv、Pw  输出端 

S1  开关 

S5  开关部 

Trp、Tsp、Ttp、Trn、Tsn、Ttn  第一开关元件组 

Tup、Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twn  第二开关元件组 

Vr*、Vs*、Vt*  梯形波(相电压指令) 

Claims (19)

1.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

三个输入端(Pr、Ps、Pt)；

第一直流电源线(LH)；

第二直流电源线(LL)，对该第二直流电源线(LL)施加比所述第一直流电源线要低的电位；

电流型转换器(4)，该电流型转换器(4)具有在所述三个输入端的各个输入端和所述第一直流电源线之间分别连接的第1至第3开关元件(Trp、Tsp、Ttp)、及在所述三个输入端的各个输入端和所述第二直流电源线之间分别连接的第4至第6开关元件(Trn、Tsn、Ttn)；

二极管(D1)，该二极管(D1)设置在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间，该二极管(D1)的阳极朝向所述第一直流电源线侧；

电容器(C1)，该电容器(C1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述二极管串联连接；

第一电阻(R1)，该第一电阻(R1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述电容器和所述二极管串联连接；

第二电阻(R81、R82)，该第二电阻(R81、R82)设置在将所述三个输入端中的至少一个和所述电流型转换器(4)进行连接的串联路径中；以及

第一开关(S81、S82)，该第一开关(S81、S82)对经由所述第二电阻的所述三个输入端中的所述至少一个和所述电容器之间的导通/不导通进行选择，

所述第一电阻(R1)具有比所述第二电阻要低的电阻值。

2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，还包括：

与感性负载(7)连接的三个输出端(Pu、Pv、Pw)；

电压型逆变器(6)，该电压型逆变器(6)具有在所述三个输出端的各个输出端和所述第一直流电源线(LH)之间分别连接的第7至第9开关元件(Tup、Tvp、Twp)、及在所述三个输出端的各个输出端和所述第二直流电源线(LL)之间分别连接的第10至第12开关元件(Tun、Tvn、Twn)；以及

与所述第一电阻(R1)并联连接的第二开关(S1)。

3.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

三个输入端(Pr、Ps、Pt)；

第一直流电源线(LH)；

第二直流电源线(LL)，对该第二直流电源线(LL)施加比所述第一直流电源线要低的电位；

电流型转换器(4)，该电流型转换器(4)具有在所述三个输入端的各个输入端和所述第一直流电源线之间分别连接的第1至第3开关元件(Trp、Tsp、Ttp)、及在所述三个输入端的各个输入端和所述第二直流电源线之间分别连接的第4至第6开关元件(Trn、Tsn、Ttn)；

二极管(D1)，该二极管(D1)设置在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间，该二极管(D1)的阳极朝向所述第一直流电源线侧；

电容器(C1)，该电容器(C1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述二极管串联连接；

第一电阻(R1)，该第一电阻(R1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述电容器和所述二极管串联连接；

与感性负载(7)连接的三个输出端(Pu、Pv、Pw)；以及

电压型逆变器(6)，该电压型逆变器(6)具有在所述三个输出端的各个输出端和所述第一直流电源线(LH)之间连接的第7至第9开关元件(Tup、Tvp、Twp)、及在所述三个输出端的各个输出端和所述第二直流电源线(LL)之间连接的第10至第12开关元件(Tun、Tvn、Twn)，

所述第一电阻(R1)的电阻值小于等于如下的值：该值是将从所述电压型逆变器的额定电压减去施加到所述三个输入端(Pr、Ps、Pt)彼此之间的线间电压的最大值之后得到的值、除以从所述感性负载经由所述电压型逆变器流过的再生电流所得到的值。

4.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

三个输入端(Pr、Ps、Pt)；

第一直流电源线(LH)；

第二直流电源线(LL)，对该第二直流电源线(LL)施加比所述第一直流电源线要低的电位；

电流型转换器(4)，该电流型转换器(4)具有在所述三个输入端的各个输入端和所述第一直流电源线之间分别连接的第1至第3开关元件(Trp、Tsp、Ttp)、及在所述三个输入端的各个输入端和所述第二直流电源线之间分别连接的第4至第6开关元件(Trn、Tsn、Ttn)；

第一二极管(D1)，该第一二极管(D1)设置在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间，该第一二极管(D1)的阳极朝向所述第一直流电源线侧；

电容器(C1)，该电容器(C1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述第一二极管(D1)串联连接；

第一电阻(R1)，该第一电阻(R1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述电容器和所述第一二极管(D1)串联连接；

与感性负载(7)连接的三个输出端(Pu、Pv、Pw)；

电压型逆变器(6)，该电压型逆变器(6)具有在所述三个输出端的各个输出端和所述第一直流电源线(LH)之间分别连接的第7至第9开关元件(Tup、Tvp、Twp)、及在所述三个输出端的各个输出端和所述第二直流电源线(LL)之间分别连接的第10至第12开关元件(Tun、Tvn、Twn)；以及

与所述第一二极管(D1)和所述第一电阻(R1)并联连接的双向的第三开关(S5)，所述第一二极管(D1)与所述第一电阻(R1)串联连接。

5.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第一二极管(D1)和所述第一电阻(R1)相对于所述电容器(C1)设置在相同侧，

所述第三开关(S5)包括：

第二二极管(D2)，该第二二极管(D2)与所述第一电阻并联连接，以使得阳极朝向所述第二直流电源线(LL)侧，阴极朝向所述第一直流电源线(LH)侧；

第三二极管(D3)，该第三二极管(D3)的阳极与所述第二二极管(D2)的阴极连接；

第四二极管(D4)，该第四二极管(D4)的阳极与所述第一二极管(D1)的阴极连接；以及

晶体管(T3)，该晶体管(T3)的集电极与所述第三二极管(D3)的阴极和所述第四二极管(D4)的阴极连接，该晶体管(T3)的发射极与所述第一二极管(D1)和所述第二二极管(D2)的阳极连接。

6.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第三开关(S5)包括：

第一晶体管(T1)，该第一晶体管(T1)与所述第一二极管(D1)反并联连接；

第二二极管(D2)，该第二二极管(D2)与所述第一电阻并联连接，以使得阳极朝向所述第二直流电源线(LL)侧，阴极朝向所述第一直流电源线(LH)侧；以及

第二晶体管(T2)，该第二晶体管(T2)与所述第二二极管反并联连接。

7.如权利要求4所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第三开关(S5)在使所述电压型逆变器(6)的第7至第12开关元件(Tup、Tvp、Twp、Tun、Tvn、Twn)都不导通之前导通。

8.如权利要求4至7中的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，

所述电流型转换器(4)按照第一整流模式和120度通电模式中的任一模式进行整流，该第一整流模式和120度通电模式都是根据周期为360度且彼此相位错开120度的三个梯形波与载波之间的比较结果来决定的，

所述第一整流模式中，所述梯形波分别具有：一对平坦区间，该平坦区间在120度区间连续；和一对60度区间的倾斜区域，该倾斜区域连接所述一对平坦区间，

所述电流型转换器在所述第一整流模式中，根据在所述一对平坦区间之间转移的所述梯形波与所述载波之间的比较进行整流，

在采用所述第一整流模式的状态下，以所述第三开关(S5)导通为契机，采用所述120度通电模式，

在所述第三开关变成不导通的时刻之后，采用所述第一整流模式。

9.如权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第三开关(S5)在与所述三个输出端(Pu、Pv、Pw)连接的所述感性负载(7)的功率因数小于预定值时导通。

10.如权利要求9所述的功率转换装置，其特征在于，

所述感性负载(7)为旋转机械，在启动最初的预定期间，所述电流型转换器(4)按照所述120度通电模式进行整流。

11.如权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第三开关(S5)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间的直流电压小于第一阈值时导通。

12.如权利要求11所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第三开关(S5)直到所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间的直流电压超过第二阈值的值维持了预定期间才变成不导通，该第二阈值大于等于所述第一阈值，

以所述第三开关变成不导通为契机，采用所述第一整流模式。

13.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，

所述第三开关(S5)以所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间的直流电压超过第二阈值为契机变成不导通，该第二阈值大于等于所述第一阈值。

14.如权利要求13所述的功率转换装置，其特征在于，

以所述第三开关(S5)变成不导通为契机，采用所述第一整流模式。

15.如权利要求13所述的功率转换装置，其特征在于，

在所述第三开关(S5)变成不导通起经过预定期间之后，采用所述第一整流模式。

16.如权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，

所述120度通电模式为第二整流模式，

所述第二整流模式中，所述梯形波分别具有一对平坦区间，该平坦区间在180度区间连续，

所述电流型转换器(4)在所述第二整流模式中，根据在所述一对平坦区间之间转移的所述梯形波与所述载波之间的比较进行整流。

17.如权利要求8所述的功率转换装置，其特征在于，

所述120度通电模式为自然整流模式，该自然整流模式中，所述电流型转换器(4)具有的第1至第6开关元件(Trp、Tsp、Ttp、Trn、Tsn、Ttn)都导通。

18.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

三个输入端(Pr、Ps、Pt)；

第一直流电源线(LH)；

第二直流电源线(LL)，对该第二直流电源线(LL)施加比所述第一直流电源线要低的电位；

电流型转换器(4)，该电流型转换器(4)具有在所述三个输入端的各个输入端和所述第一直流电源线之间分别连接的第1至第3开关元件(Trp、Tsp、Ttp)、及在所述三个输入端的各个输入端和所述第二直流电源线之间分别连接的第4至第6开关元件(Trn、Tsn、Ttn)；

二极管(D1)，该二极管(D1)设置在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间，该二极管(D1)的阳极朝向所述第一直流电源线侧；

电容器(C1)，该电容器(C1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述二极管串联连接；以及

第一电阻(R1)，该第一电阻(R1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述电容器和所述二极管串联连接，

所述二极管(D1)和所述第一电阻(R1)相对于所述电容器(C1)设置在所述第二直流电源线(LL)侧，

所述功率转换装置还包括：

第二电容器(C2)，该第二电容器(C2)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线(LH、LL)之间，相对于所述二极管(D1)和所述第一电阻(R1)的串联连接，在与所述电容器相反的一侧串联连接；

第五二极管(D12)，该第五二极管(D12)的阳极连接在所述串联连接和所述第二电容器之间，该第五二极管(D12)的阴极与所述第一直流电源线连接；以及

第六二极管(D13)，该第六二极管(D13)的阳极与所述第二直流电源线连接，该第六二极管(D13)的阴极连接在所述串联连接和所述电容器之间。

19.一种功率转换装置，其特征在于，包括：

三个输入端(Pr、Ps、Pt)；

第一直流电源线(LH)；

第二直流电源线(LL)，对该第二直流电源线(LL)施加比所述第一直流电源线要低的电位；

电流型转换器(4)，该电流型转换器(4)具有在所述三个输入端的各个输入端和所述第一直流电源线之间分别连接的第1至第3开关元件(Trp、Tsp、Ttp)、及在所述三个输入端的各个输入端和所述第二直流电源线之间分别连接的第4至第6开关元件(Trn、Tsn、Ttn)；

二极管(D1)，该二极管(D1)设置在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间，该二极管(D1)的阳极朝向所述第一直流电源线侧；

第一电容器(C1)，该第一电容器(C1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述二极管串联连接；

第二电容器(C2)，该第二电容器(C2)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述第一电容器(C1)、所述二极管(D1)和第一电阻(R1)串联连接；

第一电阻(R1)，该第一电阻(R1)在所述第一直流电源线和所述第二直流电源线之间与所述第一电容器和所述二极管串联连接；

第二电阻，该第二电阻设置在将所述三个输入端中的至少一个和所述电流型转换器(4)进行连接的串联路径中，并且设置在所述第一电容器(C1)和第二电容器(C2)之间的点、与连接至所述三个输入端的交流电源的中性点之间；以及

第一开关，该第一开关对经由所述第二电阻的所述三个输入端中的所述至少一个和所述第一电容器之间的导通/不导通进行选择，

所述第一电阻(R1)具有比所述第二电阻要低的电阻值。