JP4766181B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特にコンバータの出力側にクランプ回路（スナバも含む）を有する電力変換装置に関する。

インバータの代表的な主回路構成として、いわゆる間接形交流電力変換回路が一般に用いられている。間接形交流電力変換回路では交流を整流し、平滑回路を介して直流に変換し、電圧形変換器により交流出力が得られる。

一方、交流電圧から直接に交流出力を得る方式として、マトリックスコンバータを代表とする直接形交流電力変換装置が知られている。直接形交流電力変換装置は商用周波数による電圧脈動を平滑する大型のコンデンサや、リアクトルが不要となることから、変換器の小型化が期待でき、次世代の電力変換器として近年注目されつつある。

例えば特許文献１及び２には直流リンクに平滑回路を介することなく交流から直接交流へ変換できることが開示されている。また特許文献３には直流リンクにクランプ回路を設け、直接形交流電力変換装置における回生電流の問題の解決を企図する技術が開示されている。

特許文献４においては、入力端とコンバータとの間に限流抵抗を設け、クランプ回路が有するコンデンサへと突入電流が生じる技術が開示されている。またコンデンサに電圧が充電された後は限流抵抗での消費電力を回避すべく、スイッチによって限流抵抗を短絡している。

特許文献５においては、単相コンデンサレスインバータにおいて、直流リンクにダイオードと抵抗とコンデンサからなる直列体を設けた技術が開示されている。当該抵抗はコンデンサへと突入電流を抑制する限流抵抗として機能している。

なお、本願に関連するものとして特許文献６，７，８を挙げる。特許文献６には供給される電流を大きく、かつ遅相にしてモータの回転位置推定の誤差を削減する技術が開示されている。特許文献７には間接形交流電力変換回路において電源の瞬停／再起動に対応する技術が開示されている。特許文献８にはコンバータの自然転流モードと等価なダイオードブリッジを用いた電力変換について記載されている。

特開２００７−３１２５８９号公報 国際公開第２００７／１２３１１８号 特許第４０４９１８９号 特開２００９−９５１４９号公報 特許第３７７２８９８号 特許第３８０６８７２号公報 特開平５−５６６８２号公報 特許第２５２４７７１号公報

Lixiang Wei, Thomas A Lipo,"A Novel Matrix Converter Topology With Simple Commutation", IEEE IAS 2001, vol.3, 2001, pp1749-1754. 伊藤里絵、高橋勲、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」、電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，２００１ 加藤康司、伊藤淳一、「昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会全国大会４−０９８（２００７）、第４分冊153〜154頁 加藤康司、伊藤淳一、「入力電流に着目した昇圧形ＡＣ／ＤＣ／ＡＣ直接形電力変換器の波形改善」、平成１９年電気学会産業応用部門大会１−３１，I-279〜282頁 竹下隆晴、外山浩司、松井信行、「電流形三相インバータ・コンバータの三角波比較方式ＰＷＭ制御」、電気学会論文誌Ｄ、vol.116、No.1、第１０６〜１０７頁、１９９６ Siyoung Kim, Seung-Ki Sul, Thomas A. Lipo, "AC/AC Power Conversion Based on Matrix Converter Topology with Unidirectional Switches", IEEE trans. on Industry applications, vol.36,No.1, 2000, pp139-145.

特許文献４の技術では、直接形交流電力変換装置の起動時にコンデンサへと突入電流が流れることを防止できるものの、消費電力の観点から直接形交流電力変換装置の通常運転では限流抵抗が短絡される。よって、例えば通常運転における電流形コンバータのスイッチングに際して回路の寄生インダクタンスによって直流リンクにコンデンサのクランプ電圧を超える電圧が印加されると、コンデンサに大きな電流が流れる。

また特許文献５の技術では、直流リンクにおいてコンデンサと直列に接続された抵抗と、かかる抵抗と並列接続されたスイッチとが設けられている。しかしながら、特許文献５に記載の技術ではコンバータとしてダイオード整流回路が採用されている。ダイオード整流回路は入力交流電圧を整流できるものの、整流した直流電圧（直流リンクの電圧）を変化させることはできない。よって、起動時には大きな直流電圧が直流リンクに印加される。この大きな直流電圧による起動時の突入電流を抑制すべく、この抵抗は比較的大きな抵抗値を有する。しかも、消費電力の観点から通常運転においてはスイッチがオンして抵抗が短絡される。

なお特許文献５に記載の技術では上述したようにダイオード整流回路が採用されているため、コンバータのスイッチングに際した寄生インダクタンスによる直流リンク電圧の増大についてはなんら示唆されていない。

そこで本発明は、起動後の通常運転においてコンバータのスイッチングに際して寄生インダクタンスに起因して直流リンク電圧が増大し、これによってコンデンサへと流れる電流を抑制する電力変換装置を提供することを目的とする。

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、第１の直流電源線(LH)と、前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、少なくとも一つの前記複数の入力端と前記コンデンサとを結ぶ直列経路に設けられる第２抵抗(R81,R82)と、前記第２抵抗を介した前記少なくとも一つの前記複数の入力端と前記コンデンサとの間の導通／非導通を選択する第１スイッチ(S81,S82)とを備え、前記第１抵抗(R1)は前記第２抵抗よりも低い抵抗値を有する。

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、第１の直流電源線(LH)と、前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、誘導性負荷(7)に接続される複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、前記複数の出力端の各々と前記第１の直流電源線(LH)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tup,Tvp,Twp)と、前記複数の出力端の各々と前記第２の直流電源線(LL)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tun,Tvn,Twn)とを有する電圧形インバータ(6)とを備え、前記第１抵抗(R1)の抵抗値は、前記電圧形インバータの定格電圧から前記複数の入力端(Pu,Pv,Pw)の相互間に印加される線間電圧の最大値を減算した値を、前記誘導性負荷から前記電圧形インバータを介して流れる回生電流を除した値以下である。

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、第１の直流電源線(LH)と、前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、誘導性負荷(7)に接続される複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、前記複数の出力端の各々と前記第１の直流電源線(LH)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tup,Tvp,Twp)と、前記複数の出力端の各々と前記第２の直流電源線(LL)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tun,Tvn,Twn)とを有する電圧形インバータ(6)と、前記第１抵抗(R1)と並列に接続された第２スイッチ(S1)とを備え、前記第２スイッチ(S1)は、前記電圧形インバータ(6)の全ての前記複数のスイッチ素子(Tup,Tvp,Twp,Tun,Tvn,Twn)を非導通とする前に導通する。

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、第１の直流電源線(LH)と、前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、誘導性負荷(7)に接続される複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、前記複数の出力端の各々と前記第１の直流電源線(LH)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tup,Tvp,Twp)と、前記複数の出力端の各々と前記第２の直流電源線(LL)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tun,Tvn,Twn)とを有する電圧形インバータ(6)と、前記ダイオード及び前記第１抵抗(R1)と並列に接続された双方向の第３スイッチ(S5)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)は、前記ダイオード(D1)と逆並列に接続された第１トランジスタ(T1)と、アノードを前記第２の直流電源線(LL)側に、カソードを前記第１の直流電源線(LH)側にそれぞれ向けて、前記第１抵抗と並列に接続された第２のダイオード(D2)と、前記第２のダイオードと逆並列に接続された第２トランジスタ(T2)とを備える。

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、第４の態様にかかる電力変換装置であって、前記ダイオード(D1)及び前記第１抵抗(R1)は前記コンデンサ(C1)に対して同じ側に設けられ、前記第３スイッチ(S5)は、アノードを前記第２の直流電源線(LL)側に、カソードを前記第１の直流電源線(LH)側にそれぞれ向けて、前記第１抵抗と並列に接続された第２のダイオード(D2)と、アノードが前記第２のダイオード(D2)のカソードに接続された第３のダイオード(D3)と、アノードが前記ダイオード(D1)のカソードに接続された第４のダイオード(D4)と、コレクタが前記第３のダイオードのカソードと前記第４のダイオードのカソードと、エミッタが前記ダイオード及び前記第２のダイオードのアノードとそれぞれ接続されたトランジスタとを備え、前記第１抵抗(R1)が前記ダイオード(D1)に対して前記第１直流電源線(LH)側に設けられる。

本発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、第４乃至第６の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S1,S5)は、前記電圧形インバータ(6)の全ての前記複数のスイッチ素子(Tup,Tvp,Twp,Tun,Tvn,Twn)を非導通とする前に導通する。

本発明にかかる電力変換装置の第８の態様は、第４乃至第７の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記複数の入力端は３つの入力端であり、前記複数の出力端は３つの出力端であって、前記電流形コンバータ(4)は、いずれもが３６０度周期であって互いに位相が１２０度ずれる３つの台形波とキャリアとの比較結果によって決定される、第１の転流モードと１２０度通電モードのいずれかに従って転流し、前記第１の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１２０度区間で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度区間の傾斜領域の一対を有し、前記電流形コンバータは、前記第１の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流し、前記第１の転流モードが採用されている状態で前記第３スイッチ(S5)が導通することを契機として、前記１２０度通電モードが採用され、前記第３スイッチが非導通となる時点以降で前記第１の転流モードが採用される。

本発明にかかる電力変換装置の第９の態様は、第８の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)は、前記複数の出力端(Pu,Pv,Pw)に接続される前記誘導性負荷(7)の力率が所定値を下回るときに導通する。

本発明にかかる電力変換装置の第１０の態様は、第９の態様にかかる電力変換装置であって、前記誘導性負荷(7)は回転機であり、起動当初の所定期間は前記１２０度通電モードに従って前記電流形コンバータ(4)が転流する。

本発明にかかる電力変換装置の第１１の態様は、第８の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)は、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)間の直流電圧が第１の閾値を下回るときに導通する。

本発明にかかる電力変換装置の第１２の態様は、第１１の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)は、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超える値を所定期間維持したことを以て非導通となり、前記第３スイッチが非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される。

本発明にかかる電力変換装置の第１３の態様は、第１２の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)は、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超えたことを契機として非導通となる。

本発明にかかる電力変換装置の第１４の態様は、第１３の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)が非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される。

本発明にかかる電力変換装置の第１５の態様は、第１３の態様にかかる電力変換装置であって、前記第３スイッチ(S5)が非導通となってから所定期間が経過した後に前記第１の転流モードが採用される。

本発明にかかる電力変換装置の第１６の態様は、第１乃至第１５の何れか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記ダイオード(D1)及び前記第１抵抗(R1)は前記コンデンサ(C1)に対して前記第２の直流電源線(LL)側に設けられ、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)の間で前記ダイオード(D1)及び前記第１抵抗(R1)の直列接続に対して前記コンデンサと反対側で直列に接続された第２のコンデンサ(C2)と、アノードが前記直列接続と前記第２のコンデンサとの間に、カソードが前記第１の直流電源線にそれぞれ接続された第５のダイオード(D12)と、アノードが前記第２の直流電源線に、カソードが前記直列接続と前記コンデンサとの間にそれぞれ接続された第６のダイオード(D13)とを更に備える。

本発明にかかる電力変換装置の第１７の態様は、第８乃至第１６のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記１２０度通電モードは第２の転流モードであり、前記第２の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１８０度区間で連続する平坦区間の一対を有し、前記電流形コンバータ(4)は、前記第２の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流する。

本発明にかかる電力変換装置の第１８の態様は、第８乃至第１６のいずれか一つの態様にかかる電力変換装置であって、前記１２０度通電モードは、前記電流形コンバータ(4)が有する全ての前記複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp,Trn,Tsn,Ttn)が導通する自然転流モードである。

本発明にかかる電力変換装置の第１の態様によれば、電流形コンバータのスイッチングに際して、回路の寄生容量（例えばインダクタンス）に起因して第１及び第２の直流電源線の間に過大な電圧が印加されたとしても、第１抵抗がコンデンサへと流れる電流を制限することができる。

しかも、複数の入力端に印加される線間電圧が異常により増大し、コンデンサの両端電圧を超えて、コンデンサへと電流が流れたとしても、第１抵抗によってコンデンサに流れる電流の増大を抑制することができる。

さらに、複数の入力端から電源が投入される際に、第１スイッチを非導通とし、スイッチング素子群を適宜に導通させることで、第２抵抗を経由してコンデンサを充電することができる。このとき、電流は第２抵抗を経由するのでコンデンサへの突入電流を避けてコンデンサを充電できる。コンデンサに所望の電圧が充電されたときには第１スイッチを導通させて第２抵抗を短絡させることができるので、コンデンサの充電後には第２抵抗での消費電力を回避できる。また、第１抵抗の抵抗値を第２抵抗の抵抗値より小さくしているので、回路規模や製造コストを低減できる。

なお電源投入後の通常運転において、第１抵抗は回路の寄生容量或いは線間電圧の増大に起因してコンデンサに流れる電流を低減する。このときコンデンサには既に電圧が充電されているので、コンデンサに充電されていない電源投入時に比べて、第１抵抗の抵抗値を第２抵抗の抵抗値よりも低減できる。換言すれば、第１抵抗の抵抗値を第２抵抗の抵抗値よりも小さく設定しても、コンデンサへと流れる電流の増大を抑制する程度を低減させない。

本発明にかかる電力変換装置の第２の態様によれば、回生電流が第１抵抗を流れることで、第１及び第２の直流電源線の間の電圧が増大しても、電圧形インバータへと印加される電圧を抑制できる。

本発明にかかる電力変換装置の第３の態様によれば、誘導性負荷から電圧形インバータを介して回生電流がコンデンサへと流れるときに、第２スイッチを導通することで、第１及び第２の直流電源線の間の電圧の、第１抵抗による増大を回避できる。

本発明にかかる電力変換装置の第４の態様によれば、誘導性負荷から電圧形インバータを介して回生電流がコンデンサへと流れるときに、第３スイッチを導通することで、第１及び第２の直流電源線の間の電圧の、第１抵抗による増大を回避できる。また、出力端に接続される負荷の力率の低下、入力端に接続される電源の瞬時電圧低下などに対応するために第３スイッチを導通させてクランプ回路の本来的な機能を停止させることができる。

本発明にかかる電力変換装置の第５の態様によれば、クランプ回路としてのダイオードを、双方向スイッチの構成要素として機能させていている。よって、ダイオードの個数を低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第６の態様によれば、第４の態様にかかる電力変換装置の第３スイッチに比べてトランジスタの数を低減できる。

本発明にかかる電力変換装置の第７の態様によれば、より確実に回生電流が第１抵抗を回避する。

本発明にかかる電力変換装置の第８の態様によれば、出力端に接続される負荷の力率の低下、入力端に接続される電源の瞬時電圧低下などに対応するために第３スイッチを導通させてクランプ回路の本来的な機能を停止させる場合であっても、第３スイッチを導通させずにクランプ回路の本来的な機能を発揮させる場合であっても、コンバータの転流モードを適切に変更し、回生電流の吸収と直接形交流電力変換とを両立できる。

本発明にかかる電力変換装置の第９の態様によれば、力率低下によって増大する回生電流に起因した第１の転流モードの機能不全を回避する。

本発明にかかる電力変換装置の第１０，第１２乃至第１５の態様によれば、起動当初において回転機の位置検出を行うべく遅相となる電流に起因した力率の低下に対処する。

本発明にかかる電力変換装置の第１１の態様によれば、直流電圧の低下に起因した第１の転流モードの機能不全を回避する。

本発明にかかる電力変換装置の第１６の態様によれば、第３スイッチが非導通しているときは、第１及び第２のコンデンサが直列接続された経路で充電され、第１及び第２のコンデンサが並列接続された経路で放電されるので、第１及び第２のコンデンサに要求される耐圧が小さくて足りる。また第３スイッチが導通しているときは、第１及び第２のコンデンサが直列接続された経路で充放電され、クランプ回路としての機能が停止される。

本発明にかかる電力変換装置の第１７の態様によれば、コンバータは、第１及び第２の転流モードのいずれにおいても台形波と前記キャリアとの比較によって転流するので、これらの転流モードに応じて個別に設計を行う必要がない。

本発明にかかる電力変換装置の第１８の態様によれば、１２０度通電モードにおいて台形波とキャリアの比較を行う必要はない。

直接形交流電力変換装置の概念的な構成を例示する図である。 第１の転流モードに採用される台形波を例示するグラフである。 第１の転流モードにおける線間電圧指令を示すグラフである。 第１及び第２の直流電源線の間の電圧を示すグラフである。 瞬時電圧降下が生じた際の作用を説明するためのグラフである。 図５の拡大図である。 瞬時電圧降下が生じた際の直接形交流電力変換装置の等価回路である。 抵抗Ｒ１の抵抗値とコンデンサＣ１へと流れる電流ｉｃ１との関係を示すグラフである。 第１の転流モードにおける振幅変調補正を行うための補正値を示す図である。 第１の転流モードにおけるコンバータとインバータの動作を説明するグラフである。 インバータを停止した際の作用を説明するためのグラフである。 抵抗Ｒ１の抵抗値と直流リンク電圧Ｖｄｃとの関係を示すグラフである。 直接形交流電力変換装置の概念的な他の一例を示す図である。 第２の実施の形態に係る直接形交流電力変換装置の概念的な構成を例示する図である。 第２の実施の形態に係る直接形交流電力変換装置の概念的な構成を例示する図である。 第３の実施の形態に係る直接形交流電力変換装置を例示する概念的な構成図である。 第３の実施の形態に係るクランプ回路を例示する概念的な構成図である。 クランプ回路が支持するクランプ電圧と負荷力率との関係を示すグラフである。 第４の実施の形態に係るクランプ回路を例示する概念的な構成図である。 第４の実施の形態に係るクランプ回路を例示する概念的な構成図である。 第２の転流モードに採用される台形波を例示するグラフである。 第２の転流モードにおける線間電圧指令を示すグラフである。 第２の転流モードにおける振幅変調補正を行うための補正値を示す図である。 第２の転流モードにおけるコンバータとインバータの動作を説明するグラフである。 第２の転流モードにおけるコンバータとインバータの動作を説明するグラフである。 コンバータ及びインバータの転流を行うための制御部の概念的な一例を示すブロック図である。 仮想的なインバータの構成を示す回路図である。 特許文献５の図６（ｄ）（ｅ）を示す図である。 第４の実施の形態に係るクランプ回路を例示する概念的な構成図である。 第４の実施の形態に係るクランプ回路を例示する概念的な構成図である。 瞬時停電のときもクランプ回路が機能している場合の動作を示すグラフである。 コンバータの転流モードを切り換えた動作を示すグラフである。 コンバータの転流モードを切り換えた動作を示すグラフである。 コンバータの転流モードを切り換えた動作を示すグラフである。

第１の実施の形態．
＜構成＞
図１に示すように、直接形交流電力変換装置は、電流形コンバータ４、クランプ回路５、電圧形インバータ６を備えている。電流形コンバータ４、クランプ回路５及び電圧形インバータ６はこの順で互いに接続されている。

直接形交流電力変換装置には、３つの入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ、リアクトル群２、及びコンデンサ群３を経由して電源１から三相交流の相電圧が入力される。直接形交流電力変換装置は３つの出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを介して誘導性負荷７へと交流電圧を出力する。直接形交流電力変換装置は直流リンクとなる直流電源線ＬＨ，ＬＬをも備えている。コンバータ４の機能により、直流電源線ＬＨは直流電源線ＬＬよりも高電位となる。

コンバータ４は例えば６つのスイッチング素子Ｔｒｐ，Ｔｓｐ，Ｔｔｐ，Ｔｒｎ，Ｔｓｎ，Ｔｔｎを含む。これらは説明の都合上、第１スイッチング素子群と称することもある。各スイッチング素子Ｔｒｐ，Ｔｓｐ，Ｔｔｐは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々と直流電源線ＬＨとの間に設けられる。スイッチング素子Ｔｒｎ，Ｔｓｎ，Ｔｔｎはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔと直流電源線ＬＬとの間に設けられる。コンバータ４はいわゆる電流形コンバータを構成し、６つのダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎを含む。これらは説明の都合上、第１ダイオード群と称することもある。

ダイオードＤｒｐ，Ｄｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｒｐは、入力端Ｐｒと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｔｒｐと直列に接続される。同様にして、ダイオードＤｓｐ，Ｄｔｐ，Ｄｒｎ，Ｄｓｎ，Ｄｔｎは、それぞれスイッチング素子Ｔｓｐ，Ｔｔｐ，Ｔｒｎ，Ｔｓｎ，Ｔｔｎと直列に接続される。

インバータ６は６つのスイッチング素子Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎを含む。これらは説明の都合上、第２スイッチング素子群と称することもある。各スイッチング素子Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐは出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流電源線ＬＨとの間に設けられる。各スイッチング素子Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎは出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗの各々と直流電源線ＬＬとの間に設けられる。インバータ６はいわゆる電圧形インバータを構成し、６つのダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎを含む。これらは説明の都合上、第２ダイオード群と称することもある。

ダイオードＤｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎはいずれもそのカソードを直流電源線ＬＨ側に、そのアノードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。ダイオードＤｕｐは、出力端Ｐｕと直流電源線ＬＨとの間で、スイッチング素子Ｔｕｐと並列に接続される。同様にして、ダイオードＤｖｐ，Ｄｗｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎは、それぞれスイッチング素子Ｔｖｐ，Ｔｗｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎと並列に接続される。

例えば第１スイッチング素子群及び第２スイッチング素子群のそれぞれのスイッチング素子にはＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ、以下、単にＩＧＢＴと呼ぶ）が採用される。

クランプ回路５では、クランプダイオードＤ１とコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１とが直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続される。クランプダイオードＤ１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側に、そのカソードを直流電源線ＬＬ側に向けて配置される。なお、コンデンサＣ１とクランプダイオードＤ１との直列接続は、いわゆるＣＤスナバとしての構成を実現する。本願ではかかるＣＤスナバもクランプ回路に含めて把握する（当該明細書の［技術分野］参照）。

コンバータ４の入力側には、リアクトル群２とコンデンサ群３とが設けられている。リアクトル群２はリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔと抵抗Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔとを含んでいる。各リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔは入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの各々とコンバータ４との間に設けられている。抵抗Ｒｒ，Ｒｓ，ＲｔはリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔとそれぞれ並列に接続されている。コンデンサ群３はリアクトル群２とコンバータ４との間に設けられ、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔを含んでいる。図１の例示ではコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの一端がそれぞれリアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔの一端と接続され、他端が互いに接続されている。リアクトルＬｒ，Ｌｓ，ＬｔとコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔとは二次のフィルタを構成し、電流のキャリヤ成分を抑制する。抵抗Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔはダンピング抵抗として機能し、入力される電圧の急峻な変動によって生じる当該共振回路の出力電圧の振動の幅を制限する。

負荷７は例えば回転機であり、誘導性負荷であることを示す等価回路で図示されている。具体的には、リアクトルＬｕと抵抗Ｒｕとが相互に直列され、この直列体の一端が出力端Ｐｕに接続される。リアクトルＬｖ，Ｌｗと抵抗Ｒｕ，Ｒｗについても同様である。またこれらの直列体の他端が相互に接続される。

なお本願にかかる最上位概念では必ずしもクランプ回路５の後段はインバータ６と負荷７に限らない。よって、以下では、まず、通常運転におけるコンバータ４の制御について説明する。次に、インバータ６の制御についての説明を後回しにして本願にかかる効果について述べる。インバータ６及び負荷７についてはその後に述べる。

＜コンバータ４の転流＞
コンバータ４は以下で詳述する第１の転流モードに従って転流する。

第１の転流モードにおいては、３６０度の周期を有し、互いにその位相が１２０度ずれる三つの台形波と、キャリアとの比較結果によって転流を決定する。これらの台形波の各々は、１２０度区間で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度区間の傾斜領域の一対を有する。コンバータ４は、平坦区間の一対の間で遷移する傾斜領域と、キャリアとの比較によって転流する。

第１の転流モードは既に特許文献１，２において示された転流技術である。台形波の内での６０度区間の傾斜領域と、キャリアとの比較結果に基づいて、コンバータ４が転流する。図２は当該台形波を例示するグラフである。横軸には位相角３６０度分を示した。当該グラフにおいて略三角形の領域に記された相電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ１，Ｖ５は、それぞれが記された領域において当該相電圧ベクトルが対応するスイッチングのパターンが占める割合を示す。つまり位相角０度では相電圧ベクトルＶ４に相当するスイッチングのみが実行され、位相角３０度では相電圧ベクトルＶ４に相当するスイッチングと、相電圧ベクトルＶ６に相当するスイッチングとが１：１の割合で実行され、位相角６０度では相電圧ベクトルＶ６に相当するスイッチングのみが実行される。

なお、相電圧ベクトルに付記された数字を二進数に変換して得られる三桁の数字の各桁は、仮想的な電圧形コンバータにおけるスイッチング素子群の相毎の導通／非導通を示す。例えば相電圧ベクトルＶ４の「４」を二進数に変換すると、「１００」となる。二進数の数字の１は直流電源線ＬＨと接続されたスイッチング素子が導通することを、二進数の０は直流電源線ＬＬと接続されたスイッチング素子が導通することを示す。また二進数の３桁目はｒ相を、その２桁目はｓ相を、その１桁目はｔ相をそれぞれ示す。即ち相電圧ベクトルＶ４においては、仮想的な電圧形コンバータが電源のｒ相電圧を直流電源線ＬＨへと与え、ｓ相電圧及びｔ相電圧を直流電源線ＬＬへと与える。

既に特許文献１，２において示されたとおり、キャリアと比較されるべき電流形コンバータの指令値は、電流と電圧との双対性から、仮想的な電圧形コンバータの相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリアとの比較に基づいて行うことができる。上述のように、キャリアと比較されるのは台形波のうち６０度区間の傾斜領域である。よって、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*のうち、最大値を採るものでもなければ最小値を採るものでもない、いわゆる中間相に相当するものを、キャリアとの比較対象として抽出すればよい。

より具体的にはこれらの相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*から得られる線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*と、電流形コンバータの線電流指令（例えば非特許文献１参照）とが互いに等価であるので、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*から非特許文献５に基づく論理演算を適用して、電流形コンバータの指令値を求めることができる。図３は線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*を示すグラフである。

既に非特許文献１や特許文献１，２において示されたとおり、第１の転流モードでコンバータを転流させることにより、線電流はほぼ正弦波形となるものの直流リンク電圧の平均値が脈動する（図４の平均値Ｖｄｃ１も参照）。具体的には当該平均値は、６０度区間毎にその中央で極大値を採り、当該区間の両端においてその極大値の√３／２の値を最小値として採る（非特許文献１や特許文献１，２においては脈動する電圧の振幅は相電圧の３／２であるので、三相電圧の線間電圧が印加される直流リンク電圧を基準とすると最小値は極大値の√３／２となる）。

図４は直流リンク電圧Ｖｄｃの包絡線Ｅ１，Ｅ２（それぞれ、線間電圧のうち最も大きい電圧と、次に大きい電圧に相当する）と、直流リンク電圧Ｖｄｃからパルス幅変調による変動を除いた平均値Ｖｄｃ１と、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１とを示すグラフである。直流リンク電圧Ｖｄｃは包絡線Ｅ１，Ｅ２の間をコンバータ４のスイッチングによって遷移するため、省略している。かかるコンバータ４の動作を言い換えると、コンバータ４は、自身に入力される３つの線間電圧のうち、最も大きい最大線間電圧Ｅ１と次に大きい中間線間電圧Ｅ２とを、繰り返し交互に直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。

図中の平均値Ｖｄｃ１は（√３／２）Ｅｍ／Ｖｍで表される（詳細な導出については非特許文献１や特許文献１，２参照）。ここでＥｍは最大相電圧と最小相電圧の差の最大値（即ち最大線間電圧Ｅ１の最大値）であり、Ｖｍは最大相電圧の絶対値である。平均値Ｖｄｃ１はコンバータのキャリアの一周期内で直流リンク電圧Ｖｄｃを平均した値となる。

直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ１の脈動を補正して三相平衡を実現するためにはインバータ６側において振幅変調補正を行うことが望ましい。この点については本願にかかる上位概念の本質ではないため後述する。

コンバータ４の第１の転流モードに従う動作によって、コンデンサＣ１には最大線間電圧Ｅ１の最大値が充電される（図４中の両端電圧Ｖｃ１）。クランプダイオードＤ１はコンデンサＣ１から直流電源線ＬＨへと流れる電流を阻害するので、直流リンク電圧ＶｄｃがコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１を超えない限り、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は、最大線間電圧Ｅ１の最大値に維持される。以下、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１をクランプ電圧Ｖｃ１とも称する。

以上のようなコンバータ４の制御において、電源１に瞬時電圧降下が生じる場合がある。例えば負荷７とは異なる他の負荷が本直接形交流電力変換装置と並列して電源１に接続された場合、この他の負荷へと瞬時に大電流が流れると電源１に瞬時電圧降下が生じ得る。このような電源１の瞬時電圧降下は特に電源インピーダンスが高い電源１を採用した場合に生じやすい。そしてかかる瞬時電圧降下に伴って、リアクトル群２とコンデンサ群３とからなる共振回路がコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの両端電圧を増大、より具体的には振動させる場合がある。なおコンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの両端電圧はコンバータ４に入力される相電圧とも把握できる。

図５は電源１に瞬時電圧降下が生じた場合の、相電圧ＶｒとコンデンサＣｒの両端電圧Ｖｃｒと直流リンク電圧Ｖｄｃとクランプ電圧Ｖｃ１とコンデンサＣ１へと流れる電流ｉｃ１とを示すグラフである。但し、抵抗Ｒ１が設けられていない場合（換言すれば抵抗Ｒ１の抵抗値がほぼ零である場合）の結果が示されている。なお、実際には相電圧Ｖｓ，Ｖｔにも瞬時電圧降下が生じ得るものの、図示を簡略化するために相電圧Ｖｒのみが示されている。

相電圧Ｖｒに瞬時電圧降下が生じると、瞬時電圧降下に起因した振動が両端電圧Ｖｃｒに生じる。なお、瞬時電圧降下に起因した振動以外にも両端電圧Ｖｃｒには鋸歯状の振動が生じているが、この振動はコンバータ４のスイッチングに起因して生じる振動であり瞬時電圧降下に起因しない。例えば相電圧Ｖｒが中間相に相当する場合には、相電圧Ｖｒ（より具体的には両端電圧Ｖｃｒ）が直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれにも印加されない期間といずれかに印加される期間とが交互に現れ、このスイッチングによって両端電圧Ｖｃｒには鋸歯状の振動が生じる。一方、相電圧Ｖｒ（より具体的には両端電圧Ｖｃｒ）が直流電源線ＬＨ，ＬＬのいずれかに常に印加される期間（例えば相電圧Ｖｒが最大相且つ相電圧Ｖｓ，Ｖｔが負となる期間、換言すると相電圧Ｖｒの波高値付近）ではコンデンサＣｒにはあまり振動が生じない。

相電圧Ｖｒに瞬時電圧降下が生じた場合は、コンバータ４のスイッチングに起因した振動に加えて、瞬時電圧降下に起因した減衰振動が両端電圧Ｖｃｒに生じる。かかる減衰振動は意図しないものであって両端電圧Ｖｃｒの増大を招く。

図６は図５における時刻２０．００ｍｓから時刻２５．００ｍｓまでのグラフを拡大して示している。図５，６の例示では、相電圧Ｖｒが瞬時電圧降下から回復して両端電圧Ｖｃｒが増大している時刻ｔ１においてコンバータ４は中間線間電圧Ｅ２から切り換えて最大線間電圧Ｅ１を直流リンク電圧Ｖｄｃとして直流電源線ＬＨ，ＬＬに出力している。このとき、両端電圧Ｖｃｒの増大に伴って直流リンク電圧Ｖｄｃがクランプ電圧Ｖｃ１を超え、これによってコンデンサＣ１へと電流ｉｃ１が流れている。図５，６の例示では電流ｉｃ１は１００Ａを超えている。

なお図５，６の例示では、最大線間電圧Ｅ１が直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力されているときに、直流リンク電圧Ｖｄｃがクランプ電圧Ｖｃ１を超えている。但し、中間線間電圧Ｅ２が直流リンク電圧Ｖｄｃとして直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加されているときであっても、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの両端電圧の増大によっては直流リンク電圧Ｖｄｃがクランプ電圧Ｖｃ１を超え得る。しかしながら、実際にはこのような現象はほとんど生じない。なぜなら、抵抗Ｒｒ，Ｒｓ，Ｒｔは共振回路に対するダンピング抵抗として機能し、瞬時電圧降下に起因する両端電圧Ｃｒ，Ｃｓ，Ｃｔの振動の振幅を抑制するからである。かかるダンピング抵抗によって、例えばコンバータ４に入力される線間電圧の増分は、最大線間電圧Ｅ１の最大値の１０分の１程度以下に抑えられる。中間線間電圧Ｅ２の最大値は最大線間電圧Ｅ１の最大値の√３／２倍であるので、中間線間電圧Ｅ２が最も大きい時点で共振回路による電圧の増大が生じたとしても、中間線間電圧Ｅ２はクランプ電圧Ｖｃ１（最大線間電圧Ｅ１の最大値）を超えない。

図７は瞬時電圧降下に起因してコンデンサＣ１へと電流ｉｃ１が流れる場合の、直接形電力変換装置の等価回路を示している。最大線間電圧Ｅ１はクランプ電圧Ｖｃ１を超えるノイズ源として把握され、中間線間電圧Ｅ２はクランプ電圧Ｖｃ１を超えない直流電源として把握される。

上述したようにコンバータ４は最大線間電圧Ｅ１と中間線間電圧Ｅ２とを交互に直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に出力する。よってこの等価回路においては、最大線間電圧Ｅ１を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加させるトランジスタ及びこれと直列に接続されるダイオードが、当該ノイズ源と直列に接続されて示され、中間線間電圧Ｅ２を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間に印加させるトランジスタ及びこれと直列に接続されるダイオードが、当該直流電源と直列に接続されて示される。また直流電源線ＬＨ，ＬＬの間にはクランプ回路５が設けられているが、クランプ回路５には抵抗Ｒ１は設けられていないものが例示される。また、この等価回路においてはクランプ回路５の後段で直流電源線ＬＨ，ＬＬの間にインバータ６及び誘導性負荷７からなる電流源が設けられている。

かかる等価回路において、中間線間電圧Ｅ２はクランプ電圧Ｖｃ１を超えないので、中間線間電圧Ｅ２が選択されている期間においてクランプ回路５には電流が流れずに、直流電源からインバータ６及び誘導性負荷７へと電流が流れる。また最大線間電圧Ｅ１はクランプ電圧Ｖｃ１を超えるので最大線間電圧Ｅ１が選択されている期間においてノイズ源からクランプ回路５へと電流が流れる。

以上のように、瞬時電圧降下に起因して、最大線間電圧Ｅ１が選択されている期間においてコンデンサＣ１へと大きな電流ｉｃ１が流れ得る。このような電流ｉｃ１は望ましくなく、かかる電流ｉｃ１の低下が望まれる。そこで、本願では抵抗Ｒ１を直流電源線ＬＨ，ＬＬの間でコンデンサＣ１と直列に設けている（図１を参照）。かかる抵抗Ｒ１によって、電源の瞬時電圧降下に起因してコンデンサＣ１へと流れる電流ｉｃ１を低減できる。

ここで抵抗Ｒ１の抵抗値について考察する。例えば特許文献４に既に示されているとおり、相互に直列に接続されたリアクトルとコンデンサと抵抗と直流電源からなる回路において、コンデンサが全く充電されていない状態で初期的に流れる電流は理論的には電源電圧と抵抗の抵抗値のみに依存する。より具体的には電源電圧を抵抗値で除算した値が突入電流として把握される。

本直接形交流電力変換装置においては、既に充電されたコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１と、両端電圧Ｖｃ１を超えた直流リンク電圧Ｖｄｃの差分△Ｅ（図６参照）が、上記回路における電源電圧に相当する。差分ΔＥは電源電圧の１０分の１程度であるので、瞬時電圧低下に起因する電流ｉｃ１は、例えば直接形交流電力変換装置の起動時におけるコンデンサＣ１への突入電流に比して、小さい。よって、電流ｉｃ１を抑制する抵抗Ｒ１の抵抗値は突入電流を抑制するための抵抗の抵抗値に比して小さくてよい。この点については第２の実施の形態で詳述する。

図８は、本直接形交流電力変換装置において抵抗Ｒ１の抵抗値と電流ｉｃ１の最大値との関係を示すグラフである。図８から理解できるように、電流ｉｃ１の最大値は抵抗Ｒ１の抵抗値の増大ととともに低下して所定の値に漸近する。ここでは、電源１の線間電圧の実効値を４５６Ｖ、リアクトルＬｒ，Ｌｓ，Ｌｔのインダクタンスを１ｍＨ、コンデンサＣｒ，Ｃｓ，Ｃｔの電気容量を１０μＦ、コンデンサＣ１の電気容量を３９０μＦ、負荷７の抵抗成分を１０．８Ω、インダクタンス成分を１３．６ｍＨとして、計算している。なお、通常運転では抵抗Ｒ８１，Ｒ８２は短絡されているため無視されている。

図８より、抵抗Ｒ１の抵抗値が４Ωよりも小さい範囲では電流ｉｃは比較的急峻に低下し、抵抗Ｒ１の抵抗値が４Ωよりも大きい範囲では比較的緩やかに低減する。よって抵抗Ｒ１の抵抗値を４Ω以上とすることで、電流ｉｃ１を効率よく低減できる。

なお、通常運転においては、コンデンサＣ１が充電されてクランプ電圧Ｖｃ１は最大線間電圧Ｅ１の最大値と一致する。よって、コンバータ４に意図しない大きい電圧が入力されない限り、コンバータ４側からコンデンサＣ１へと電流は流れない。ひいてはコンデンサＣ１と直列に接続された抵抗Ｒ１にも電流は流れない。従って、本願のように、抵抗Ｒ１を設けたとしてもコンバータ４の通常運転に際して、コンバータ４から抵抗Ｒ１へと電流が流れて抵抗Ｒ１にて電力を消費することは回避される。

＜インバータ６の転流＞
既に図４に示したとおり、第１の転流モードでコンバータ４を転流させることにより、直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ１が脈動する。具体的には平均値Ｖｄｃ１は、６０度区間毎にその中央で極値を採り、当該区間の両端においてその極値の√３／２の値を最小値として採る。この脈動を補正して三相平衡を実現するためには、インバータ６側の線間電圧指令に対して振幅変調補正を行うことが望ましい。図９はかかる振幅変調補正を行うための補正値を例示するグラフである。かかる補正は例えば非特許文献１に例示されている。

今、コンバータ４のスイッチング素子Ｔｔｎが導通しつつ、スイッチング素子Ｔｔｐ，Ｔｒｎ，Ｔｓｎが非導通であって、スイッチング素子Ｔｒｐ，Ｔｓｐが相補的に導通する状況を考える。スイッチング素子Ｔｒｐが導通する期間と、スイッチング素子Ｔｓｐが導通する期間との比は、それぞれ図３の線間電圧指令Ｖｒｓ*の値と線間電圧指令Ｖｓｔ*の値との比に等しい。よってスイッチング素子Ｔｒｐが導通する期間と、スイッチング素子Ｔｓｐが導通する期間との比をｄｒｔ：ｄｓｔとして説明を続ける。

図１０は第１の転流モードにおけるコンバータ４とインバータ６の動作を説明するグラフである。コンバータ４の転流に用いられるキャリアＣとして、その値が０〜ｄｒｔ＋ｄｓｔまで変動し、周期ｔｓの三角波（鋸歯波でもよい）と仮定する。キャリアＣが０〜ｄｒｔの値を採るときにスイッチング素子Ｔｒｐが導通し、ｄｒｔ〜ｄｒｔ＋ｄｓｔの値を採るときにスイッチング素子Ｔｓｐが導通する制御を行うことにより、スイッチング素子Ｔｒｐが導通する期間と、スイッチング素子Ｔｓｐが導通する期間との比をｄｒｔ：ｄｓｔにできる。

入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓに流れ込む電流及び入力端Ｐｔから流れ出す電流を示している。また直流リンク電流Ｉｄｃは直流リンク部を流れる電流であり、ここではクランプ回路５に流れる電流を無視して考えて、直流電源線ＬＨ，ＬＬを流れる電流である。

インバータ６側の転流に用いられるキャリアＣも、コンバータ４の転流に用いられるキャリアＣと共有する。インバータ６の転流が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用して繰り返される場合が図１０に例示されている。但し、インバータ６での電圧ベクトルとコンバータ４の転流で採用される仮想的な相電圧ベクトルとは直接の関係はない。インバータ６の転流で採用される電圧ベクトルに付記された数字を二進数に変換して得られる三桁の数字の各桁は、第２のスイッチング素子群の相毎の導通／非導通を示す。例えば電圧ベクトルＶ４はインバータ６が直流電源線ＬＨを出力端Ｐｕに接続し、直流電源線ＬＬを出力端Ｐｖ，Ｐｗへと接続するパターンを示している。

この場合、電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採る期間の比をそれぞれｄ０，ｄ４，ｄ６（但しｄ６＝１−ｄ０−ｄ４）で示せば、既に特許文献１，２において示されたとおり、キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０を採る期間で電圧ベクトルＶ０を採り、キャリアＣが値ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０〜ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る期間及び値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）〜ｄｒｔ（１−ｄ０）を採る期間で電圧ベクトルＶ４を採り、キャリアＣが値０〜ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）を採る期間及び値ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）〜ｄｒｔ＋ｄｓｔを採る期間で電圧ベクトルＶ６を採ればよい。

換言すればキャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ，ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る時点を契機として、第２のスイッチング素子群の導通パターンを切り替えればよい。

なお、スイッチング素子Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎは、図１０のスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎの活性／非活性（グラフ上では高電位／低電位として示される）によって、それぞれ導通／非導通するとした。

ここではインバータ６の転流が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用して繰り返される場合を例示しているため、スイッチング素子Ｔｗｐは常に非導通、スイッチング素子Ｔｗｎは常に導通となるので、スイッチング信号Ｓｗｐ，Ｓｗｎはそれぞれ非活性、活性として示されている。

また、電圧ベクトルＶ０が採用されている期間はスイッチング素子Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐの全てが非導通となるので、直流リンク電流Ｉｄｃは当該期間で零となる。これに伴い、コンバータ４がキャリアＣが値ｄｒｔを採る時点で転流するにも拘わらず、入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは零となっている。しかも電圧ベクトルＶ０が採用されている期間がｄｒｔとｄｓｔで内分されるので、入力電流Ｉｒ，Ｉｓが零となる期間が同じｄｒｔとｄｓｔの比で分配される。よって、入力電流の波形劣化を抑制することができる。

図１０に示すように、電圧ベクトルＶ０が採用されている期間において、コンバータ４は出力電圧として最大線間電圧（図１０のスイッチングでは線間電圧Ｖｓｔ）と中間線間電圧（図１０のスイッチングでは線間電圧Ｖｒｔ）とを切り替える。つまり、直流リンク電流Ｉｄｃが零である期間において、最大線間電圧／中間線間電圧が切り替わる。しかしながら、回路の寄生インダクタンス（例えば直流電源線ＬＨのインダクタンス成分）によって、零電圧ベクトルＶ０が採用されている期間であっても直流リンク電流ｉｄｃが流れ得る。かかる直流リンク電流ｉｄｃはコンデンサＣ１へと流れる。なぜなら電圧ベクトルＶ０が採用されているときには直流電源線ＬＨからインバータ６を介して直流電源線ＬＬへと電流は流れないからである。

そして特に中間線間電圧から最大線間電圧へと切り替わるときにコンデンサＣ１へと大きな電流が流れやすい。最大線間電圧は中間線間電圧よりも大きいからである。

しかしながら、本実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置においては、コンデンサＣ１と直列に抵抗Ｒ１が設けられている。したがって、抵抗Ｒ１は回路の寄生インダクタンスに起因してコンデンサＣ１へと流れる電流をも低減することができる。

なお、回路の寄生インダクタンスとコンバータ４のスイッチングに起因して直流リンクに過大な電圧が印加されてコンデンサＣ１へと電流が流れる場合も考えられる。よって、かかるメカニズムによるコンデンサＣ１への電流は、必ずしもインバータ６の存在を前提としない。

＜過電流によるインバータ６の停止＞
かかるインバータ６において、例えば負荷７へと過電流が生じた場合、負荷７への電流の供給を停止すべくスイッチ素子Ｔｕｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｐ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐ，Ｔｗｎを非導通とさせる（以下、インバータ６の停止と呼ぶ）。この場合、負荷７に蓄積された誘導エネルギーがダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎ，Ｄｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎを介してクランプ回路５へと回生される。

例えば負荷７へと流れる電流が所定の過電流設定値に達したことを契機として、インバータ６を停止させた場合、最大で過電流設定値と等しい回生電流がクランプ回路５へと流れる。図１１は過電流によってインバータ６を停止させた場合の、コンデンサＣ１へと流れる電流ｉｃ１（以下、回生電流ｉｃ１とも呼ぶ）と、直流リンク電圧Ｖｄｃと、抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１とを示している。図１１においては、過電流設定値を２２Ａとしており、その他の回路定数は図８で示したグラフにおける回路定数と同じである。

図１１に示すように、例えば時刻ｔ２にてインバータ６を停止した時、負荷７からインバータ６を介してコンデンサＣ１へと回生電流ｉｃ１が流れる。時刻ｔ２において回生電流ｉｃ１は２２Ａである。かかる回生電流ｉｃ１は負荷７の誘導エネルギーに起因するので時間と共に低下して零に至る。よって、回生電流ｉｃ１を因数として算出される電圧降下Ｖｒ１も電流ｉｃ１と同じく時間と共に低下して零に至る。

直流リンク電圧Ｖｄｃは抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１とコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１との和である。コンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１は回生電流ｉｃ１の積分に基づいて上昇するので、その上昇速度は電圧降下Ｖｒ１のそれと比較して緩慢であり、時刻ｔ２直後においては殆ど変化しない。よって直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値は時刻ｔ２での電圧降下Ｖｒ１（＝抵抗値×過電流設定値）と、時刻ｔ２での両端電圧Ｖｃ１（＝最大線間電圧Ｅ１の最大値）との和である。

図１１の例示では、直流リンク電圧Ｖｄｃは時刻ｔ２にて電圧降下Ｖｒ１の分、増大し、その後、時間の経過と共に低下している。かかる直流リンク電圧Ｖｄｃの増大は好ましくなく、低減が望まれている。

図１２は、回生電流に起因する直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値と、抵抗Ｒ１の抵抗値との関係を示している。抵抗値の大きい範囲では直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値は抵抗Ｒ１の抵抗値に比例する。これは抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１の最大が両端電圧Ｖｃ１の上昇分△Ｖｃ１よりも大きいためである。即ち図１１の例示の如く、時刻ｔ２での電圧降下Ｖｒ１と時刻ｔ２での両端電圧Ｖｃ１の和が直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値となる。

一方、抵抗Ｒ１の抵抗値が小さい範囲では直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値は抵抗値に依存せずに一定である。これは、抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１の最大（即ち、時刻ｔ２での電圧降下Ｖｒ１）がコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１の上昇分△Ｖｃ１よりも小さいためである。このとき、抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１に依らず直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値はコンデンサＣ１の両端電圧Ｖｃ１の最大値である。

かかる直流リンク電圧Ｖｄｃの最大値が例えばインバータ６の定格電圧を超えないように抵抗Ｒ１の抵抗値が設定されるとよい。具体的には、抵抗Ｒ１の抵抗値は、インバータ６の定格電圧Ｖｍａｘから時刻ｔ２での両端電圧Ｖｃ１を減算した値（Ｖｍａｘ−Ｖｃ１）から、回生電流の最大値（即ち過電流設定値）を除算した値以下に設定されるとよい。なお、時刻ｔ２での両端電圧Ｖｃ１はコンバータ４に入力される最大線間電圧Ｅ１の最大値である。

例えばインバータ６の定格電圧Ｖｍａｘを８２０Ｖとすると、図１２の例示においては抵抗Ｒ１の抵抗値を４Ω以下とすることで、直流リンク電圧Ｖｄｃを定格電圧Ｖｍａｘ以下にすることができる。

＜クランプ回路５の他の構成＞
図１３に示される直接形交流電力変換装置は図１に比してクランプ回路５の構成が相違している。クランプ回路５はコンデンサＣ１，Ｃ２と、クランプダイオードＤ１と、ダイオードＤ１２，Ｄ１３と、抵抗Ｒ１とを備えている。

コンデンサＣ１，Ｃ２は直流電源線ＬＨ，ＬＬの間で相互に直列に接続されている。コンデンサＣ１はコンデンサＣ２に対して直流電源線ＬＨ側に設けられている。クランプダイオードＤ１はコンデンサＣ１，Ｃ２の間でこれらと相互に直列に接続される。クランプダイオードＤ１はそのアノードを直流電源線ＬＨ側に、そのカソードを直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて配置される。抵抗Ｒ１はコンデンサＣ１，Ｃ２の間でクランプダイオードＤ１と直列に接続される。ダイオードＤ１２のアノードはクランプダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１の直列体とコンデンサＣ２との間に、そのカソードは直流電源線ＬＨにそれぞれ接続される。ダイオードＤ１３のアノードは直流電源線ＬＬに、そのカソードはクランプダイオードＤ１及び抵抗Ｒ１の直列体とコンデンサＣ１との間にそれぞれ接続される。

かかるクランプ回路５によれば、コンデンサＣ１，Ｃ２が互いに直列接続された経路で充電され、コンデンサＣ１，Ｃ２が互いに並列接続された経路で放電されるので、これらのコンデンサに要求される耐圧が小さくて足りる（特許文献３参照）。また既に特許文献３に示されているように、クランプ回路５は負荷７の力率（以下、「負荷力率」と呼ぶ）に応じた充放電動作を行う。これにより、負荷力率が低い範囲においてクランプ回路５のクランプ電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２の一組の両端電圧）の増大を抑制することができる。しかも、コンデンサＣ１，Ｃ２の放電経路には抵抗Ｒ１が介在しないので、コンデンサＣ１，Ｃ２の放電に際して抵抗Ｒ１で消費電力が生じることを回避できる。

かかるクランプ回路５においても、コンバータ４に入力される電圧が意図せず増大した際の、図１のクランプ回路５と同様に、コンデンサＣ１，Ｃ２へと流れる電流を低減できる。

第２の実施の形態．
第２の実施の形態においては、直接形交流電力変換装置の起動時においてコンデンサＣ１へと流れる突入電流を抑制することを目的とする。また、起動後の通常運転において小さい抵抗でコンデンサへと流れる電流を抑制する。

図１４に例示する直流形電力変換装置では、図１の構造と比較して、コンバータ４の入力側に、限流抵抗群８も設けられている。限流抵抗群８は例えば入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔとリアクトル群２との間に設けられ、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２とスイッチＳ８１，Ｓ８２とを含んでいる。抵抗Ｒ８１，Ｒ８２は例えば入力端Ｐｒ，Ｐｔとコンバータ４（より具体的には例えばリアクトル群２）との間に設けられている。抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の抵抗値は抵抗Ｒ１の抵抗値よりも大きく、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２はいわゆる限流抵抗として機能する。例えば直接形交流電力変換装置の起動時に、初期的には電圧が充電されていないコンデンサＣ１を充電するところ、コンデンサＣ１への突入電流を抑制するために抵抗Ｒ８１，Ｒ８２が設けられている。

ここでは、起動時に、コンバータ４が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔに印加される相電圧の全てを利用してコンデンサＣ１へと直流電圧を印加し、これによりコンデンサＣ１を充電することが想定されている。例えば、起動時に、コンバータ４が有するスイッチング素子の全てを導通させて、コンバータ４をダイオードブリッジとして機能させる。かかる動作において、コンデンサＣ１と入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔとを結ぶ直流ループのいずれにおいても抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の少なくとも何れか一方が介在する。これにより、コンデンサＣ１へと突入電流が抑制される。抵抗Ｒ８１，Ｒ８２は、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの何れか２つにそれぞれ設けられていればよく、また３つ抵抗が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにそれぞれ設けられていてもよい。

スイッチＳ８１，Ｓ８２はそれぞれ抵抗Ｒ８１，Ｒ８２と並列に接続されている。スイッチＳ８１，Ｓ８２は例えば起動時に開状態となってコンデンサＣ１の充電に際して抵抗Ｒ８１，Ｒ８２を機能させる。即ち、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２を介してコンデンサＣ１に充電電流が流れる。一方、起動が終了しコンデンサＣ１に十分な電圧が充電されると、スイッチＳ８１，Ｓ８２は閉状態となり、抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の機能を停止させる。即ち、起動後の直接形交流電力変換装置の通常運転では抵抗Ｒ８１，Ｒ８２には電流が流れない。よって、通常運転での抵抗Ｒ８１，Ｒ８２における消費電力を回避することができる。

また、既に特許文献４に示されたように、例えば起動時に、コンバータ４が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのいずれか２つに印加される相電圧のみを利用してコンデンサＣ１を充電してもよい。例えば入力端Ｐｒ，Ｐｓの線間電圧（入力端Ｐｒの相電圧と入力端Ｐｓの相電圧の差）が正のときにスイッチング素子Ｔｒｐ，Ｔｓｎを導通させ、入力端Ｐｒ，Ｐｓの線間電圧が負のときにスイッチング素子Ｔｒｎ，Ｔｓｐを導通させる。この場合、入力端Ｐｒ，ＰｓとコンデンサＣ１とを結ぶ直線経路のみに電流が流れるので、２つの入力端Ｐｒ，Ｐｓの何れか一方に抵抗Ｒ８１及びスイッチＳ８１が設けられていればよく、抵抗Ｒ８２とスイッチＳ８２は設けられなくてもよい。

また例えば図１５に示す態様であってもよい。図１５の例示では、コンデンサＣ１は、互いに直列接続された２つのコンデンサＣ１，Ｃ２に分割されている。電源１は中性点を有しており、かかる中性点が入力端Ｐｎに接続される。限流抵抗群８は入力端ＰｎとコンデンサＣ１，Ｃ２の間で互いに直列に接続される抵抗Ｒ８１及びスイッチＳ８１を含んでいる。

起動時には、スイッチＳ８１が閉状態となり、コンバータ４が入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔの少なくとも何れか１つと、入力端Ｐｎに印加される電圧を利用して、コンデンサＣ１，Ｃ２の各々へと相電圧を倍電圧整流した直流電圧を印加する。かかる倍電圧整流に際して、コンデンサＣ１，Ｃ２の各々へと流れる電流経路のいずれにも抵抗Ｒ８１が介在する。よってコンデンサＣ１，Ｃ２の各々へと流れる突入電流を抑制できる。そして、起動後にはスイッチＳ８１が開状態となり、通常運転では電流は抵抗Ｒ８１を流れない。

なお、上述したいずれの抵抗Ｒ８１，Ｒ８２も、入力端の少なくとも何れか１つとコンデンサＣ１（或いはコンデンサＣ１，Ｃ２）とを結ぶ経路に設けられると把握できる。また上述したいずれのスイッチＳ８１，Ｓ８２も、それぞれ抵抗Ｒ８１，Ｒ８２を介した入力端とコンデンサＣ１との間の導通／非導通を選択すると把握できる。

なお第１の実施の形態においては限流抵抗群８が設けられていない。しかしながら第１の実施の形態であっても、次のような場合は突入電流の問題が生じない。例えばコンデンサＣ１の電気容量が小さい場合であれば、起動時にコンデンサＣ１へと流れる電流が小さいので突入電流の問題は生じない。さて、コンデンサＣ１は例えばインバータ６の全てのスイッチング素子をオフしたときに負荷７からの誘導エネルギーを吸収するのに十分な電気容量を必要とする。より詳細には、コンデンサＣ１が負荷７からの回生電流を吸収した後のコンデンサＣ１の両端電圧が例えばインバータ６の耐圧以下となるように、コンデンサＣ１の電気容量が設定される。よって負荷７のインダクタンス成分が小さければ、負荷７の誘導エネルギーが小さいのでコンデンサＣ１は小さい電気容量で足りる。したがって、この場合であれば限流抵抗群８を要しない。

次に、起動時における限流抵抗の抵抗値および第１の実施の形態にかかる抵抗Ｒ１の抵抗値について考慮する。なお限流抵抗の抵抗値とは、抵抗Ｒ１の抵抗値と、抵抗Ｒ８１又は抵抗Ｒ８２の抵抗値との和である。なぜなら、起動時でのコンデンサＣ１の充電においては、抵抗Ｒ８１，Ｒ１或いは抵抗Ｒ８２，Ｒ１がコンデンサＣ１へと流れる電流経路に介在するからである。

起動時ではコンデンサＣ１には電圧が充電されていないので、第１の実施の形態で述べた差分△Ｅではなく線間電圧の最大値が電源電圧として把握される。なお、電源投入時による瞬時電圧変動よって、その１割ほど増大した最大線間電圧Ｅ１の最大値がコンバータ４に入力され得る。かかる増大はリアクトル群２及びコンデンサ群３の共振回路に起因する。よって、電源電圧はかかる増分も含めて考慮する。

最大線間電圧の最大線間電圧Ｅ１の最大値は６４５（＝√２×４５６）Ｖなので、例えば突入電流ｉｄｃを３５Ａ以下とするためには限流抵抗の抵抗値をおよそ２０Ω（＝６４５Ｖ×１．１／３５Ａ）以上とする必要がある。

一方、図８から理解できるように、電流ｉｄｃの最大値を３５Ａ以下とするためには、抵抗Ｒ１の抵抗値を２Ω以上とすればよい。これは上述した限流抵抗の抵抗値の１０分の１である。

以上のように、抵抗Ｒ１の抵抗値を抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の抵抗値よりも小さい値（例えば１０分の１程度）に設定したとしても、通常運転においてコンデンサＣ１へと流れる電流ｉｃ１を十分に抑制することができる。また抵抗Ｒ１の抵抗値を抵抗Ｒ８１，Ｒ８２の抵抗値よりも小さくしているので、回路規模や製造コストを低減できる。

なお第１の実施の形態においても図１３のクランプ回路１５が適用されてもよい。また以下で説明する他の実施の形態はいずれも第１及び第２の実施の形態に適用可能である。

第３の実施の形態．
第３の実施の形態では第１の実施の形態に比してクランプ回路の構成が相違している。図１６は第３の実施の形態にかかる直接形交流電力変換装置の概念的な構成を示している。直接形交流電力変換装置はクランプ回路５を除いて図１４と同一である。クランプ回路５は図１４のクランプ回路５に比してスイッチＳ１を更に備えている。なお、限流抵抗群８は必須要件ではない。

スイッチＳ１は抵抗Ｒ１と並列に接続されている。図１６の例示では、スイッチＳ１はＩＧＢＴであって、そのコレクタを直流電源線ＬＨ側にそのエミッタを直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて配置されている。

スイッチＳ１は例えば制御部９によってその導通／非導通が制御される。また制御部９は第１の実施の形態で説明した制御に則って、コンバータ４、インバータ６へスイッチ信号を出力する。なお、第１の実施の形態で説明した制御を実行するより具体的な機能ブロックについては第４の実施の形態で述べる。

かかる直接形交流電力変換装置によれば、負荷７へと流れる電流が所定の過電流設定値を超えたことを契機としてインバータ６を停止させると共に、スイッチＳ１を導通させることができる。例えば制御部９が負荷７へと流れる電流を検知してこれが所定の過電流設定値に達したと判断したときに、インバータ６を停止させるとともに、スイッチＳ１を導通させる。

これによって、負荷７からコンデンサＣ１へと流れる回生電流ｉｃ１は抵抗Ｒ１を避ける。よって、インバータ６を停止した際の抵抗Ｒ１の電圧降下Ｖｒ１による直流リンク電圧Ｖｄｃの増大を回避することができる。換言すれば、第１の実施の形態で説明した抵抗Ｒ１の抵抗値の上限を撤廃できるので、例えば瞬時電圧降下又は寄生インダクタンスに起因してコンバータ４からコンデンサＣ１へと流れる電流ｉｄｃ１を低減すべく抵抗Ｒ１の抵抗値を増大させることができる。

なおインバータ６を停止させるに先立ってスイッチＳ１を導通させることが望ましい。スイッチＳ１が導通した後でインバータ６が停止するので、回生電流ｉｃ１はより確実に抵抗Ｒ１を回避するからである。これは、例えばインバータ６を停止させる基準となる過電流設定値よりも低い値を、スイッチＳ１を導通させる基準値として採用することによって実現される。

図１７はクランプ回路５の他の一例を示す図である。図１３のクランプ回路５と比較してスイッチＳ１を備えている。スイッチＳ１は図１６のスイッチＳ１と同じ機能、作用を果たすので詳細な説明は省略する。

第４の実施の形態．
図１３に示すクランプ回路５を備えた直接形交流電力変換装置において、コンデンサＣ１，Ｃ２は負荷７の負荷力率に基づいた充放電を行う。

特許文献６に示されるように、遅相にして回転機の回転位置推定の誤差を削減する場合、力率は低下する。図１８はクランプ回路５が支持するクランプ電圧（コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の和）と、負荷力率との関係を示すグラフである。但し電源電圧を４１５Ｖ（誤差±１０％）とした。横軸には負荷力率の逆正接値たる負荷位相角を採った。またクランプ回路５はコンデンサＣ１，Ｃ２の充電時に相互に直列に接続され、放電時には相互に並列に接続されるため、クランプ電圧は二本のグラフで示されている。

負荷力率が０．５以上であれば、充電時のクランプ電圧を、線間電圧の波高値４１５×√３×√２＝１０００（Ｖ）以下とすることができる（放電時のクランプ電圧も電源電圧の波高値以下となる）。

しかしながら、負荷力率が０．２と大幅に低くなると、回生電流が力行時の電流と同程度となってクランプ回路５への充電電流が増大し、放電時のクランプ電圧が電源電圧の波高値に近い６５０Ｖ程度に達してしまう。かかるクランプ電圧の増大は望ましくなく、低減が望まれている。

そこで、本願では負荷力率が小さいときにクランプ回路５を平滑回路として機能させることを提案する。

＜クランプ回路＞
図１９はクランプ回路５の概念的な構成の一例を示している。クランプ回路５は図１３のクランプ回路５と比較してスイッチ部Ｓ５を更に備えている。スイッチ部Ｓ５は、抵抗Ｒ１を介さずにコンデンサＣ１，Ｃ２が直流電源線ＬＨ，ＬＬと双方向で導通する平滑回路状態と、抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１，Ｃ２がクランプ回路として機能するクランプ回路状態とを、切り換える。

つまり、スイッチ部Ｓ５は抵抗Ｒ１及びクランプダイオードＤ１と並列に接続される双方向スイッチであればよい。但し、スイッチ部Ｓ５をトランジスタとダイオードで構成する場合、クランプダイオードＤ１を、スイッチ部Ｓ５の一部として兼用させるとよい。ダイオードの個数を減らして双方向スイッチを構成できるからである。

スイッチ部Ｓ５は例えばトランジスタＴ１，Ｔ２とダイオードＤ２とを含んでいる。トランジスタＴ１はダイオードＤ１と並列に接続される。トランジスタＴ１は例えばＩＧＢＴであって、そのエミッタを直流電源線ＬＬ側にそのコレクタを直流電源線ＬＨ側にそれぞれ向けて配置される。

トランジスタＴ２は抵抗Ｒ１と並列に接続される。トランジスタＴ２は例えばＩＧＢＴであって、そのエミッタを直流電源線ＬＨ側にそのコレクタを直流電源線ＬＬ側にそれぞれ向けて配置される。ダイオードＤ２はアノードを直流電源線ＬＬ側にカソードを直流電源線ＬＨ側にそれぞれ向けて抵抗Ｒ１と並列に接続される。

なお、トランジスタＴ１，Ｔ２、クランプダイオードＤ１及びダイオードＤ２からなる部分は双方向スイッチとも把握できる。

トランジスタＴ１，Ｔ２の両方を非導通とすることで、クランプ回路５は等価的に図１３のクランプ回路５として機能する。一方、トランジスタＴ１，Ｔ２の両方を導通させることで、クランプ回路５は等価的に、互いに直列接続されたコンデンサＣ１，Ｃ２のみを有する平滑回路として機能する。よって、例えば負荷力率が小さいときに、トランジスタＴ１，Ｔ２の両方を導通させることでクランプ回路５を平滑回路として機能させることができる。クランプ回路５を平滑回路として機能させると、負荷７からコンデンサＣ１，Ｃ２へと回生されるエネルギーは再び負荷７へと与えられるので、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の増大を招かない。以上のように、負荷力率が所定値を下回るときにコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧（クランプ電圧）の増大を回避できる。

また、第３の実施の形態で述べたように、負荷７へと流れる電流が過電流設定値に達したことを契機としてトランジスタＴ２を導通させてもよい。これによって、抵抗Ｒ１を短絡させて回生電流をコンデンサＣ１，Ｃ２へと流すことができ、第３の実施の形態と同様に直流リンク電圧Ｖｄｃの増大を抑制できる。この点は後述する他のクランプ回路５においても同様である。

図２０はクランプ回路５の概念的な構成の他の一例を示す。図１９に示すクランプ回路５と比して、スイッチ部Ｓ５の構成が異なっている。

スイッチ部Ｓ５はトランジスタＴ３と、ダイオードＤ２〜Ｄ４を備えている。ダイオードＤ２はそのアノードを直流電源線ＬＬ側にそのカソードを直流電源線ＬＨ側にそれぞれ向けて抵抗Ｒ１と並列に接続されている。ダイオードＤ３のアノードはダイオードＤ２のカソードに接続され、ダイオードＤ４のアノードはクランプダイオードＤ１のカソードに接続されている。ダイオードＤ３のカソードとダイオードＤ４のカソードとが互いに接続されている。

トランジスタＴ３は例えばＩＧＢＴである。トランジスタＴ３のコレクタはダイオードＤ３のカソード及びダイオードＤ４のカソードに接続される。トランジスタＴ３のエミッタはダイオードＤ２のアノード及びダイオードＤ１のアノードに接続される。

かかるスイッチ部Ｓ５によっても、トランジスタＴ３の導通によってクランプ回路５を平滑回路として機能させ、トランジスタＴ３の非導通によってクランプ回路としての本来的な機能を発揮させることができる。よって、負荷力率が所定値を下回るときにスイッチ部Ｓ５を導通させることで、コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の増大を回避できる。また図１９に示すスイッチ部Ｓ５に比してトランジスタの個数が少なくて済むので、製造コストを低減できる。

このようなクランプ回路５によれば負荷力率が低いときのコンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧の増大を抑制できるものの、クランプ回路５が平滑回路として機能した場合、コンバータ４が第１の転流モードで転流しても電流を出力することが困難となる。コンバータ４が出力する中間線間電圧Ｅ２よりも、コンデンサＣ１，Ｃ２の一組が支持する電圧（クランプ電圧）が大きいからである。よって、このようなコンバータ４の第１の転流モードによる出力の不全を避ける手法についても提案する。具体的には、コンバータ４を第１の転流モードとは異なる転流モードで動作させる。

＜第２の転流モード＞
第２の転流モードも、第１の転流モードと同様に、３６０度周期を有し、互いにその位相が１２０度ずれる三つの台形波と、キャリアとの比較結果によって転流を決定する。第２の転流モードにおいて台形波の各々は、１８０度で連続する平坦区間の一対を有し、実質的には矩形波である。一般に「台形」という概念は「矩形」を含むため、本願ではキャリアとの比較において第２の転流モードで用いる矩形波も、第１の転流モードでキャリアと比較される台形波と同様に、台形波と呼称する。

第２の転流モードでキャリアと比較される台形波は、実質的に矩形波であるので、平坦区間の一対の間で遷移する期間は非常に短い。

図２１は当該台形波を例示するグラフである。図２１では図２と同様にして横軸を採り、相電圧ベクトルＶ４，Ｖ６，Ｖ２，Ｖ３，Ｖ１，Ｖ５を記載した。位相角０〜３０度では相電圧ベクトルＶ４に相当するスイッチングのみが実行され、位相角３０度〜９０度では相電圧ベクトルＶ６に相当するスイッチングのみが実行される。

よって第２の転流モードにおいて相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*から得られる線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*として位相角０〜３０度において採用される値は、図２において位相角０度で採用される値となる。また位相角３０〜９０度において採用される値は、図２において位相角６０度で採用される値となる。このようにして、線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*は、図２２のグラフで示されるように、矩形波となる。

従って電流形コンバータでキャリアと比較される値は位相角０〜３０度においてｄｓｔ＝０となり、位相角３０〜９０度においてｄｒｔ＝０となる。

なお、第２の転流モードでは、詳細な説明は省略するが、中間相の相電圧は直流リンクに印加されないため、直流リンク電圧の平均値の脈動は、最大相電圧と最小相電圧の差の脈動となる。この脈動は従って、第１の転流モードのそれとは大小関係が反対となる。そしてその振幅を補正して三相平衡を実現するため、線間電圧指令に対して振幅変調補正を行ってもよい。図２３はかかる振幅変調補正を行うための補正値を例示するグラフである。かかる補正は例えば特許文献８に例示されている。

図２４及び図２５は、第２の転流モードにおけるコンバータ４とインバータ６の動作を説明するグラフである。図２４及び図２５は、図２１乃至図２３で示された位相角に換算して、それぞれ０〜３０度における動作と、位相角３０〜９０度における動作とを示している。

上述のように位相角０〜３０度においてコンバータ４でキャリアＣと比較される値はｄｓｔ＝０となるので、キャリアＣの最大値はｄｒｔと表される。また位相角３０〜９０度においてコンバータ４でキャリアＣと比較される値はｄｒｔ＝０となるので、キャリアＣの最大値はｄｓｔと表される。つまりコンバータ４では位相角０〜９０度において共通して値ｄｒｔが指令値として採用されるが、結果的にはコンバータ４の転流はキャリアＣと値ｄｒｔとの比較を必要とせず、位相角０〜３０度において入力電流Ｉｒ＝Ｉｔ，Ｉｓ＝０となり、位相角３０〜９０度において入力電流Ｉｓ＝Ｉｔ，Ｉｒ＝０となる。

よって位相角０〜３０度におけるインバータ６側の転流（図２４）は、第１の転流モードにおける電圧側インバータの比較（図１０参照）においてｄｓｔ＝０とおいて、キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０）〜ｄｒｔを採る期間で電圧ベクトルＶ０を採り、キャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）〜ｄｒｔ（１−ｄ０）を採る期間で電圧ベクトルＶ４を採り、キャリアＣが値０〜ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４）を採る期間で電圧ベクトルＶ６を採ればよい。

換言すればキャリアＣが値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０）を採る時点を契機として、第２のスイッチング素子群の導通パターンを切り替えればよい。

同様にして、位相角３０〜９０度におけるインバータ６側の転流（図２５）は、第１の転流モードにおける電圧側インバータの比較（図１０参照）においてｄｒｔ＝０とおいて、キャリアＣが値０〜ｄｓｔ・ｄ０を採る期間で電圧ベクトルＶ０を採り、キャリアＣが値ｄｓｔ・ｄ０〜ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る期間で電圧ベクトルＶ４を採り、キャリアＣが値ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）〜ｄｓｔを採る期間で電圧ベクトルＶ６を採ればよい。

換言すればキャリアＣが値ｄｓｔ・ｄ０，ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を採る時点を契機として、第２のスイッチング素子群の導通パターンを切り替えればよい。

また第１の転流モードと同様に、ここでも電圧ベクトルＶ０を採用する場合を例示したので、電圧ベクトルＶ０が採用される期間においては直流リンク電流Ｉｄｃが零となる。これに伴い、コンバータ４の転流に依存せずに入力電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは零となっている。

またインバータ６の転流が電圧ベクトルＶ０，Ｖ４，Ｖ６を採用して繰り返される場合を例示しているため、図２４ではスイッチング素子Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐは常に非導通、スイッチング素子Ｔｗｎは常に導通となるので、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ、スイッチング信号Ｓｗｎはそれぞれ非活性、活性として示されている。また図２５ではスイッチング素子Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｐは常に非導通、スイッチング素子Ｔｗｎは常に導通となるので、スイッチング信号Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ、スイッチング信号Ｓｗｎはそれぞれ非活性、活性として示されている。

＜自然転流モード＞
自然転流モードは、第１スイッチング素子群の全てが導通することにより、キャリアとの比較を行わずに第１ダイオード群のみで整流するモードである。

上述の説明から明白なように、第２の転流モードでのコンバータ４の転流は、結果的には第１のスイッチング素子群の動作に依存しない。具体的には、コンバータ４の線電流指令に相当する図２２で示された線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*が１２０度通電と通称されるパターンの矩形波を呈していることから、全ての第１のスイッチング素子群を導通させて、第１ダイオード群のみで整流するモードと等価である。よって自然転流モードと第２の転流モードとは、いずれも１２０度通電である点で共通し、相互に代替可能である。本願ではこのように１２０度通電を実現するコンバータ４の転流モードを１２０度通電モードと称する。なお、１２０度通電による電力変換装置の制御は非特許文献６にも紹介されている。

自然転流モードにおけるコンバータ４の転流も、第２の転流モードと同様に、結果的にはキャリアＣと値ｄｒｔとの比較を必要としない。

次に、上述のスイッチングを行うための具体的な構成を例示的に説明する。図２６はコンバータ４の転流やインバータ６の転流を行うための制御部９の概念的な一例を示すブロック図である。制御部９は大別してコンバータ転流信号生成部８１と、インバータ転流信号生成部８２と、切り替え信号生成部８３とに区分される。

＜コンバータ４の転流＞
コンバータ転流信号生成部８１は、入力端Ｐｒの電圧Ｖｒ（特にその位相）を入力し、スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを出力する。スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎの活性／非活性により、それぞれスイッチング素子Ｔｒｐ，Ｔｓｐ，Ｔｔｐ，Ｔｒｎ，Ｔｓｎ，Ｔｔｎが導通／非導通する。

インバータ転流信号生成部８２は、電圧Ｖｒ（特にその位相）と運転周波数の指令値ｆ*を入力し、スイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを出力する。

切り替え信号生成部８３は、直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧である直流リンク電圧Ｖｄｃ（望ましくは直流リンク電圧Ｖｄｃからパルス幅変調による変動を除いた平均値）に基づいて切り替え信号Ｓｃｌを生成する。切り替え信号Ｓｃｌの活性、非活性に応じて、スイッチ部Ｓ５がそれぞれ導通／非導通する。

コンバータ転流信号生成部８１は、台形状電圧指令生成部１１と、比較器１２と、電流形ゲート論理変換部１３とを有する。これらの動作は特許文献１，２で公知な技術であるので詳細な説明は省略するが、その概略は以下の通りである。

台形状電圧指令生成部１１は例えば所定のテーブルに基づいて、台形波を有する相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を生成する。例えば第１の転流モードで採用される台形波の傾斜領域は、その振幅を正規化して±√３・tan（θ）で示される（θは相電圧Ｖｒの位相を基準として各相毎に定まる位相であって−π／６≦θ≦π／６）。また第２の転流モードで採用される相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*は、その値が遷移する近傍において急峻な傾斜を有する。

比較器１２は、キャリアと相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とを比較した結果を出力し、これに基づいて電流形ゲート論理変換部１３がスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎを生成する。この生成について以下に述べる。

前掲した非特許文献５には、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性、及び電圧形インバータの線間電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みて、線電流指令値に基づくスイッチングと相電流指令値に基づくスイッチングとの対応関係について教示している。

図２７はここで検討する仮想的なインバータの構成を示す回路図である。当該インバータは、コンバータ４のスイッチングについて検討するためのものであり、インバータ６とは直接には関係ないので、三相交流についてａ相、ｂ相、ｃ相との名称を採用する。当該インバータはａ相のハイアーム側にスイッチ素子Ｑａｐを、ローアーム側にスイッチ素子Ｑａｎを、それぞれ有している。当該インバータは同様にして、ｂ相においてスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑｂｎを、ｃ相においてスイッチ素子Ｑｃｐ，Ｑｃｎを、それぞれ有している。

ａ相の線電流は、ａ相−ｃ相間の相電流ｉｃａとｂ相−ａ相間の相電流ｉｂａとの差で求まるため、これらの一対の相電流を流すスイッチングを行う場合のみ、ａ相電流が流れる。他の相の線電流についても同様である。そこで、相電流ｉｊｋが上アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号Ｓｊｋで、下アーム側のスイッチ素子に流れるか否かを記号ＳｊｋＢで表すことにする。ここで記号ｊ，ｋは相互に異なりつつも記号ａ，ｂ，ｃを代表し、記号Ｓｊｋ，ＳｊｋＢが二値論理“１”／“０”をとることで、相電流ｉｊｋが「流れる」／「流れない」を示すこととする。

インバータが相電圧指令とキャリアとの比較に基づいて線電流を流すときに、ハイアーム側のスイッチ素子Ｑｊｐ、ローアーム側のスイッチ素子Ｑｊｎの導通／非導通を制御するスイッチ指令を、それぞれ記号Ｓｊ⁺，Ｓｊ^-で示すと、非特許文献５に示す内容は次の変換式で示される：Ｓａ⁺＝Ｓａｃ・ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ・ＳｃｂＢ，Ｓｃ⁺＝Ｓｃｂ・ＳａｃＢ，Ｓａ^-＝Ｓｂａ・ＳａｃＢ，Ｓｂ^-＝Ｓｃｂ・ＳｂａＢ，Ｓｃ^-＝Ｓａｃ・ＳｃｂＢ。

ここで更に、電圧形インバータの相電圧と電流形インバータの相電流との双対性に鑑みれば、上記の各式の右辺の論理値は、電圧形インバータでの相電圧とキャリアとの比較結果として得られることが分かる。非特許文献５によれば、相電流ｉｊｋの指令値が相電圧Ｖｊの指令値と対応する。よって記号Ｓｊｋの論理は相電圧指令Ｖｊ*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｐを導通させる論理と一致し、記号ＳｊｋＢの論理は相電圧指令Ｖｊ*とキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑｊｎを導通させる論理と一致する。

記号ＳｂａＢの論理は相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致し、記号Ｓｂａの論理は相電圧指令Ｖｂとキャリアとの比較によってスイッチ素子Ｑｂｐ，Ｑａｐをそれぞれ導通／非導通させる論理と一致する。より具体的には、相電圧指令Ｖｂがキャリア以下の場合にはスイッチ素子Ｓａｐを導通させ、以上の場合にはスイッチ素子Ｑｂｐを導通させる。そして記号Ｓａ⁺、Ｓｂ⁺は線電流を流すときにそれぞれスイッチ素子Ｑａｐ，Ｑｂｐを導通させる期間を示す。

今、図２で示された相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*を電圧指令Ｖａ*，Ｖｂ*，Ｖｃ*と読み替えて、これらが位相角０〜６０度にある場合を説明する。電圧指令Ｖａ*，Ｖｃ*はそれぞれ値１，−１を採るので、Ｓａｃ＝１，ＳａｃＢ＝０，Ｓｃｂ＝０，ＳｃｂＢ＝１となる。これにより、Ｓａ⁺＝ＳｂａＢ，Ｓｂ⁺＝Ｓｂａ，Ｓｃ⁺＝Ｓａ^-＝Ｓｂ^-＝０となる。

換言すれば、ａ相，ｂ相，ｃ相をそれぞれｒ相、ｓ相、ｔ相と読み替えて、相電圧指令Ｖｓ*がキャリアＣ以下の場合にはスイッチ素子Ｑｒｐが導通し、キャリアＣ以上の場合にはスイッチ素子Ｑｓｐが導通する。キャリアＣの最小値が０であることに鑑みれば、電圧指令信号Ｖｓの値がスイッチ素子Ｑｒｐを導通させる期間に相当する。

以上のことから相電圧指令Ｖｓの値は、キャリアＣと比較される指令値を求める際の基準値ｄｒｔとなる。これはコンバータ４のスイッチ素子Ｑｒｐ，Ｑｓｐを値ｄｒｔ，ｄｓｔの比に比例する期間で交互に導通させる転流のタイミングを規定する。他の位相角においても同様に、電圧指令Ｖｒ*，Ｖｔ*の値についても上記の説明が妥当する。

図２６に戻り、上述のようにして決定される相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*とキャリアＣとの比較によって得られた結果は、比較器１２から電流形ゲート論理変換部１３へと与えられる。そして上の変換式で示された変換式に則った変換が行われることにより、スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｔｐ，Ｓｒｎ，Ｓｓｎ，Ｓｔｎが求められる。

キャリアＣを生成するキャリア生成部１４はコンバータ転流信号生成部８１に設けられてもよいし、次に説明するインバータ転流信号生成部８２に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。

＜インバータ６の転流＞
インバータ転流信号生成部８２は、出力電圧指令生成部２１と、中間相検出部２２と、指令値補正部２３と、比較器２４と、論理演算部２５とを有する。インバータ転流信号生成部８２の動作も特許文献１，２で公知であるので、簡単な説明に留める。

中間相検出部２２は、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*のうち、いずれがいわゆる中間相に相当するかを判断する。第１の転流モードについてみれば、図２に例示された位相角０〜６０°においては相電圧指令Ｖｓ*が相当する。そして相電圧指令Ｖｓ*の値に鑑み、比ｄｒｔ：ｄｓｔが決定され、値ｄｒｔ，ｄｓｔが指令値補正部２３に与えられる。これらの比はどの相電圧指令が中間相に相当するかによって異なるので、図２６では相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｔ*が中間相である場合も含め、値ｄｒｔ，ｄｓｔに相当する値をそれぞれ補正値ｄｘ，ｄｙとして記載した。以下でもこの表現を採用する。

但し、第２の転流モード、あるいは自然転流モードを採用する場合、中間相が存在する期間が非常に短い。よって実質的には、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*から一意に決定される線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*の、いずれが中間相であるかを抽出することになる。そして例えば位相角０〜３０度において線間電圧指令Ｖｓｔ*が中間相となり、このとき値ｄｓｔが０に設定される。また位相角３０〜９０度において線間電圧指令Ｖｒｓ*が中間相となり、このとき値ｄｒｔが０に設定される。

中間相検出部２２はインバータ転流信号生成部８２に設けられてもよいし、先に説明したコンバータ転流信号生成部８１に設けられてもよいし、両者のいずれに属すると把握してもよい。

出力電圧指令生成部２１は電圧Ｖｒ（特にその位相）と運転周波数の指令値ｆ*とを入力し、インバータ６の電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*を生成する。このような電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*の生成は周知の技術であるので説明を省略する。

指令値補正部２３は、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*と、補正値ｄｘ，ｄｙとに基づいて、インバータ６の転流のためにキャリアＣと比較すべき値を生成する。図１０に即して言えば（即ち相電圧指令Ｖｓ*が中間相である場合を例に採れば）、電圧指令値Ｖｕ*，Ｖｖ*，Ｖｗ*に基づいて値ｄ０，ｄ４，ｄ６（＝１−ｄ０−ｄ４）を計算し、これと値ｄｒｔ，ｄｓｔとに基づいて、値ｄｒｔ（１−ｄ０−ｄ４），ｄｒｔ（１−ｄ０），ｄｒｔ＋ｄｓｔ・ｄ０，ｄｒｔ＋ｄｓｔ（ｄ０＋ｄ４）を生成する。また値０，ｄｒｔ＋ｄｓｔも出力する。これらの値は比較器２４において比較され、その結果が論理演算部２５によって演算される。そして論理演算部２５は比較器２４における比較結果に基づいてスイッチング信号Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎを生成する。

＜転流モードの切り替え＞
切り替え信号生成部８３は切り替え指令生成部３１と、切り替え信号発生部３２とを有している。切り替え指令生成部３１は、後述する基準に従って、直流リンク電圧Ｖｄｃに基づいて第１の転流モードと、第２の転流モード（若しくは自然転流モード）の切替えを判断して切り替え指令Ｊを生成する。

台形状電圧指令生成部１１は切り替え指令Ｊに従って、その出力する相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*が有する台形波の種類を切り替える。また、上述のように、中間相検出部２２における中間相検出は、実質的には、第１の転流モードにおいては相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*の中間相を、第２の転流モードにおいては線間電圧指令Ｖｒｓ*，Ｖｓｔ*，Ｖｔｒ*の中間相を、それぞれ検出することが好適である。よって中間相検出部２２は切り替え指令Ｊに従って、相電圧指令、線間電圧指令のいずれの中間相を検出するかを切り替えてもよい。

なお、第２の転流モードに替えて自然転流モードが採用される場合、第１スイッチング素子群の全てが導通するため、実質的にコンバータ転流信号生成部８１、インバータ転流信号生成部８２、切り替え信号生成部８３が上記のように機能する必要はなく、スイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｓｎ，Ｓｓｎを全て活性化させてもよい。例えば図２６において破線矢印で示すように、電流形ゲート論理変換部１３に切り替え指令Ｊを与える。切り替え指令Ｊが第１の転流モードを設定する場合には、電流形ゲート論理変換部１３は上述の動作をする。切り替え指令Ｊが自然転流モードを設定する場合には、電流形ゲート論理変換部１３がいずれも活性化したスイッチング信号Ｓｒｐ，Ｓｒｐ，Ｓｓｐ，Ｓｓｎ，Ｓｓｎ，Ｓｓｎを出力する。

但し、そのような、自然転流モードのための特別な動作を切り替え信号生成部８３に行わせるよりも、相電圧指令Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ*の波形を第２転流モード用に生成する方が、装置設計の観点からは容易であるという利点がある。つまり第１及び第２の転流モードのいずれにおいても台形波とキャリアとの比較によってコンバータ４が転流するので、これらの転流モードに応じて個別に設計を行う必要がない。

他方、１２０度通電モードに自然転流モードを採用すれば台形波とキャリアの比較を行う必要はない。

切り替え指令Ｊが、コンバータ４の転流モードとして第１の転流モードを設定する場合に、切り替え信号発生部３２は切り替え信号Ｓｃｌを非活性にする。またコンバータ４の転流モードとして第２の転流モード若しくは自然転流モードを設定する場合に、切り替え信号発生部３２は切り替え信号Ｓｃｌを活性にする。

さて、上述したように第１の転流モードを採用し、クランプ回路５を平滑回路として機能させた場合、コンバータ４が第１の転流モードで転流しても、電流を出力することが困難となる。

これに対して第２の転流モードや自然転流モードでは、１２０度通電のパターンで電流が流れるため、入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔのいずれかのうち最大相に対応する相電圧が印加されるものが直流電源線ＬＨに接続されるので、コンバータ４からインバータ６へと電位を供給することが確保できる。つまり力率低下によって増大する回生電流に起因した第１の転流モードの機能不全を回避し、以て直接形交流電力変換が実現できる。

従って、負荷力率が所定値を下回った場合にスイッチ部Ｓ５を導通させ、かつ第２の転流モード（若しくは自然転流モード）を採用することが望ましい。より詳細には、第１の転流モードが採用されている状態でスイッチ部Ｓ５が導通することを契機として、第２の転流モード若しくは自然転流モードが採用される。なお、スイッチ部Ｓ５が非導通となる時点以降で第１の転流モードを採用する。

負荷力率は、図１８を見ても了解されるように、コンデンサが支持するクランプ電圧を検出して推測できる。あるいはクランプ電圧の変動は直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさを左右するので、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出することにより、負荷力率を推測できる。よって図２６に示されたように切り替え指令生成部３１が直流リンク電圧Ｖｄｃ（あるいはクランプ電圧）を入力し、これから平均値Ｖｄｃ１を求め、当該平均値Ｖｄｃ１を負荷力率についての上記所定値に相当する閾値と比較し、切り替え指令Ｊを生成することができる。

あるいは、特許文献５の図６（ｄ）に示されるように、電流位相角に対して、電流極性が反転する位相角はπ／６で遅相する。特許文献５の図６（ｅ）に示されるように、インバータの出力電圧の位相角は既知であるので、これらの位相角の差から負荷電流の位相を検出し、これに基づいて力率の大きさを推定することができる。つまり切り替え指令生成部３１への入力として、図２６に示された直流リンク電圧Ｖｄｃに代えて、インバータ出力電流のゼロクロス、インバータの出力電圧を入力し、両者の位相差と負荷力率の所定値に相当する閾値と比較し、切り替え指令Ｊを生成することができる。図２８として、特許文献５の図６（ｄ）（ｅ）を示した。グラフＩ＿Ｖ４，Ｉ＿Ｖ６はそれぞれインバータが電圧ベクトルＶ４，Ｖ６を採るときに流れる直流電流を示し、グラフｔ４，ｔ６はそれぞれインバータが電圧ベクトルＶ４，Ｖ６を採る時比率を示す。

あるいは遅相にして回転機の回転位置推定の誤差を削減する運転は、起動当初において採用されることに鑑みれば、起動当初にスイッチ部Ｓ５を導通させ、これを契機として第２の転流モード若しくは自然転流モードが採用すればよい。そして所定期間が経過するまでは第２の転流モード若しくは自然転流モードに従ってコンバータ４が転流し、所定期間が経過した後にスイッチ部Ｓ５を非導通とさせる。この時点以降で第１の転流モードを採用すればよい。このようにして、負荷７が回転機である場合、その起動当初において位置検出を行うべく遅相となる電流に起因した力率の低下に対処できる。

なお、上述のように、クランプ回路５でダイオードＤ１２，Ｄ１３を設けず、いわゆるＣＤスナバを採用することができる。図２９，３０はかかるクランプ回路５を示している。図２９，３０のクランプ回路５はそれぞれ図１９，２０のクランプ回路５からダイオードＤ１２，Ｄ１３を除いたものと同一である。かかる場合でもスイッチ部Ｓ５を導通させることで、クランプ回路５を平滑回路として機能させることができる。

しかしこの場合、負荷力率が√３／２以上でないとスイッチ部Ｓ５を非導通とさせてもクランプ回路５が効果的に機能しない。よって切り替え指令Ｊが第１の転流モードを選択する時期を、負荷力率が√３／２以上となるまで待つことが望ましい。

＜入力端に接続される電源の瞬時電圧低下＞
瞬時停電によりコンバータ４に入力する三相交流電圧が消失すると、クランプ回路５ではコンデンサＣ１，Ｃ２が並列接続されて放電するので、クランプ電圧は半減する。特に負荷７が回転機である場合、クランプ電圧の減少は回転機の鎖交磁束を弱め、電流が多くなってインバータ６が停止したり、脱調によって運転停止を招くおそれがある。

図３１は瞬時停電のときにもクランプ回路５が機能している場合の動作を示すグラフである。電源１が発生する電源電圧は５０Ｈｚ４００Ｖであり、停電は１／４周期だけ発生した場合を例示している。

相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔにおける電圧を示し、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはそれぞれ入力端Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔへとコンデンサ群３から流れ込む電流を示し、クランプ回路直列電圧Ｖｃはクランプ回路５においてコンデンサＣ１，Ｃ２が支持する電圧の和を示し、直流リンク電圧Ｖｄｃは直流電源線ＬＨ，ＬＬの間の電圧を示し、負荷線間電圧は出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗに印加されている電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの差を示し（但し図示しているのは電圧Ｖｕ，Ｖｖの差Ｖｕｖである）、負荷線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗはそれぞれ出力端Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗから負荷７へと流れ出す電流を示している。

相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔが全て零となることにより、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔはリンギングを伴って零に収束し、直流リンク電圧ＶｄｃはコンデンサＣ１，Ｃ２の各々が支持する電圧が維持されるだけであって低下する。これに伴い、負荷線間電圧Ｖｕｖも半減し、負荷線電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは大きく乱れる。

そこで、瞬時停電を契機としてスイッチ部Ｓ５を短絡する。具体的には直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ１が第１の閾値（例えば４００Ｖ）を下回るときを契機として切り替え信号Ｓｃｌを活性化させる。この場合の切り替え指令Ｊの生成については前述した。

図３２及び図３３は、いずれも上述のように切り替え信号Ｓｃｌを活性化させ、切り替え信号Ｓｃｌが活性化しているときにはコンバータ４の転流モードを１２０度通電モード（第２転流モードまたは自然転流モード）とし、切り替え信号Ｓｃｌが非活性化しているときにはコンバータ４の転流モードを第１の転流モードとした場合の、動作を示すグラフである。図３１と同様に、電源１が発生する電源電圧は５０Ｈｚ４００Ｖであり、停電は１／４周期だけ発生した場合を例示した。

いずれも切り替え信号Ｓｃｌが活性化している間は、コンデンサＣ１，Ｃ２が直流電源線ＬＨ，ＬＬ間で直列に接続されるので、直流リンク電圧Ｖｄｃがクランプ回路直列電圧Ｖｃと一致する。

そして切り替え信号Ｓｃｌが活性化している間は１２０度通電モードでコンバータ４が転流するので、やがてクランプ電圧Ｖｃ（直流リンク電圧Ｖｄｃ）は上昇する。

但し図３２は、直流リンク電圧Ｖｄｃが第２の閾値（これは第１の閾値以上で例えば４５０Ｖ）を超えた値を所定期間維持したことを以て、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させる場合を例示している。また図３３は、直流リンク電圧Ｖｄｃが第２の閾値（これは第１の閾値以上で例えば６００Ｖ）を超えたことを契機として、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させる場合を例示している。

図３２に示された動作では第１の転流モードに移行する際の直流リンク電圧Ｖｄｃが過大とならず、その後も直流リンク電圧Ｖｄｃが過大になりにくいという利点がある。図３３に示された動作では、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔに生じるリンギングが生じる回数が少ないという利点がある。

図３４も瞬時停電に伴う動作を示すグラフである。当該動作も、図３２及び図３３に示された動作と同様に、直流リンク電圧Ｖｄｃの平均値Ｖｄｃ１が第１の閾値（例えば４００Ｖ）を下回るときを契機として切り替え信号Ｓｃｌを活性化させる。そして図３４に示された動作も、直流リンク電圧Ｖｄｃが第２の閾値（これは第１の閾値以上で例えば６００Ｖ）を超えたことを契機として、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させる点で、図３３に示された動作と同様である。

但し、図３４に示された動作では、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させてから１２０度通電モードへと移るまでに、所定時間だけ遅延を設ける。つまり、図３１乃至図３３に示された動作は、いずれもスイッチ部Ｓ５が非導通となる時点以降で第１の転流モードが採用される点で共通するが、図３４に示された動作では、スイッチ部Ｓ５が非導通となった時点以降であって所定時間が経過してから第１の転流モードが採用される点で図３２、図３３に示された動作と相違する。このような所定時間の遅延は、切り替え指令Ｊが第１の転流モードを設定しても、台形状電圧指令生成部１１において計時することによって実現できる。

図３４に示された動作では、切り替え信号Ｓｃｌを非活性化させてから１２０度通電モードへと移るまでの間、コンバータ４の転流には１２０度通電モードが採用される。このように、クランプ回路が機能している場合に１２０度通電モードを採用してコンバータを転流させると、電源線電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは大きく乱れるが、直流リンク電圧Ｖｄｃを損なうものではない。

従って、スイッチ部Ｓ５を設けない場合であっても、直流リンク電圧Ｖｄｃを検出し、以て停電を検出し、当該停電時には１２０度通電モードを採用してコンバータを転流させてもよい。

なお、切り替え信号Ｓｃｌを活性化させるタイミングは平均値Ｖｄｃ１を用いるのみならず、直流リンク電圧Ｖｄｃ自体を用いてもよい。図３１において示されるように、また図４を用いて説明したように、直流リンク電圧Ｖｄｃはコンバータ４のスイッチングにより包絡線間を遷移する。よって例えば上述のように第１の閾値を４００Ｖに設定すると、正常運転時においても直流リンク電圧Ｖｄｃは第１の閾値よりも小さい値を離散的に採っている。

よって単に直流リンク電圧Ｖｄｃを用いて切り替え信号Ｓｃｌを活性化させるタイミングを決定するには、切り替え指令生成部３１の直流リンク電圧Ｖｄｃに対する感度を低下させればよい。具体的には切り替え指令生成部３１は直流リンク電圧Ｖｄｃの大きさを認識するのに必要な時間を長く採ればよい。例えば直流リンク電圧Ｖｄｃが第１の閾値以下を所定期間維持するときに切り替え指令Ｊを生成し、スイッチ部Ｓ５を導通させる。

もちろん平均値Ｖｄｃ１と第１の閾値とを比較する方が、直流リンク電圧Ｖｄｃを所定期間継続して計測する必要がない点で有利である。

直流リンク電圧Ｖｄｃから平均値Ｖｄｃ１を求める機能は、切り替え指令生成部３１が担ってもよい。あるいは当該機能は別途に設ける演算部あるいは積分回路に担わせ、切り替え指令生成部３１には平均値Ｖｄｃ１が入力されてもよい。

４ 電流形コンバータ
５ クランプ回路
６ 電圧形インバータ
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
Ｄｃｌ クランプダイオード
Ｄ１２，Ｄ１３ ダイオード
ＬＨ 第１の直流電源線
ＬＬ 第２の直流電源線
Ｐｒ，Ｐｓ，Ｐｔ 入力端
Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗ 出力端
Ｓ１ スイッチ
Ｓ５ スイッチ部
Ｔｒｐ，Ｔｓｐ，Ｔｔｐ，Ｔｒｎ，Ｔｓｎ，Ｔｔｎ 第１スイッチング素子群
Ｔｕｐ，Ｔｖｐ，Ｔｗｐ，Ｔｕｎ，Ｔｖｎ，Ｔｗｎ 第２スイッチング素子群
Ｖｒ*，Ｖｓ*，Ｖｔ* 台形波（相電圧指令）

Claims (18)

1. 複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、
   第１の直流電源線(LH)と、
   前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、
   少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、
   少なくとも一つの前記複数の入力端と前記コンデンサとを結ぶ直列経路に設けられる第２抵抗(R81,R82)と、
   前記第２抵抗を介した前記少なくとも一つの前記複数の入力端と前記コンデンサとの間の導通／非導通を選択する第１スイッチ(S81,S82)と
   を備え、
   前記第１抵抗(R1)は前記第２抵抗よりも低い抵抗値を有する、電力変換装置。
2. 複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、
   第１の直流電源線(LH)と、
   前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、
   少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、
   誘導性負荷(7)に接続される複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、
   前記複数の出力端の各々と前記第１の直流電源線(LH)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tup,Tvp,Twp)と、前記複数の出力端の各々と前記第２の直流電源線(LL)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tun,Tvn,Twn)とを有する電圧形インバータ(6)と
   を備え、
   前記第１抵抗(R1)の抵抗値は、前記電圧形インバータの定格電圧から前記複数の入力端(Pu,Pv,Pw)の相互間に印加される線間電圧の最大値を減算した値を、前記誘導性負荷から前記電圧形インバータを介して流れる回生電流を除した値以下である、電力変換装置。
3. 誘導性負荷(7)に接続される複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、
   前記複数の出力端の各々と前記第１の直流電源線(LH)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tup,Tvp,Twp)と、前記複数の出力端の各々と前記第２の直流電源線(LL)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tun,Tvn,Twn)とを有する電圧形インバータ(6)と、
   前記第１抵抗(R1)と並列に接続された第２スイッチ(S1)と
   を更に備え、
   前記第２スイッチ(S1)は、前記電圧形インバータ(6)の全ての前記複数のスイッチ素子(Tup,Tvp,Twp,Tun,Tvn,Twn)を非導通とする前に導通する、請求項１又は２に記載の電力変換装置。
4. 複数の入力端(Pu,Pv,Pw)と、
   第１の直流電源線(LH)と、
   前記第１の直流電源線よりも低い電位が印加される第２の直流電源線(LL)と、
   少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第１の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp)と、前記少なくとも２つの前記複数の入力端の各々と前記第２の直流電源線との間に接続された複数のスイッチング素子(Trn,Tsn,Ttn)とを有する電流形コンバータ(4)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で、アノードを前記第１の直流電源側に向けて設けられるダイオード(D1)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記ダイオードと直列に接続されるコンデンサ(C1)と、
   前記第１及び前記第２の直流電源線の間で前記コンデンサ及び前記ダイオードと直列に接続される第１抵抗(R1)と、
   誘導性負荷(7)に接続される複数の出力端(Pu,Pv,Pw)と、
   前記複数の出力端の各々と前記第１の直流電源線(LH)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tup,Tvp,Twp)と、前記複数の出力端の各々と前記第２の直流電源線(LL)との間に接続される複数のスイッチング素子(Tun,Tvn,Twn)とを有する電圧形インバータ(6)と、
   前記ダイオード及び前記第１抵抗(R1)と並列に接続された双方向の第３スイッチ(S5)と
   を備える、電力変換装置。
5. 前記第３スイッチ(S5)は、
   前記ダイオード(D1)と逆並列に接続された第１トランジスタ(T1)と、
   アノードを前記第２の直流電源線(LL)側に、カソードを前記第１の直流電源線(LH)側にそれぞれ向けて、前記第１抵抗と並列に接続された第２のダイオード(D2)と、
   前記第２のダイオードと逆並列に接続された第２トランジスタ(T2)と
   を備える、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記ダイオード(D1)及び前記第１抵抗(R1)は前記コンデンサ(C1)に対して同じ側に設けられ、
   前記第３スイッチ(S5)は、
   アノードを前記第２の直流電源線(LL)側に、カソードを前記第１の直流電源線(LH)側にそれぞれ向けて、前記第１抵抗と並列に接続された第２のダイオード(D2)と、
   アノードが前記第２のダイオード(D2)のカソードに接続された第３のダイオード(D3)と、
   アノードが前記ダイオード(D1)のカソードに接続された第４のダイオード(D4)と、
   コレクタが前記第３のダイオードのカソードと前記第４のダイオードのカソードと、エミッタが前記ダイオード及び前記第２のダイオードのアノードとそれぞれ接続されたトランジスタと
   を備え、
   前記第１抵抗(R1)が前記ダイオード(D1)に対して前記第１直流電源線(LH)側に設けられる、請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記第３スイッチ(S1,S5)は、前記電圧形インバータ(6)の全ての前記複数のスイッチ素子(Tup,Tvp,Twp,Tun,Tvn,Twn)を非導通とする前に導通する、請求項４乃至６の何れか一つに記載の電力変換装置。
8. 前記複数の入力端は３つの入力端であり、前記複数の出力端は３つの出力端であって、
   前記電流形コンバータ(4)は、いずれもが３６０度周期であって互いに位相が１２０度ずれる３つの台形波とキャリアとの比較結果によって決定される、第１の転流モードと１２０度通電モードのいずれかに従って転流し、
   前記第１の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１２０度区間で連続する平坦区間の一対と、これら一対の平坦区間をつなぐ６０度区間の傾斜領域の一対を有し、
   前記電流形コンバータは、前記第１の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流し、
   前記第１の転流モードが採用されている状態で前記第３スイッチ(S5)が導通することを契機として、前記１２０度通電モードが採用され、
   前記第３スイッチが非導通となる時点以降で前記第１の転流モードが採用される、請求項４乃至７の何れか一つに記載の電力変換装置。
9. 前記第３スイッチ(S5)は、前記複数の出力端(Pu,Pv,Pw)に接続される前記誘導性負荷(7)の力率が所定値を下回るときに導通する、請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記誘導性負荷(7)は回転機であり、起動当初の所定期間は前記１２０度通電モードに従って前記電流形コンバータ(4)が転流する、請求項９に記載の電力変換装置。
11. 前記第３スイッチ(S5)は、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)間の直流電圧が第１の閾値を下回るときに導通する、請求項８に記載の電力変換装置。
12. 前記第３スイッチ(S5)は、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超える値を所定期間維持したことを以て非導通となり、
    前記第３スイッチが非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される、請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記第３スイッチ(S5)は、前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)間の直流電圧が前記第１の閾値以上の第２の閾値を超えたことを契機として非導通となる、請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記第３スイッチ(S5)が非導通となったことを契機として前記第１の転流モードが採用される、請求項１３に記載の電力変換装置。
15. 前記第３スイッチ(S5)が非導通となってから所定期間が経過した後に前記第１の転流モードが採用される、請求項１３に記載の電力変換装置。
16. 前記ダイオード(D1)及び前記第１抵抗(R1)は前記コンデンサ(C1)に対して前記第２の直流電源線(LL)側に設けられ、
    前記第１及び前記第２の直流電源線(LH,LL)の間で前記ダイオード(D1)及び前記第１抵抗(R1)の直列接続に対して前記コンデンサと反対側で直列に接続された第２のコンデンサ(C2)と、
    アノードが前記直列接続と前記第２のコンデンサとの間に、カソードが前記第１の直流電源線にそれぞれ接続された第２のダイオード(D12)と、
    アノードが前記第２の直流電源線に、カソードが前記直列接続と前記コンデンサとの間にそれぞれ接続された第６のダイオード(D13)と
    を更に備える、請求項１乃至１５の何れか一つに記載の電力変換装置。
17. 前記１２０度通電モードは第２の転流モードであり、
    前記第２の転流モードにおいて前記台形波の各々は、１８０度区間で連続する平坦区間の一対を有し、
    前記電流形コンバータ(4)は、前記第２の転流モードにおいては、前記平坦区間の一対の間で遷移する前記台形波と前記キャリアとの比較によって転流する、請求項８乃至１６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
18. 前記１２０度通電モードは、前記電流形コンバータ(4)が有する全ての前記複数のスイッチング素子(Trp,Tsp,Ttp,Trn,Tsn,Ttn)が導通する自然転流モードである、請求項８乃至１６のいずれか一つに記載の電力変換装置。

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