JP2017121162A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】力率を改善するために昇圧回路のスイッチング、全波整流回路、倍電圧整流回路の切り替えを行う。
【解決手段】電力変換装置１００は、単相フルブリッジ整流回路１と、単相フルブリッジ整流回路１の入力端１５，１６のいずれか一方との間で電源９と直列に接続されるリアクトル７と、単相フルブリッジ整流回路１の出力端１７，１８の間で接続点２３を介して互いに直列に接続されるコンデンサ２１，２２と、入力端１６と接続点２３との間に接続される第１スイッチ５１と、入力端１５，１６の間に接続される第２スイッチ５２とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は交流電圧を直流電圧へ変換する技術に関し、特に全波整流と倍電圧整流とを併用する技術に関する。

特許文献１には全波整流回路と倍電圧整流回路とを切り替えて行うコンバータが示されている。

特許文献２には昇圧回路と倍電圧整流回路とを切り替えて行う電力変換装置が示されている。

特許文献３には昇圧回路と倍電圧整流回路と全波整流回路とを切り替えて行う電力変換装置が示されている。昇圧回路は倍電圧整流回路と併用されることもできるし、全波整流回路と併用されることもできる。

なお、本件に関連するものとして、特許文献４〜６を挙げる。

特開平１０−１７４４４２号公報 特開平１１−１６４５６２号公報 特開２００１−９５２６２号公報 特開平９−２６６６７４号公報 特開２０１４−１１３０３７号公報 特開２０００−１８８８６７号公報

しかしながら特許文献３に記載された技術では、平滑コンデンサの電圧について着目して昇圧回路、全波整流回路、倍電圧整流回路の動作を規定しており、力率を改善するという視点を持たない。よって力率を改善するための昇圧回路の適切なスイッチング、及び全波整流回路、倍電圧整流回路の切り替えについての示唆も無かった。

この発明はかかる視点に基づき、力率を改善するための昇圧回路のスイッチング、及び全波整流回路、倍電圧整流回路の切り替えを行う技術を提供することを目的とする。

この発明にかかる電力変換装置は、電源（９）から出力される単相の交流電圧（Ｖａ）を直流電圧（Ｖｄ）へ変換して前記直流電圧を負荷（３）に供給する電力変換装置（１００）である。

そしてその第１の態様は、対を成す第１入力端（１５）及び第２入力端（１６）と、前記第１入力端及び前記第２入力端に関して前記電源と反対側で対を成して前記負荷の入力側に接続される第１出力端（１７；１８）及び第２出力端（１８；１７）とを有する単相フルブリッジ整流回路（１）と、前記第１出力端と前記第２出力端との間で接続点（２３）を介して互いに直列に接続され、両者で前記直流電圧を支える第１コンデンサ（２１；２２）及び第２コンデンサ（２２；２１）と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの直列接続の両端の間で、前記単相フルブリッジ整流回路を介して前記電源と直列に接続されるリアクトル（７；７ａ，７ｂ）と、前記第２入力端（１６）と前記接続点（２３）との間に接続され、前記電力変換装置の変換電力もしくは前記電源から供給される入力電流（Ｉａ）が第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記交流電圧がその中央値をとる隣接した一対の時点の間である半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移する第１スイッチ（５１）と、前記リアクトルに流れる電流の経路に前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサのいずれをも含まない第１状態から、前記経路に前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの少なくとも一方を含む第２状態への切換を、前記変換電力もしくは前記入力電流が前記第１閾値以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は行う第２スイッチ（５２）とを備える。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記リアクトル（７）は前記第１入力端（１５）と前記第２入力端（１６）との少なくとも一方と前記電源（９）との間に接続され、前記第２スイッチ（５２）は前記第１入力端と前記第２入力端との間に接続され、前記第２スイッチは前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第１の態様であって、前記リアクトル（７）は前記第１入力端（１５）と前記第２入力端（１６）との少なくとも一方と前記電源（９）との間に接続され、前記第２スイッチ（５２）は前記第１入力端及び前記第２入力端と、前記第１出力端（１７；１８）との間に接続され、前記第２スイッチは前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、その第１の態様であって、前記第１出力端（１７；１８）と前記接続点（２３）との間で前記第１コンデンサ（２１；２２）と直列に接続され、その順方向が前記第１コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第１出力端と前記第１コンデンサとに挟まれるダイオード（５２ｄ；５２ｅ）を更に備える。前記リアクトル（７）は前記第１入力端（１５）と前記第２入力端（１６）との少なくとも一方と前記電源（９）との間に接続される。前記第２スイッチ（５２）は前記第１出力端（１７；１８）と前記第２出力端（１８；１７）との間に接続される。前記第２スイッチは前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、その第１の態様であって、前記リアクトル（７ａ，７ｂ）は一対設けられ、前記リアクトルの一方（７ａ；７ｂ）及び他方（７ｂ；７ａ）は、それぞれ前記第１出力端（１７；１８）及び前記第２出力端（１８；１７）に接続される。そして、前記第１出力端と前記接続点（２３）との間で、前記第１コンデンサ（２１；２２）と前記リアクトルの前記一方とに挟まれて前記第１コンデンサと前記リアクトルの前記一方とに直列に接続され、その順方向が前記第１コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致するダイオード（５２ｄ；５２ｅ）を更に備える。前記リアクトルの前記一方は前記第１出力端と前記ダイオードとに挟まれる。前記第２スイッチ（５２）は前記第１出力端と前記第２出力端との間で、前記リアクトルの前記一方と前記リアクトルの前記他方とに挟まれて、前記リアクトルの前記一方と前記リアクトルの前記他方とに直列に接続される。前記第２スイッチは前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、その第３、第４の態様のいずれかであって、前記第２出力端（１８；１７）と前記接続点（２３）との間で前記第２コンデンサ（２２；２１）と直列に接続され、その順方向が前記第２コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第２出力端と前記第２コンデンサとに挟まれるダイオード（５２ｅ；５２ｄ）を更に備える。

この発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、その第５の態様であって、前記第２出力端（１８；１７）と前記接続点（２３）との間で、前記第２コンデンサ（２２；２１）と前記リアクトルの前記他方（７ｂ；７ａ）とに挟まれて前記第２コンデンサと前記リアクトルの前記他方とに直列に接続され、前記リアクトルの前記他方を前記第２出力端と共に挟み、その順方向が前記第２コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致するダイオード（５２ｅ；５２ｄ）を更に備える。

この発明にかかる電力変換装置の第８の態様は、その第１の態様であって、第２スイッチ（５２）は、前記第１出力端（１７）と前記第１入力端（１５）との間に接続される第１スイッチ要素（５２ｇ）と、前記第２出力端（１８）と前記第１入力端との間に接続される第２スイッチ要素（５２ｈ）とを有する。前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに前記第１スイッチ要素は、前記第２入力端（１６）の電位が前記第１入力端の電位よりも高い前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移し、前記第２入力端の電位が前記第１入力端の電位よりも低い前記半周期期間において非導通状態である。前記変換電力もしくは前記入力電流が前記第１閾値以上のときに前記第２スイッチ要素は、前記第２入力端の電位が前記第１入力端の電位よりも低い前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移し、前記第２入力端の電位が前記第１入力端の電位よりも高い前記半周期期間において非導通状態である。

この発明にかかる電力変換装置の第９の態様は、その第８の態様であって、第１ダイオード（５２ｄ；５２ｅ）と第２ダイオード（５２ｅ；５２ｄ）とを更に備える。前記第１ダイオードは、前記第１出力端（１７；１８）と前記接続点（２３）との間で前記第１コンデンサ（２１；２２）と直列に接続され、その順方向が前記第１コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第１出力端と前記第１コンデンサとに挟まれる。前記第２ダイオードは、前記第２出力端（１８；１７）と前記接続点（２３）との間で前記第２コンデンサ（２２；２１）と直列に接続され、その順方向が前記第２コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第２出力端と前記第２コンデンサとに挟まれる。

この発明にかかる電力変換装置の第１０の態様は、その第１〜第９の態様のいずれかであって、前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）よりも小さな第２閾値（Ｗ２；Ｗ２ｕ；Ｗ２ｄ；Ｉ２ｕ；Ｉ２ｄ）以上であって前記第１閾値未満であるときには、前記第１スイッチ（５１）は前記半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移し、前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行わずに前記第２状態が実現される。

この発明にかかる電力変換装置の第１１の態様は、その第１０の態様であって、前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第２閾値（Ｗ２；Ｗ２ｕ；Ｗ２ｄ；Ｉ２ｕ；Ｉ２ｄ）未満であるときには、前記第１スイッチ（５１）は非導通状態にあり、前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行わずに前記第２状態が実現される。

この発明にかかる電力変換装置の第１２の態様は、その第１〜９の態様のいずれかであって、前記変換電力が前記第１閾値未満であるときには、前記第１スイッチ（５１）は非導通状態にあり、前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行わずに前記第２状態が実現される。

この発明にかかる電力変換装置の第１３の態様は、その第２、第６、第７、第９の態様のいずれかであって、前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上であるときには、前記第２スイッチ（５２）の前記切換は、前記第１スイッチ（５１）が導通状態であるときに行われる。

この発明にかかる電力変換装置の第１４の態様は、その第１〜１３の態様のいずれかであって、前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行う時点は、前記半周期期間の始点から前記半周期の１／６が経過した時点と、前記始点から前記半周期の５／６が経過した時点との間にある。

この発明にかかる電力変換装置の第１５の態様は、その第２，第６、第７、第９の態様のいずれかであって、前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上であるときには、前記第１スイッチ（５１）の非導通状態から導通状態への遷移は、前記第１状態が実現されているときに行われる。

この発明にかかる電力変換装置の第１６の態様は、その第３〜５、第８の態様のいずれかであって、前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上であるときには、前記第２スイッチ（５２）の前記切換は、前記第１スイッチ（５１）が非導通状態であるときに行われ、前記第１スイッチ（５１）の非導通状態から導通状態への遷移は、前記第２状態が実現されているときに行われる。

前記変換電力は、前記負荷（３）に供給される電力であってもよいし、前記電力変換装置（１００）に入力する電力であってもよい。前記電力変換装置（１００）に入力する電流（Ｉａ）の大きさに基づいて、前記第１スイッチ（５１）及び前記第２スイッチ（５２）の動作が制御されてもよい。例えば入力電流が上昇するときの前記第１閾値（Ｉ１ｕ）が、前記入力電流（Ｉａ）が低下するときの前記第１閾値（Ｉ１ｄ）よりも大きい。

この発明にかかる電力変換装置によれば、第２スイッチにより電源に流れる電流の導通角を広げて力率が改善されると共に、第２スイッチの切換によって、リアクトルに蓄えられたエネルギーが供給されることにより、第１コンデンサと第２コンデンサとの直列接続に与える電圧を高める。これにより、第１スイッチの導通によって単相フルブリッジ整流回路の一対の出力端に与える電圧が高められている場合でも、単相フルブリッジ整流回路に流れる電流の導通角を広げ、力率が改善される。

この発明にかかる電力変換装置の第６、第７，第９の態様によれば、第１状態が実現され、かつ第１スイッチが導通しても、第１コンデンサあるいは第２コンデンサの放電が阻止される。

この発明にかかる電力変換装置の第１０の態様によれば、変換電力が低いとき力率は低くても構わないが、一対のコンデンサが負荷に与える電圧は高める必要があるので、第２スイッチが切換をしないで第２状態が実現されることで損失を低減する。

この発明にかかる電力変換装置の第１１の態様によれば、変換電力が更に低いとき力率は低くても構わず、一対のコンデンサが負荷に与える電圧を高める必要もないので、第１スイッチが非導通状態となり、かつ第２スイッチが切換をしないで第２状態が実現されることで損失を低減する。

この発明にかかる電力変換装置の第１２の態様によれば、変換電力が低いとき力率は低くても構わず、一対のコンデンサが負荷に与える電圧を高める必要もないので、第１スイッチが非導通状態となり、かつ第２スイッチが切換をしないで第２状態が実現されることで損失を低減する。

この発明にかかる電力変換装置の第１３の態様によれば、第２スイッチによって第１状態から第２状態への切換が行われる時点では倍電電圧回路としての機能が発揮されており、入力する電流が低下しにくい。

この発明にかかる電力変換装置の第１４の態様によれば、入力する電流の低下を回避する。

この発明にかかる電力変換装置の第１５の態様によれば、単相フルブリッジ整流回路を構成する整流素子における逆回復現象を回避し、以て効率の悪化を回避する。

この発明にかかる電力変換装置の第１６の態様によれば、第１コンデンサあるいは第２コンデンサの放電が阻止される。

実施の形態のいずれにおいても採用される、電力変換装置の構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態における電力変換装置の動作を例示するグラフである。 第２動作における電流の振る舞いを示すグラフである。 第２動作における電流の振る舞いを模式的に示すグラフである。 第２動作における電流の振る舞いを模式的に示すグラフである。 ブリッジレス型の力率改善回路と、図１の電力変換装置との比較を示すグラフである。 第１の変形にかかる構成を示す回路図である。 第２の変形にかかる構成を示す回路図である。 第３の変形にかかる構成を示す回路図である。 第４の変形にかかる構成を示す回路図である。 第５の変形にかかる構成を示す回路図である。 第６の変形にかかる構成を示す回路図である。 第７の変形にかかる構成を示す回路図である。 第８の変形にかかる構成を示す回路図である。 第１〜第８の変形にかかる構成における電力変換装置の動作を例示するグラフである。 第９の変形にかかる構成を示す回路図である。 第１０の変形にかかる構成を示す回路図である。 第１１の変形にかかる構成を示す回路図である。 第１１の変形にかかる構成における電力変換装置の動作を例示するグラフである。 第１２の変形にかかる構成を示す回路図である。 第１２の変形にかかる構成における電力変換装置の動作を例示するグラフである。 負荷電力と入力電流との関係を示すグラフである。 負荷電力と入力電流との関係を示すグラフである。 第１スイッチ及び第２スイッチの動作を制御する構成を例示するブロック図である。

基本的構成．
図１は下記の実施の形態のいずれにおいても採用される、電力変換装置１００の構成を例示する回路図である。電力変換装置１００は、単相の交流電圧Ｖａを直流電圧Ｖｄへ変換してこれを負荷３に供給する。交流電圧Ｖａは電源９から出力される。

電力変換装置１００の変換電力は、電源９から電力変換装置１００に供給される交流の入力電流Ｉａと交流電圧Ｖａと力率とで決定される入力電力として把握することもできるし、負荷３に供給される負荷電力（これは直流電圧Ｖｄと負荷３のインピーダンス、あるいは直流電圧Ｖｄと負荷の大きさにより変化する電流とで決定される）として把握することもできる。もちろん、電力変換装置１００での電力損失を無視することにより入力電力と負荷電力とは等しい。電力変換装置１００での電力損失は、入力電力及び負荷電力のいずれに対しても通常は数％程度であり、特に事情が無い限り無視して考えることは妥当である。以下では変換電力として負荷電力を例に取って説明する。

電力変換装置１００は、単相フルブリッジ整流回路１と、リアクトル７と、コンデンサ２１，２２と、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２とを備える。

単相フルブリッジ整流回路１は対を成す入力端１５，１６と、負荷３の入力側に接続される出力端１７，１８とを有する。出力端１７，１８は、入力端１５，１６に関して電源９と反対側で対を成す。具体的には単相フルブリッジ整流回路１はダイオード１１，１２，１３，１４を有する。ダイオード１１のアノードはダイオード１３のカソードと共に入力端１５に接続され、ダイオード１２のアノードはダイオード１４のカソードと共に入力端１６に接続され、ダイオード１１のカソードはダイオード１２のカソードと共に出力端１７に接続され、ダイオード１３のアノードはダイオード１４のアノードと共に出力端１８に接続される。

リアクトル７は、入力端１５，１６の少なくとも一方と電源９との間に接続される。図１において、リアクトル７は電源９と入力端１５との間に配置されているが、電源９と入力端１６との間に配置されてもよい。あるいは電源９と入力端１５との間、及び、電源９と入力端１６との間にそれぞれ一つずつのリアクトルが配置されてもよい。これら一対のリアクトルは一つのリアクトル７と電気的に等価だからである。

一対のコンデンサ２１，２２は出力端１７，１８の間で接続点２３を介して互いに直列に接続される。コンデンサ２１，２２の直列接続は直流電圧Ｖｄを支える。

第１スイッチ５１は、入力端１６と、接続点２３との間に接続される。本実施の形態において第２スイッチ５２は、入力端１５，１６の間に接続される。第１スイッチ５１の構成及び第２スイッチ５２の構成それ自体は公知の技術であるので詳細な説明は省略するが、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２は、本実施の形態においていずれも双方向半導体スイッチで実現することができる。例えば、図１では、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２のいずれもが、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート形バイポーラトランジスタ）とダイオードブリッジとの並列接続で構成される場合が例示される。

特許文献１，２，３から公知な通り、第１スイッチ５１が導通状態にあることにより単相フルブリッジ整流回路１とコンデンサ２１，２２とは倍電圧整流回路を構成し、第１スイッチ５１が非導通状態にあることにより単相フルブリッジ整流回路１とコンデンサ２１，２２とは全波整流回路を構成する。

また第２スイッチ５２が導通状態にあることにより、リアクトル７に流れる電流（本実施の形態では入力電流Ｉａ）の経路にコンデンサ２１，２２を含まない第１状態が実現される。このときリアクトル７には第２スイッチ５２を介して流れる電流によるエネルギーが蓄積される。第２スイッチ５２が非導通状態にあることにより、リアクトル７に流れる電流の経路にコンデンサ２１，２２の少なくとも一方を含む第２状態が実現される。第１状態において蓄積されたエネルギーは、第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へ遷移して実現される第２状態において、単相フルブリッジ整流回路１を経由してコンデンサ２１，２２の少なくとも一方に供給される。これによりコンデンサ２１，２２の少なくとも一方の両端電圧が上昇する。このようにリアクトル７と第２スイッチ５２とは、第２スイッチ５２が第１状態から第２状態への切換を行うことにより、昇圧動作を行う。つまり第２スイッチ５２は、リアクトル７、ダイオード１１，１２、コンデンサ２１，２２と共に昇圧回路を構成するとみることができる。

負荷３は、例えば直流／交流変換を行うインバータと当該インバータから交流電力が供給される交流モータとの組み合わせである。

第１の実施の形態．
図２は本実施の形態における電力変換装置１００の動作を例示するグラフである。波形Ｇ０は交流電圧Ｖａの波形であってその値を示す縦軸の極性を通常とは逆にして示される。極性を逆にして示したのは単に、他の波形Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３と交錯して見にくくなることを防ぐためである。

波形Ｇ１は、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２のいずれもが非導通状態にある場合（第１動作）の入力電流Ｉａ（ここではリアクトル７に流れる電流となる）の波形である。この場合、第２スイッチ５２とリアクトル７とによる昇圧動作なしに全波整流が行われる。波形Ｇ２は、第１スイッチ５１が導通状態と非導通状態とを繰り返しており、第２スイッチ５２が非導通状態にある場合（第２動作）の入力電流Ｉａの波形である。この場合、第２スイッチ５２とリアクトル７とによる昇圧動作なしの倍電圧整流と全波整流とが、交互に行われる。第１動作、第２動作では、第１状態ではなく第２状態が実現される。波形Ｇ３は、第１スイッチ５１が導通状態と非導通状態とを繰り返し、第２スイッチ５２が導通状態と非導通状態とを繰り返す場合（第３動作）の入力電流Ｉａの波形である。この場合、第２スイッチ５２とリアクトル７とによる昇圧動作を伴って、倍電圧整流と全波整流とが、交互に行われる。

図２において記号Ｓ１，Ｓ２は、第３動作における、それぞれ第１スイッチ５１、第２スイッチ５２の導通状態／非導通状態を、ＯＮ／ＯＦＦで示す。第３動作において第１スイッチ５１は、交流電圧Ｖａの半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へと遷移する。ここで半周期期間とは、交流電圧Ｖａがその中央値（図２に即していえば値０）をとる隣接した一対の時点（図２に即していえば時刻０，０．０１（秒）、あるいは時刻０．０１，０．０２（秒））の間を指す。第３動作において第２スイッチ５２は、半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。

このように第１スイッチ５１で導通状態から非導通状態への遷移を実現するには、当然、交流電圧Ｖａの周期の１／２の長さの期間（これは必ずしも前述の半周期期間とは一致しない）において、非導通状態から導通状態へ一回遷移する。但し、第１スイッチ５１の非導通状態から導通状態への遷移は、上記で定義された半周期期間の隣接する一対同士の境界に行われてもよい。図２ではそのような非導通状態から導通状態への遷移が例示されている。

同様に、第２スイッチ５２で導通状態から非導通状態への遷移を実現するには、当然、半周期期間において導通状態から非導通状態へ遷移する回数と同じ回数で、交流電圧Ｖａの周期の１／２の長さの期間において、非導通状態から導通状態へ遷移する。そしてこの遷移も半周期期間の隣接する一対同士の境界に行われてもよい。

図２では第３動作（波形Ｇ３）において、第１スイッチ５１は時刻０において非導通状態から導通状態へ遷移し、時刻０．００５（秒）において導通状態から非導通状態へ遷移し、時刻０．０１（秒）において非導通状態から導通状態へ遷移し、時刻０．０１５（秒）において導通状態から非導通状態へ遷移する。第２スイッチ５２は時刻０において非導通状態から導通状態へ遷移し、時刻０．００２５（秒）において導通状態から非導通状態へ遷移し、時刻０．０１（秒）において非導通状態から導通状態へ遷移し、時刻０．０１２５（秒）において導通状態から非導通状態へ遷移する。

第２動作（波形Ｇ２）において、第１スイッチ５１は第３動作と同様に遷移し、第２スイッチ５２は非導通状態が維持される。第１動作（波形Ｇ１）において、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２はいずれも非導通状態が維持される。

図３は第２動作における入力電流Ｉａの振る舞いを示すグラフである。但しここでは半周期期間の隣接する一対同士の境界以外で第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へ遷移する場合が例示されている。図３において記号Ｓ１は第２動作における第１スイッチ５１の導通状態／非導通状態をＯＮ／ＯＦＦで示す。第２動作では倍電圧整流と全波整流とが交互に行われる。これにより、第２状態が維持されていても、直流電圧Ｖｄを交流電圧Ｖａの波高値よりも高く設定することができる。また、所定の位相区間においてリアクトル７に強制的に電流を流すことは特許文献４で公知であるが、第２動作は全波整流をも行うので、電流のピークを抑制できる観点で望ましい。

図３にはコンデンサ２２の両端の電圧Ｖｃも示す。交流電圧Ｖａの波高値の絶対値が電圧Ｖｃよりも低いとき及び電圧（Ｖｄ−Ｖｃ）（図示省略）よりも低いときには入力電流Ｉａは流れない。つまり、第２動作では単相フルブリッジ整流回路１に流れる電流の導通角を自在には広げにくく、力率は改善されにくい。

コンデンサ２１，２２にはそれぞれほぼ直流電圧Ｖｄの半値Ｖｄ／２が印加されるので、電圧Ｖｃ，（Ｖｄ−Ｖｃ）はいずれも半値Ｖｄ／２程度の値となる。但しコンデンサ２１，２２は同時には充電されないので、電圧Ｖｃ，（Ｖｄ−Ｖｃ）はいずれも半値Ｖｄ／２から若干ずれた値となる。また入力電流Ｉａが流れなくなる時点は、Ｖｃ＝｜Ｖａ｜あるいはＶｄ−Ｖｃ＝｜Ｖａ｜となる時点からずれてもいる。この要因の一つとして、リアクトル７と単相フルブリッジ整流回路１中のダイオードが支える電圧の影響が考えられる。

図４及び図５は第２動作における入力電流Ｉａの振る舞いを模式的に示すグラフである。|Ｖａ|＞Ｖｃ，|Ｖａ|＞Ｖｄ−Ｖｃ（≒Ｖｄ／２）の期間においては、電源電圧の正負に応じてコンデンサ２１，２２のいずれかを充電する電流が流れる。特に電源電圧が更に高い（大きい）｜Ｖａ｜＞Ｖｄの期間においては、コンデンサ２１，２２の両方を充電する電流が流れる。

図３を用いて説明したように、入力電流Ｉａの導通角は直流電圧Ｖｄが低いほど広がる。よって交流電圧Ｖａの波形が同じであれば、図５のように直流電圧Ｖｄが高い場合の方が、図４のように直流電圧Ｖｄが低い場合よりも、導通角は狭い。つまり、第２動作では、直流電圧Ｖｄの大きさ（高さ）と力率の高さとは、トレードオフの関係にある。

しかし第３動作では、図２に波形Ｇ３として示される様に、第２スイッチ５２が導通状態にあって第１状態が実現されている間にも入力電流Ｉａが流れ、その導通角は第２動作よりも広い。よって第３動作では、第２動作と比較して力率が高い。しかも、倍電圧整流のみならず、第２スイッチ５２及びリアクトル７による昇圧動作も行われるので、得られる直流電圧Ｖｄを更に高めることができる。つまり、第３動作は第２動作と比較して、直流電圧Ｖｄを高める。

なお図２においては、第２スイッチ５２が半周期期間において導通状態から非導通状態へと一回だけ遷移する場合が例示されている。しかしながら、かかる遷移を半周期期間において複数回行っても同様の効果が得られる。この場合はスイッチングの回数が多くなって損失が増加するが、力率の制御性は向上する。

他方、第１動作よりも第２動作の方が、第２動作よりも第３動作の方が、いずれも電力変換装置１００の全体としてのスイッチング回数は増加する。スイッチング回数の増加は第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２のスイッチング損失や導通損失を増大させ、電力変換装置１００における損失を高める。

例えば、インターリーブ型の力率改善回路や、ブリッジレス型の力率改善回路のように、電源周期内の全体に亘ってスイッチング動作を行う力率改善回路（以下「フルスイッチング型力率改善回路」と仮称）は、高い力率が要求されない負荷に対してもスイッチングの回数が多く、効率の観点で不利である。つまり高い力率が要求されない負荷に対しては、スイッチング回数を減らして効率を高めることが望ましい。

なるほど特許文献５では、インターリーブ型の力率改善回路においてスイッチングを行わない動作も提案されているが（特許文献５にいう「非導通モード」参照）、発生する直流電圧が高くなり、フルスイッチング型力率改善回路に後置されるインバータでのスイッチング損失を高めてしまう。このインバータのスイッチング損失を低くする観点からは、昇圧機能を有する部分のスイッチがスイッチングを行わない状況では、直流電圧を低くすることが望ましい。

図６はブリッジレス型の力率改善回路と、図１の電力変換装置１００との比較を示すグラフである。但しいずれも昇圧機能を有する部分がスイッチング動作をしていない場合を示している。波形Ｇ４はブリッジレス型の力率改善回路の、波形Ｇ５は電力変換装置１００の、いずれも負荷電力と直流電圧（図中「ＤＣ電圧」と表記）との関係を示す。このように負荷が大きいほど（負荷電力が大きいほど）電力変換装置１００が発生する直流電圧は低下するのに対し、ブリッジレス型の力率改善回路は負荷電力を大きくしても直流電圧の低下は小さく、電力変換装置１００が発生する直流電圧よりも高い直流電圧を発生させている。なお、インターリーブ型の力率改善回路でも、ブリッジレス型と同様の直流電圧となる。

これは一般にフルスイッチング型力率改善回路では、そのスイッチング周波数が高いので、リアクトルのインダクタンスが小さくても電流が平滑化されるため、インダクタンスが小さいリアクトルが採用されることによる。例えば当該インダクタンスは数百μＨ程度に選定される。よってこれに電流が流れて生じる電圧降下は小さく、結果として直流電圧は高く保たれる。更に当該インダクタンスが小さいと、スイッチング動作をしない場合には、力率が悪く、交流電流のピークが大きくなり、損失が大きくなる可能性がある。これに対し、第２動作を行う電力変換装置１００ではリアクトルのインダクタンスが大きく（例えば数ｍＨ）選定されるので、リアクトルでの電圧降下は大きく、直流電圧も低くなるので、インバータのスイッチング損失は小さくなる。

以上のことから、第１スイッチ５１のスイッチング及び第２スイッチ５２による切換は、負荷３の大きさ（すなわち負荷電力：電力変換装置１００の変換電力の大きさ）に応じて選択されることが望ましい。上述の様に電力変換装置１００の動作は第１動作、第２動作、第３動作の３つに区分される。そして下記の理由から、第１動作、第２動作、第３動作はそれぞれ軽負荷、中負荷、重負荷において採用されることが望ましい。具体的には、負荷電力の大きさが第１閾値以上であれば第３動作を、第１閾値よりも小さい第２閾値以上であって第１閾値未満であれば第２動作を、第２閾値未満であれば第１動作を、それぞれ電力変換装置１００が採用することが望ましい。

軽負荷の場合、つまり負荷電力の大きさが第２閾値未満であれば、効率が重視され、高い力率は要求されない。よって損失を低減するためにスイッチング回数は少ないことが望まれる。また、負荷３がインバータで駆動されるモータであっても、軽負荷時には必要とされるモータ印加電圧は低いため、直流電圧Ｖｄを高める必要も無い。それゆえ、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２のいずれもが非導通状態となる第１動作が採用されることが望ましい。これは、特にインバータエアコンのように、全体の運転時間に対する軽負荷運転の割合が大きい用途に適用する際に重要である。すなわち、軽負荷時の効率が高いほど運転時の全体としての電気料金は安くなり、性能の指標であるＡＰＦ（Annual Performance Factor：通年エネルギー消費効率）の値も高くなる。

重負荷の場合、つまり負荷電力の大きさが第１閾値以上であれば、高い効率よりも、高い直流電圧Ｖｄ及び高い力率が重視される。これは電源９が商用電源である場合に特に要求される。かかる商用電源には電流の最大定格が定められており、流れる交流電流の実効値が同じであっても、負荷３に入力できる有効電力を高める要求があるからである。よって入力電流Ｉａの導通角を広げることで入力力率を高め、より大きな負荷電力を得ることが望ましい。特に負荷３が、例えばインバータで駆動されるモータである場合、モータを高回転速度かつ高トルクで駆動するためには、モータに印加される電圧をより高める必要がある。かかる必要性からは、直流電圧Ｖｄを高める第３動作が行われることが望ましい。

これらに対し、中負荷の場合、つまり負荷電力の大きさが第２閾値以上第１閾値未満であれば、高い効率よりも高い力率が重視される。上記と同様に、負荷３が例えばインバータで駆動されるモータである場合、モータを高回転速度かつ高トルクで駆動するためにはいわゆる弱め界磁（弱め磁束）運転を行わなくてもよい程度に直流電圧Ｖｄを高めることが望ましい。よって第２スイッチ５２を非導通状態にして第２状態を実現したままで、直流電圧Ｖｄを高めるべく、第２動作が行われることが望ましい。

第２動作では第１スイッチ５１が導通状態にある期間を長くして直流電圧Ｖｄを高めることができる。第３動作では、第１スイッチ５１が導通状態にある期間を、例えば電源周期の１／４程度とし、また第２スイッチ５２が導通状態にあって第１状態を実現する期間を長くして直流電圧Ｖｄを高めることができる。

あるいは中負荷となる場合を想定せず、負荷３が重負荷であるか軽負荷であるかの二つの区別とする場合には、第２閾値を設定すること無く、負荷３への入力電力の大きさが第１閾値未満であれば、第１動作を採用してもよい。

第２の実施の形態．
本実施の形態では第３動作の望ましい態様について説明する。本実施の形態の第３動作では、半周期期間において、第２スイッチ５２の導通状態から非導通状態への遷移（第１状態から第２状態への切換）は、第１スイッチ５１が導通状態にあるときに行われる。

このように動作することで、第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移する時点では、単相フルブリッジ整流回路１とコンデンサ２１，２２とは既に倍電圧整流回路として機能している。よって第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移しても、入力電流Ｉａが低下しにくく、より正弦波に近い、力率の高い電流波形が得られる。

入力電流Ｉａの低下を回避するには、更に、第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移する時点が、半周期期間の始点から半周期の１／６が経過した時点よりも後であって半周期の５／６が経過する迄であることが、以下の理由により望ましい。

倍電圧整流回路の一部として機能するコンデンサ２１，２２にはほぼ直流電圧Ｖｄの半値Ｖｄ／２が充電されている。よってこれらに対して第２スイッチ５２が非導通状態で入力電流Ｉａを電源９から流すためには、｜Ｖａ｜≧Ｖｄ／２でなければならない。電源９がこのような値の交流電圧Ｖａを出力するのは、交流電圧Ｖａの位相が、交流電圧Ｖａがその中央値を採る時点を基準として３０〜１５０度にあるときである（∵sin（π/6)＝sin（5π/6)＝１/２）。よって第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移する時点を上述のように選べば、当該遷移の直後から少なくともコンデンサ２１，２２のいずれかへ単相フルブリッジ整流回路１から電流が流れるので、入力電流Ｉａの低下が回避される。

入力電流Ｉａを交流電圧Ｖａと同位相の正弦波状とすることで力率が最良となる。従ってより望ましくは、第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へ遷移する際に入力電流Ｉａを増加させる必要性が高いのは、上記基準を採用した交流電圧Ｖａの位相が９０度より小さい時（交流電圧Ｖａがピークとなるまで）である。

もちろん、第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移する時点が、半周期期間の始点から半周期の１／６が経過した時点よりも後であって半周期の５／６が経過する迄であって、かつその時点で第１スイッチ５１が非導通状態にあってもよい。

第３の実施の形態．
本実施の形態では第３動作の望ましい態様について説明する。第２スイッチ５２が非導通状態にあって第２状態が実現されているとき、一対の入力端１５，１６は短絡されず、両者の間には電源９とリアクトル７とが直列に接続されている。

かかる状態において入力電流Ｉａがダイオード１１、コンデンサ２１，２２、ダイオード１４を流れていたとすれば、第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へと遷移すると、入力電流Ｉａの経路はコンデンサ２２、ダイオード１４から第１スイッチ５１に変更される。これによりダイオード１４には逆回復現象が発生してしまう。

あるいは入力電流Ｉａがダイオード１２、コンデンサ２１，２２、ダイオード１３を流れていたとすれば、第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へと遷移すると、入力電流Ｉａの経路はコンデンサ２１、ダイオード１２から第１スイッチ５１に変更される。これによりダイオード１２には逆回復現象が発生してしまう。このようなダイオードの逆回復現象は、ダイオードでリカバリ損失を発生させることになって効率を悪化させるので望ましくない。

そこで本実施の形態の第３動作では、半周期期間において、第１スイッチ５１の非導通状態から導通状態への遷移は、第２スイッチ５２が導通状態であって第１状態が実現されているときに行われる。

なお、第２スイッチ５２が導通状態にあれば、一対の入力端１５，１６は短絡されるので、第１スイッチ５１が導通状態及び非導通状態のいずれにあるかは、入力電流Ｉａ及びコンデンサ２１，２２の電圧のいずれにも影響を与えない。入力電流Ｉａは単相フルブリッジ整流回路１及びコンデンサ２１，２２の構成よりもインピーダンスが低い第２スイッチ５２を流れて第１状態が実現されるし、単相フルブリッジ整流回路１はコンデンサ２１，２２の放電経路とはならないからである。

よって第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へと遷移するのは第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移する時点よりもかなり前であってもよい。例えば第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２が同時に、非導通状態から導通状態へと遷移してもよい。

回路構成の変形．
以下では、第２スイッチ５２の変形について例示する。第１スイッチ５１はその構成を簡略化して単なるスイッチとして図示した。

図７乃至図１０ではいずれも図１で示された構成に対し、第２スイッチ５２が一対の入力端１５，１６と、出力端１７，１８の一方（図７、図８に即して言えば出力端１８、図９，図１０に即して言えば出力端１７）との間に接続されている構成が回路図として示される。そして第２スイッチ５２は双方向スイッチではなく、その導通によって一方向に電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

図７の構成（第１変形）では、第２スイッチ５２がＩＧＢＴ５２ａとダイオード１１ａ，１２ａとを有している。ダイオード１１ａのアノードは入力端１５に、ダイオード１２ａのアノードは入力端１６に、それぞれ接続される。ダイオード１１ａのカソードと、ダイオード１２ａのカソードと、ＩＧＢＴ５２ａのコレクタとが共通に接続され、ＩＧＢＴ５２ａのエミッタが出力端１８に接続されている。つまり第１変形では、第２スイッチ５２はその導通によって入力端１５，１６のいずれからも出力端１８へと電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

図８の構成（第２変形）では、第２スイッチ５２がＩＧＢＴ５２ｂ，５２ｃを有している。ＩＧＢＴ５２ｂのコレクタは入力端１５に、ＩＧＢＴ５２ｃのコレクタは入力端１６に、それぞれ接続される。ＩＧＢＴ５２ｂのエミッタと、ＩＧＢＴ５２ｃのエミッタと、出力端１８とが共通に接続されている。つまり第２変形でも、第２スイッチ５２はその導通によって入力端１５，１６のいずれからも出力端１８へと電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

図９の構成（第３変形）では、第２スイッチ５２がＩＧＢＴ５２ｄとダイオード１３ａ，１４ａとを有している。ダイオード１３ａのカソードは入力端１５に、ダイオード１４ａのカソードは入力端１６に、それぞれ接続される。ダイオード１３ａのアノードと、ダイオード１４ａのアノードと、ＩＧＢＴ５２ｄのエミッタとが共通に接続され、ＩＧＢＴ５２ｄのコレクタが出力端１７に接続されている。つまり第３変形では、第２スイッチ５２はその導通によって入力端１５，１６のいずれにも出力端１７から電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

図１０の構成（第４変形）では、第２スイッチ５２がＩＧＢＴ５２ｅ，５２ｆを有している。ＩＧＢＴ５２ｅのエミッタは入力端１５に、ＩＧＢＴ５２ｆのエミッタは入力端１６に、それぞれ接続される。ＩＧＢＴ５２ｅのコレクタと、ＩＧＢＴ５２ｆのコレクタと、出力端１７とが共通に接続されている。つまり第４変形でも、第２スイッチ５２はその導通によって入力端１５，１６のいずれにも出力端１７から電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

なお、第１変形と第３変形とでは第２スイッチ５２を構成する要素の数が同じように見え、その動作も後述のように同等である。但し実際に適用する場合には、次の理由により第１変形が適用される場合が一般的である。すなわち、第１変形ではＩＧＢＴ５２ａのエミッタが直流電圧Ｖｄの負電位側に接続されているため、ＩＧＢＴ５２ａの駆動用信号や駆動用電源の基準電位は直流電圧Ｖｄの負電位側となって、駆動用信号を作成する制御回路（図示せず）と同じ基準電位で動作させることができる。これに対し、第３変形ではＩＧＢＴ５２ｄの駆動用信号や駆動用電源の基準電位を前記制御回路の基準電位（直流電圧Ｖｄの負電位側）と同じ電位とすることができないため、電位の異なる独立したＩＧＢＴ駆動用電源や、駆動用信号のレベルシフト回路が必要となる。よって回路の複雑化やコストアップを避ける観点から、第３変形よりも第１変形を適用することが望ましい。

この観点は第２変形と第４変形とについても同様である。特に第４変形ではＩＧＢＴ５２ｅとＩＧＢＴ５２ｆのエミッタが共通でないことから、ＩＧＢＴ駆動用電源と駆動用信号のレベルシフトがそれぞれのＩＧＢＴに対応させて２つずつ必要となる。よって上述の観点での第２変形と第４変形との相違は、当該観点での第１変形と第３変形との相違よりも顕著である。このことから、第４変形よりも第２変形が適用される場合が一般的である。

図１１、図１２ではいずれも図１で示された構成に対し、第２スイッチ５２が、出力端１７，１８の間に設けられ、その導通によって出力端１７から出力端１８へ電流を流すことができる。具体的には第２スイッチ５２は出力端１７に接続されたコレクタと、出力端１８に接続されたエミッタとを有するＩＧＢＴで構成される。

更に、図１１の構成（第５変形）ではダイオード５２ｄが出力端１７と接続点２３との間でコンデンサ２１と直列に接続される。ダイオード５２ｄの順方向はコンデンサ２１を充電する電流が流れる方向、つまり出力端１７からコンデンサ２１へ向かう方向と一致する。ダイオード５２ｄは出力端１７とコンデンサ２１とに挟まれる。具体的にはダイオード５２ｄのアノードが出力端１７に接続され、ダイオード５２ｄのカソードがコンデンサ２１を介して接続点２３に接続される。

また図１２の構成（第６変形）ではダイオード５２ｅが出力端１８と接続点２３との間でコンデンサ２２と直列に接続される。ダイオード５２ｅの順方向はコンデンサ２２を充電する電流が流れる方向、つまりコンデンサ２２から出力端１８へ向かう方向と一致する。ダイオード５２ｅは出力端１８とコンデンサ２２とに挟まれる。具体的にはダイオード５２ｅのカソードが出力端１８に接続され、ダイオード５２ｅのアノードがコンデンサ２２を介して接続点２３に接続される。

第１〜第６の変形において、第２スイッチ５２の動作を第１の実施の形態の第２スイッチ５２と同様に行い、第３動作が実現できる。つまり第２スイッチ５２の切換により、第１状態と第２状態との間での遷移が行われる。

しかしながら、第１〜第６の変形において第１スイッチ５１と第２スイッチ５２のいずれもが導通状態にある状況、即ち第１状態であって第１スイッチ５１が導通する状況は避けられるべきである。そのような状況では第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２がコンデンサ２１，２２の少なくともいずれかの放電経路を構成してしまうからである。具体的には図７、図８、図１１に示された構成（第１変形、第２変形、第５変形）ではコンデンサ２２の放電経路が、図９、図１０、図１２（第３変形、第４変形、第６変形）に示された構成ではコンデンサ２１の放電経路が、それぞれ形成されてしまう。

よって第１〜第６の変形の場合には、第１状態から第２状態への切換、ここでは第２スイッチ５２の導通状態から非導通状態への遷移は、第１スイッチ５１が非導通状態にあるときに行われる必要がある。従って、第２スイッチ５２の導通状態から非導通状態への遷移が第１スイッチ５１の導通状態において行われる第２の実施の形態における第３動作を実現できない。よって第２の実施の形態と比較すると、第１〜第６の変形では入力電流Ｉａが低下し、力率が低くなってしまう。

しかも第５変形（図１１）ではコンデンサ２１の充電経路にダイオード５２ｄが、第６変形（図１２）ではコンデンサ２２の充電経路にダイオード５２ｅが、それぞれ存在する。よって全波整流、倍電圧整流のいずれが行われる場合でもダイオードの導通損失分で損失が増加する。

また、第１〜第６の変形では、第１スイッチ５１の非導通状態から導通状態への遷移は、第２状態が実現されているとき、ここでは第２スイッチ５２が非導通状態にあるときに行われる必要がある。従って、第１スイッチ５１の非導通状態から導通状態への遷移が第２スイッチ５２の導通状態において行われる第３の実施の形態における第３動作を実現できない。よって第３の実施の形態と比較すると、当該変形はダイオードの逆回復現象を招来してしまい、効率を悪化させる観点で望ましくない。

図１３は第７の変形にかかる構成を、図１４は第８の変形にかかる構成を、それぞれ示す回路図である。第７の変形、及び第８の変形では、それぞれ第５の変形（図１１）、第６の変形（図１２）におけるリアクトル７を分割して、単相フルブリッジ整流回路１よりもコンデンサ２１，２２側に配置した構成が例示される。具体的にはリアクトル７に代えて一対のリアクトル７ａ，７ｂが設けられる。リアクトル７ａは出力端１７に接続され、リアクトル７ｂは出力端１８に接続される。

第７の変形（図１３）ではダイオード５２ｄは、出力端１７と接続点２３との間で、コンデンサ２１とリアクトル７ａとに挟まれてコンデンサ２１とリアクトル７ａとに直列に接続される。そしてダイオード５２ｄの順方向はコンデンサ２１を充電する電流が流れる方向と一致する。リアクトル７ａは出力端１７とダイオード５２ｄとに挟まれる。具体的にはダイオード５２ｄのアノードがリアクトル７ａを介して出力端１７に接続され、ダイオード５２ｄのカソードがコンデンサ２１を介して接続点２３に接続される。

第８の変形（図１４）ではダイオード５２ｅは、出力端１８と接続点２３との間で、コンデンサ２２とリアクトル７ｂとに挟まれてコンデンサ２２とリアクトル７ｂとに直列に接続される。そしてダイオード５２ｅの順方向はコンデンサ２２を充電する電流が流れる方向と一致する。リアクトル７ｂは出力端１８とダイオード５２ｅとに挟まれる。具体的にはダイオード５２ｅのカソードがリアクトル７ｂを介して出力端１８に接続され、ダイオード５２ｅのアノードがコンデンサ２２を介して接続点２３に接続される。

かかる一対のリアクトル７ａ，７ｂは、コンデンサ２１，２２の直列接続の両端の間で単相フルブリッジ整流回路１を介して電源９と直列に接続されるという点で、図１、図７〜図１２に示されたリアクトル７と共通する。第２スイッチ５２は第７の変形（図１３）、第８の変形（図１４）のいずれにおいても、出力端１７，１８の間でリアクトル７ａ，７ｂに挟まれて、リアクトル７ａ，７ｂに直列に接続される。

かかる構成ではリアクトル７ａ，７ｂが図９のリアクトル７と同様に機能する。第２スイッチ５２は、リアクトル７ａ，７ｂ、ダイオード５２ｄ（あるいはダイオード５２ｅ）、コンデンサ２１，２２と共に昇圧回路を構成するとみることができる。

しかも第７の変形（図１３）に示される構成では、リアクトル７ａは第１スイッチ５１と第２スイッチ５２のいずれもが導通状態にあっても、コンデンサ２２の放電電流を低減する。同様に第８の変形（図１４）に示される構成では、リアクトル７ｂは第１スイッチ５１と第２スイッチ５２のいずれもが導通状態にあっても、コンデンサ２１の放電電流を低減する。

しかしながら第７の変形（図１３）に示される構成においてコンデンサ２２の放電電流を阻止し、第８の変形（図１４）に示される構成においてコンデンサ２１の放電電流を阻止するためには、第１スイッチ５１と第２スイッチ５２のいずれもが導通状態にある状況は避けられることが望ましい。

図１５は第１〜第８の変形（図７〜図１４）における電力変換装置１００の動作を例示するグラフであり、図２に対応する。波形Ｇ０、記号Ｓ１，Ｓ２は、図２を参照して行った説明で用いられた定義と同義である。波形Ｇ６は入力電流Ｉａの波形を示す。

第１〜第８の変形においても、第３動作では第１スイッチ５１が、交流電圧Ｖａの半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へと遷移する。また第２スイッチ５２は、半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。

但し第１〜第８の変形では、半周期期間において、第２スイッチ５２の導通状態から非導通状態へ遷移（これは第２スイッチ５２による第１状態から第２状態への切換と見ることができる）の後に、第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へと遷移している。第１スイッチ５１、第２スイッチ５２のこのような動作により、両者が導通する状態が回避される。

しかし波形Ｇ６に現れるように、第２スイッチ５２が非導通状態となってから第１スイッチ５１が導通状態となるまでの間で、入力電流Ｉａの絶対値は減少し、力率が悪化する。

図１６は第１、第２、第５、第７の変形（図７、図８、図１１、図１３）のいずれに対しても適用可能な更なる変形たる第９の変形にかかる構成を示す回路図である。図１７は第３、第４、第６、第８の変形（図９、図１０、図１２、図１４）で示されたいずれの変形に対しても適用可能な更なる変形たる第１０の変形にかかる構成を示す回路図である。但し、図１６は第２スイッチ５２、コンデンサ２２、ダイオード１３，１４が接続される近傍のみを取り出して部分的に、図１７は第２スイッチ５２、コンデンサ２１、ダイオード１１，１２が接続される近傍のみを取り出して部分的に、それぞれ示されている。

また図１６において括弧で囲んで示されたリアクトル７ｂは、図１６の構成を第７の変形（図１３）にかかる構成に適用する場合に存在し、第１、第２、第５の変形（図７、図８、図１１）にかかる構成に適用する場合には存在せず、単なる配線である。同様に、図１７において括弧で囲んで示されたリアクトル７ａは、図１７の構成を第８の変形（図１４）にかかる構成に適用する場合に存在し、第３，第４，第６の変形（図９、図１０、図１２）にかかる構成に適用する場合には存在せず、単なる配線である。

第９の変形（図１６）にかかる構成では、リアクトル７ｂが存在する場合もしない場合も、ダイオード５２ｅが出力端１８と接続点２３との間でコンデンサ２２と直列に接続される。ダイオード５２ｅの順方向はコンデンサ２２を充電する電流が流れる方向、つまりコンデンサ２２から出力端１８へ向かう方向と一致する。

リアクトル７ｂが存在する場合には、ダイオード５２ｅは出力端１８と接続点２３との間で、リアクトル７ｂとコンデンサ２２とに挟まれてリアクトル７ｂとコンデンサ２２とに直列に接続される。ダイオード５２ｅは出力端１８と共にリアクトル７ｂを挟む。

第１０の変形（図１７）にかかる構成では、リアクトル７ａが存在する場合もしない場合も、ダイオード５２ｄが出力端１７と接続点２３との間でコンデンサ２１と直列に接続される。ダイオード５２ｄの順方向はコンデンサ２１を充電する電流が流れる方向、つまり出力端１７からコンデンサ２１へ向かう方向と一致する。

リアクトル７ａが存在する場合には、ダイオード５２ｄは出力端１７と接続点２３との間で、リアクトル７ａとコンデンサ２１とに挟まれてリアクトル７ａとコンデンサ２１とに直列に接続される。ダイオード５２ｄは出力端１７と共にリアクトル７ａを挟む。

よって第９の変形、及び第１０の変形では、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２の両方が導通した場合でも、コンデンサ２１，２２の放電経路には放電電流の向きとは逆方向のダイオードが介在する。従って、第２の実施の形態における第３動作を実行しても、第３の実施の形態における第３動作を実行しても、コンデンサ２１，２２の放電が阻止される。

なお、第５の変形（図１１）、第６の変形（図１２）にかかる構成と比較すると、第７の変形（図１３）、第８の変形（図１４）にかかる構成は、図１６、図１７に示された変形の適用の有無にかかわらず、第１スイッチ５１が導通して倍電圧整流が行われる際にリアクトル７ｂあるいはリアクトル７ａも必要となってしまう観点で不利である。

図１８は第１１の変形にかかる構成を示す回路図である。第２スイッチ５２は、スイッチ要素５２ｇ，５２ｈを有する。スイッチ要素５２ｇは出力端１７と入力端１５との間に接続され、スイッチ要素５２ｈは出力端１８と入力端１５との間に接続される。かかる第２スイッチ５２それ自体は例えば特許文献６で紹介されている。

ここではスイッチ要素５２ｇ，５２ｈはいずれもＩＧＢＴで構成される場合が例示される。具体的には、スイッチ要素５２ｇは出力端１７に接続されたコレクタと入力端１５に接続されたエミッタとを有するＩＧＢＴで実現され、スイッチ要素５２ｈは出力端１８に接続されたエミッタと入力端１５に接続されたコレクタとを有するＩＧＢＴで実現される場合が例示される。

スイッチ要素５２ｇが導通することで出力端１７から入力端１５へ電流を流すことができる。スイッチ要素５２ｈが導通することで入力端１６から出力端１８へ電流を流すことができる。

入力端１５の電位が入力端１６の電位よりも高い半周期期間においては、スイッチ要素５２ｈが導通することにより、リアクトル７に流れる電流（ここでは入力電流Ｉａ）はスイッチ要素５２ｈ及びダイオード１４を経由して流れる。よってこの電流が流れる経路にはコンデンサ２１，２２が含まれず、第１状態が実現される。

また当該半周期期間においてスイッチ要素５２ｈが非導通となることにより、リアクトル７に流れる電流の経路には少なくともコンデンサ２１が含まれ、第２状態が実現される。第１スイッチ５１が導通していれば当該経路にはコンデンサ２１が含まれ、第１スイッチ５１が非導通であれば当該経路にはコンデンサ２１，２２が含まれる。

つまり当該半周期期間においてスイッチ要素５２ｈは第１状態と第２状態との切換を行うと言える。かかる切換はスイッチ要素５２ｇの導通／非導通に依存しない。

同様に、入力端１５の電位が入力端１６の電位よりも低い半周期期間においては、スイッチ要素５２ｇが導通することにより、リアクトル７に流れる電流はスイッチ要素５２ｇ及びダイオード１２を経由して流れる。よってこの電流が流れる経路にはコンデンサ２１，２２が含まれず、第１状態が実現される。

また当該半周期期間においてスイッチ要素５２ｇが非導通となることにより、リアクトル７に流れる電流の経路には少なくともコンデンサ２２が含まれ、第２状態が実現される。第１スイッチ５１が導通していれば当該経路にはコンデンサ２２が含まれ、第１スイッチ５１が非導通であれば当該経路にはコンデンサ２１，２２が含まれる。

つまり当該半周期期間においてスイッチ要素５２ｇは第１状態と第２状態との切換を行うと言える。かかる切換はスイッチ要素５２ｈの導通／非導通に依存しない。

以上のことから、第１１の変形（図１８）にかかる構成においても、第２スイッチ５２が第１状態と第２状態との切換を行うと言える。

上述のようにスイッチ要素５２ｇ，５２ｈの両方が導通することはないので、第１スイッチ５１が導通しなければコンデンサ２１，２２は放電しない。

しかしながら、入力端１５の電位が入力端１６の電位よりも高い半周期期間においてスイッチ要素５２ｈが導通し、更に第１スイッチ５１が導通すると、スイッチ要素５２ｈと第１スイッチ５１を介して、コンデンサ２２を放電する電流が入力端１５，１６から電源９，リアクトル７を介して流れる。同様に、入力端１５の電位が入力端１６の電位よりも低い半周期期間においてスイッチ要素５２ｇが導通し、更に第１スイッチ５１が導通すると、スイッチ要素５２ｇと第１スイッチ５１を介して、コンデンサ２１を放電する電流が入力端１５，１６から電源９，リアクトル７を介して流れる。これらの放電電流によってリアクトル７に流れる電流（すなわち入力電流Ｉａ）は増大するが、かかる増大は負荷電力に寄与するものではない。

従ってコンデンサ２１，２２の放電を阻止し、ひいては負荷電力に寄与しない入力電流Ｉａの増大を回避するためには、第１スイッチ５１と第２スイッチ５２（すなわちスイッチ要素５２ｇ及び５２ｈ）のいずれもが導通状態にある状況は避けられることが望ましい。

図１９は第１１の変形（図１８）における電力変換装置１００の動作を例示するグラフであり、図２に対応する。波形Ｇ０，Ｇ６、記号Ｓ１は、図１５を参照して行った説明で用いられた定義と同義である。記号Ｓ２ｇ，Ｓ２ｈは、第３動作における、それぞれスイッチ要素５２ｇ，５２ｈの導通状態／非導通状態を、ＯＮ／ＯＦＦで示す。

第１１の変形においても、第３動作では第１スイッチ５１が、交流電圧Ｖａの半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へと遷移する。また第２スイッチ５２は（スイッチ要素５２ｇ，５２ｈを纏めて）全体としてみれば、半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する。但し図１５で示された場合と類似して、半周期期間において、第２スイッチ５２の導通状態から非導通状態へ遷移（これは第２スイッチ５２による第１状態から第２状態への切換と見ることができる）の後に、第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へと遷移している。第１スイッチ５１、第２スイッチ５２のこのような動作により、両者が導通する状態が回避される。

図２０は第１２の変形にかかる構成を示す回路図であり、第１１の変形にかかる構成に対してダイオード５２ｄ，５２ｅが追加された構成を有している。ダイオード５２ｅは出力端１８と接続点２３との間で出力端１８とコンデンサ２２とに挟まれてコンデンサ２２と直列に接続され、その順方向がコンデンサ２２を充電する電流が流れる方向と一致する。具体的にはダイオード５２ｅのアノードは接続点２３と反対側でコンデンサ２２に接続され、ダイオード５２ｅのカソードは出力端１８に接続される。ダイオード５２ｄは出力端１７と接続点２３との間で出力端１７とコンデンサ２１とに挟まれてコンデンサ２１と直列に接続され、その順方向がコンデンサ２１を充電する電流が流れる方向と一致する。具体的にはダイオード５２ｄのカソードは接続点２３と反対側でコンデンサ２１に接続され、ダイオード５２ｄのアノードは出力端１７に接続される。

第１２の変形によれば、第９の変形（図１６）及び第１０の変形（図１７）と同様に、第２の実施の形態における第３動作を実行しても、第３の実施の形態における第３動作を実行しても、コンデンサ２１，２２の放電が阻止される。

図２１は第１２の変形（図１８）における電力変換装置１００の動作を例示するグラフであり、図１９に対応する。波形Ｇ０，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３、記号Ｓ１は、図２を参照して行った説明で用いられた定義と同義であり、記号Ｓ２ｇ，Ｓ２ｈは、図１９を参照して行った説明で用いられた定義と同義である。第１２の変形では波形Ｇ３で示される様に、第１１の変形での波形Ｇ６と比較して、力率が改善される。

閾値についての変形．
図２２は、負荷電力と入力電流Ｉａとの関係を示すグラフである。上述の様に負荷電力は変換電力の一例であり、これを入力電力と読み替えても以下の説明は妥当である。

曲線Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３はそれぞれ第１動作、第２動作、第３動作における上記関係を破線で示す。上述の様に第２動作では第１動作よりも、第３動作では第２動作よりも、それぞれ力率が改善（増加）する。

電源９は通常、商用電源であって交流電圧Ｖａの実効値が安定した一定電圧で供給されるので、負荷電力は入力電流Ｉａと力率との積に比例する。よって負荷電力が等しければ曲線Ｃ１よりも曲線Ｃ２が、曲線Ｃ２よりも曲線Ｃ３が、それぞれ低い入力電流Ｉａを示す。また、同じ動作状態であっても、入力電流Ｉａが大きいほうが一般に力率は高くなる。

曲線Ｇ８は、上述の実施の形態あるいは変形において、負荷電力が第１閾値Ｗ１以上であれば第３動作を、第１閾値Ｗ１よりも小さい第２閾値Ｗ２以上であって第１閾値Ｗ１未満であれば第２動作を、第２閾値Ｗ２未満であれば第１動作を、それぞれ電力変換装置１００が採用するときの負荷電力と入力電流Ｉａとの関係を示す。曲線Ｇ８は負荷電力の大きさが第２閾値Ｗ２未満において曲線Ｃ１と、第２閾値Ｗ２以上第１閾値未満において曲線Ｃ２と、第１閾値Ｗ１以上において曲線Ｃ３と、それぞれ一致する。

負荷電力が第２閾値Ｗ２未満において増大すると入力電流Ｉａが上昇する。そして負荷電力が増大して第２閾値Ｗ２に至ると、電力変換装置１００の動作が第１動作から第２動作に遷移することにより、入力電流Ｉａは値Ｉ２ｕから値Ｉ２ｄへと低下する。これは上記の遷移によって力率が改善される（増加する）からである。

負荷電力が、第１閾値Ｗ１未満において更に増大すると、入力電流Ｉａも更に上昇する。そして負荷電力が増大して第１閾値Ｗ１に至ると、電力変換装置１００の動作が第２動作から第３動作に遷移することにより、入力電流Ｉａは値Ｉ１ｕから値Ｉ１ｄへと低下する。

負荷電力が第１閾値Ｗ１以上において更に増大すると、入力電流Ｉａも更に上昇する。

よって負荷電力が増大する場合には、電力変換装置１００の動作を第１動作、第２動作、第３動作の間で遷移させるための基準として、負荷電力に代えて入力電流Ｉａを採用することができる。

具体的には入力電流Ｉａが上昇しても値Ｉ２ｕ未満であれば、電力変換装置１００は第１動作を行う。つまり第１スイッチ５１は非導通状態にあり、第２スイッチ５２は切換を行わずに第２状態が実現される。

入力電流Ｉａが上昇して値Ｉ２ｕ未満から値Ｉ２ｕに至れば電力変換装置１００は第２動作を行う。つまり第２スイッチ５２は切換を行わずに第２状態が実現されたまま、第１スイッチ５１が半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移する。

入力電流Ｉａが上昇して値Ｉ１ｕ未満から値Ｉ１ｕに至れば電力変換装置１００は第３動作を行う。つまり第１スイッチ５１が半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移し、第２スイッチ５２が第１状態から第２状態への切換を、半周期期間に少なくとも一回、それぞれ行う。入力電流Ｉａが更に上昇しても第３動作が維持される。

負荷電力が減少する場合も同様である。負荷電力が減少して第１閾値Ｗ１に至ると、電力変換装置１００の動作が第３動作から第２動作に遷移することにより、入力電流Ｉａは値Ｉ１ｄから値Ｉ１ｕへと上昇する。これは上記の遷移によって力率が悪化（低下）するからである。

負荷電力が第２閾値Ｗ２以上において更に減少すると、入力電流Ｉａも更に低下する。そして負荷電力が減少して第２閾値Ｗ２に至ると、電力変換装置１００の動作が第２動作から第１動作に遷移することにより、入力電流Ｉａは値Ｉ２ｄから値Ｉ２ｕへと上昇する。

負荷電力が、第１閾値Ｗ１未満において更に減少すると、入力電流Ｉａも更に低下する。

よって負荷電力が減少する場合にも、電力変換装置１００の動作を第１動作、第２動作、第３動作の間で遷移させるための基準として、負荷電力に代えて入力電流Ｉａを採用することができる。

具体的には入力電流Ｉａが低下しても値Ｉ１ｄ以上であれば、第３動作が維持される。更に入力電流Ｉａが低下して値Ｉ１ｄに至れば電力変換装置１００の動作が第３動作から第２動作に遷移する。更に入力電流Ｉａが低下して値Ｉ２ｄに至れば電力変換装置１００の動作が第２動作から第１動作に遷移する。更に入力電流Ｉａが低下しても第１動作が維持される。

以上のことから、電力変換装置１００の動作は、入力電流Ｉａで負荷電力を代えた判断で、第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２の動作が制御されてもよい。なお、入力電流Ｉａが一旦上昇して第２動作から第３動作に遷移し、その後に入力電流Ｉａが低下したときに第３動作から第２動作に遷移させることを考慮すれば、Ｉ１ｕ＞Ｉ１ｄの関係があることが望ましい。同様にしてＩ２ｕ＞Ｉ２ｄの関係があることが望ましい。また図２２ではＩ１ｄ＞Ｉ２ｕの関係がある場合を例示した。

よって例えば入力電流Ｉａが値Ｉ１ｕ以上のときには第３動作を、値Ｉ２ｕ以上値Ｉ１ｄ未満のときには第２動作を、値Ｉ２ｄ未満のときには第１動作を、それぞれ電力変換装置１００の動作として採用するということができる。

動作の遷移の根拠となる入力電流Ｉａの閾値には、負荷電力の第１閾値Ｗ１に対応して一対の値Ｉ１ｕ，Ｉ１ｄが、第２閾値Ｗ２に対して、一対の値Ｉ２ｕ，Ｉ２ｄが、それぞれ採用される。これは次のように考えることもできる：入力電流Ｉａの閾値は、入力電流Ｉａが上昇する場合には第１閾値Ｗ１に対応して値Ｉ１ｕが、第２閾値Ｗ２に対応して値Ｉ２ｕが、それぞれ採用され；入力電流Ｉａが低下する場合には第１閾値Ｗ１に対応して値Ｉ１ｄが、第２閾値Ｗ２に対応して値Ｉ２ｄが、それぞれ採用される。

換言すれば、電力変換装置１００の動作を決定するための入力電流Ｉａの閾値は、入力電流Ｉａが上昇する場合と低下する場合とで異なるヒステリシスを呈するということもできる。

なお、負荷電力の第１閾値及び第２閾値もヒステリシスを呈してもよい。図２３はかかるヒステリシスが導入された場合の負荷電力と入力電流Ｉａとの関係を示すグラフである。曲線Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３はいずれも図２２で説明したものである。曲線Ｇ９は、上述の実施の形態あるいは変形において、負荷電力が第１閾値以上であれば第３動作を、第１閾値よりも小さい第２閾値以上であって第１閾値未満であれば第２動作を、第２閾値未満であれば第１動作を、それぞれ電力変換装置１００が採用するときの負荷電力と入力電流Ｉａとの関係を示す。

値Ｗ１ｕ，Ｗ２ｕはそれぞれ、負荷電力が増大するときの第１閾値及び第２閾値であり、値Ｗ１ｄ，Ｗ２ｄはそれぞれ、負荷電力が減少するときの第１閾値及び第２閾値である。図２３ではＷ１ｕ＞Ｗ１ｄ＞Ｗ２ｕ＞Ｗ２ｄの関係がある場合を例示する。

具体的には、負荷電力が増大するとき、負荷電力が値Ｗ２ｕ未満であれば曲線Ｇ９は曲線Ｃ１と一致する。負荷電力が増大して値Ｗ２ｕ未満から値Ｗ１ｕに至るまで電力変換装置１００は第２動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ２と一致する。よって負荷電力が増大するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ２ｕをとるときに経路Ｇｕ２を介して曲線Ｃ１から曲線Ｃ２へと移る。負荷電力が増大して値Ｗ１ｕ未満から値Ｗ１ｕ以上になれば電力変換装置１００は第３動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ３と一致する。よって負荷電力が増大するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ１ｕをとるときに経路Ｇｕ１を介して曲線Ｃ２から曲線Ｃ３へと移る。

負荷電力が減少するとき、負荷電力が値Ｗ１ｄ以上であれば曲線Ｇ９は曲線Ｃ３と一致する。負荷電力が減少して値Ｗ１ｄ未満から値Ｗ２ｄに至るまで電力変換装置１００は第２動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ２と一致する。よって負荷電力が減少するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ１ｄをとるときに経路Ｇｄ１を介して曲線Ｃ３から曲線Ｃ２へと移る。負荷電力が減少して値Ｗ２ｄ未満となれば電力変換装置１００は第１動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ１と一致する。よって負荷電力が減少するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ２ｄをとるときに経路Ｇｄ２を介して曲線Ｃ２から曲線Ｃ１へと移る。

このように負荷電力の第１閾値、第２閾値がヒステリシスを有している場合にも、電力変換装置１００の動作を決定するために入力電流Ｉａと閾値との比較を行うことができる。具体的には、負荷電力が値Ｗ２ｕを採るときの第１動作における入力電流Ｉａを、入力電流Ｉａが上昇するときの第２閾値たる値Ｉ２ｕに、負荷電力が値Ｗ２ｄを採るときの第２動作における入力電流Ｉａを、入力電流Ｉａが低下するときの第２閾値たる値Ｉ２ｄに、負荷電力が値Ｗ１ｕを採るときの第２動作における入力電流Ｉａを、入力電流Ｉａが上昇するときの第１閾値たる値Ｉ１ｕに、負荷電力が値Ｗ１ｄを採るときの第３動作における入力電流Ｉａを、入力電流Ｉａが低下するときの第１閾値たる値Ｉ１ｄに、それぞれ採用することができる。

但し、入力電流Ｉａが一旦上昇してから低下する場合や、負荷電力が一旦増大してから減少する場合の、第１動作と第２動作との間の、あるいは第２動作と第３動作との間の遷移を行う観点からは、Ｗ１ｕ＞Ｗ１ｄ＞Ｗ２ｕ＞Ｗ２ｄの関係があることが望ましい。

換言すれば、Ｉ１ｕ＞Ｉ１ｄであるだけではなく更に、第２動作において入力電流Ｉａが値Ｉ１ｕを採るときの負荷電力が、第３動作において入力電流Ｉａが値Ｉ１ｄを採るときの負荷電力よりも大きいことが望ましい。同様に、Ｉ２ｕ＞Ｉ２ｄであるだけではなく更に、第１動作において入力電流Ｉａが値Ｉ２ｕを採るときの負荷電力が、第２動作において入力電流Ｉａが値Ｉ２ｄを採るときの負荷電力よりも大きいことが望ましい。

上記の説明はＷ１＝Ｗ１ｕ＝Ｗ１ｄの関係がある場合にも、Ｗ２＝Ｗ２ｕ＝Ｗ２ｄの関係がある場合にも妥当することは明白である。また、Ｗ１＝Ｗ１ｕ＝Ｗ１ｄかつＷ２＝Ｗ２ｕ＝Ｗ２ｄの場合には、図２２を用いた説明と図２３とを用いた説明は一致することになる。更にＷ１＝Ｗ２として第２動作を用いずに第１動作と第３動作との間の遷移のみを許してもかまわないし、Ｗ１＞Ｗ２＝０として第１動作を用いずに第２動作と第３動作との間の遷移のみを許してもかまわない。

上記の実施の形態、変形のいずれにおいても、第１スイッチ５１、第２スイッチ５２を、その動作に基づいて規定した。上記の実施の形態、変形のいずれもが、第１スイッチ５１の導通／非導通の動作と、第２スイッチ５２の導通／非導通の動作あるいは第２スイッチ５２による第１状態と第２状態との切換を制御する方法として把握されてもよい。

図２４は、第１スイッチ５１、第２スイッチ５２の動作を制御する構成を例示するブロック図である。簡単のため、電力変換装置１００の内部構成は省略し、第１スイッチ５１、第２スイッチ５２を簡略化して描いている。

制御回路２００は第１スイッチ５１の動作を制御する信号Ｊ１、第２スイッチ５２を制御する信号Ｊ２を生成する。信号Ｊ１は第１スイッチ５１に、信号Ｊ２は第２スイッチ５２に、それぞれ与えられる。信号Ｊ１は例えば第１スイッチ５１について図１に示されたＩＧＢＴのゲートに与えられる。信号Ｊ２は例えば第２スイッチ５２について図１や図１１〜図１４に示されたＩＧＢＴのゲートに与えられる。

あるいは信号Ｊ２はＩＧＢＴ５２ａ，５２ｄ（それぞれ図７、図９参照）のそれぞれのゲートに与えられる。あるいは信号Ｊ２はＩＧＢＴ５２ｂ，５２ｃ（図８参照）のそれぞれのゲートに共通して、あるいはＩＧＢＴ５２ｅ，５２ｆ（図１０参照）のそれぞれのゲートに共通して与えられる。あるいは信号Ｊ２はＩＧＢＴ５２ｇ，５２ｈ（図１８、図２０参照）のゲートに与えられ、ＩＧＢＴ５２ｇ，５２ｈを互いに排他的にオンする（図１９の記号Ｓ２ｇ、Ｓ２ｈ参照）一対の信号である。

制御回路２００は、いずれも公知の技術で測定される交流電圧Ｖａ、入力電流Ｉａ、直流電圧Ｖｄ、電力変換装置１００から負荷３に供給される負荷電流Ｉｄの少なくともいずれか一つを入力する。

変換電力として負荷電力を採用する場合、例えば制御回路２００には直流電圧Ｖｄと負荷電流Ｉｄが入力される。制御回路２００は負荷電力を計算し、負荷電力と第１閾値Ｗ１（あるいは値Ｗ１ｕ，Ｗ１ｄ）との比較、あるいは更に負荷電力と第２閾値Ｗ２（あるいは値Ｗ２ｕ，Ｗ２ｄ）との比較を行って、信号Ｊ１，Ｊ２を生成する。

変換電力として入力電力を採用する場合、例えば制御回路２００には交流電圧Ｖａと入力電流Ｉａが入力される。制御回路２００は入力電力を計算し、入力電力と第１閾値Ｗ１（あるいは値Ｗ１ｕ，Ｗ１ｄ）との比較、あるいは更に入力電力と第２閾値Ｗ２（あるいは値Ｗ２ｕ，Ｗ２ｄ）との比較を行って、信号Ｊ１，Ｊ２を生成する。

あるいは制御回路は入力電流Ｉａを入力し、入力電流Ｉａと値Ｉ１ｕ，Ｉ１ｄの少なくとも一方との比較、あるいは更に入力電流Ｉａと値Ｉ２ｕ，Ｉ２ｄの少なくとも一方との比較を行って、信号Ｊ１，Ｊ２を生成する。

信号Ｊ１，Ｊ２は上述の実施の形態、変形によって示された第１スイッチ５１、第２スイッチ５２の動作に整合させて公知技術によって生成される。制御回路２００は、例えばマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成される。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。また、制御回路２００はこれに限らず、制御回路２００によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

上述の、第１スイッチ５１のオン／オフ及び第２スイッチ５２による第１状態／第２状態の切換で、動作を変更するタイミングを、変換電力や入力電流の値に応じて変更することで、広い動作範囲で力率をより高い値に調整することが可能となる。

１ 単相フルブリッジ整流回路
３ 負荷
７，７ａ，７ｂ リアクトル
９ 電源
１５，１６ 入力端
１７，１８ 出力端
２１，２２ コンデンサ
２３ 接続点
５１ 第１スイッチ
５２ 第２スイッチ
５２ｄ，５２ｅ ダイオード
５２ｇ，５２ｈ スイッチ要素
１００ 電力変換装置

そしてその第１の態様は、対を成す第１入力端（１５）及び第２入力端（１６）と、前記第１入力端及び前記第２入力端に関して前記電源と反対側で対を成して前記負荷に接続される第１出力端（１７；１８）及び第２出力端（１８；１７）とを有する単相フルブリッジ整流回路（１）と、前記第１出力端と前記第２出力端との間で接続点（２３）を介して互いに直列に接続され、両者で前記直流電圧を支える第１コンデンサ（２１；２２）及び第２コンデンサ（２２；２１）と、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの直列接続の両端の間で、前記単相フルブリッジ整流回路を介して前記電源と直列に接続されるリアクトル（７；７ａ，７ｂ）と、前記第２入力端（１６）と前記接続点（２３）との間に接続され、前記電力変換装置の変換電力もしくは前記電源から供給される入力電流（Ｉａ）が第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記交流電圧がその中央値をとる隣接した一対の時点の間である半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移する第１スイッチ（５１）と、前記リアクトルに流れる電流の経路に前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサのいずれをも含まない第１状態から、前記経路に前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの少なくとも一方を含む第２状態への切換を、前記変換電力もしくは前記入力電流が前記第１閾値以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は行う第２スイッチ（５２）とを備える。

単相フルブリッジ整流回路１は対を成す入力端１５，１６と、負荷３に接続される出力端１７，１８とを有する。出力端１７，１８は、入力端１５，１６に関して電源９と反対側で対を成す。具体的には単相フルブリッジ整流回路１はダイオード１１，１２，１３，１４を有する。ダイオード１１のアノードはダイオード１３のカソードと共に入力端１５に接続され、ダイオード１２のアノードはダイオード１４のカソードと共に入力端１６に接続され、ダイオード１１のカソードはダイオード１２のカソードと共に出力端１７に接続され、ダイオード１３のアノードはダイオード１４のアノードと共に出力端１８に接続される。

図３は第２動作における入力電流Ｉａの振る舞いを示すグラフである。但しここでは半周期期間の隣接する一対同士の境界以外で第１スイッチ５１が非導通状態から導通状態へ遷移する場合が例示されている。図３において記号Ｓ１は第２動作における第１スイッチ５１の導通状態／非導通状態をＯＮ／ＯＦＦで示す。第２動作では倍電圧整流と全波整流とが交互に行われる。これにより、第２状態が維持されていても、直流電圧Ｖｄを交流電圧Ｖａの波高値よりも高く設定することができる。また、所定の位相区間においてリアクトル７に強制的に電流を流すことは特許文献４で公知であるが、第２動作は全波整流をも行うので、電流のピークを抑制できる観点で望ましい。図３にはコンデンサ２２の両端の電圧Ｖｃも示す。

基本的には交流電圧Ｖａの波高値の絶対値が電圧Ｖｃよりも低いとき及び電圧（Ｖｄ−Ｖｃ）よりも低いときには入力電流Ｉａは流れない。つまり、第２動作では単相フルブリッジ整流回路１に流れる電流の導通角を自在には広げにくく、力率は改善されにくい。

コンデンサ２１，２２にはそれぞれほぼ直流電圧Ｖｄの半値Ｖｄ／２（図示省略）が印加されるので、電圧Ｖｃ，（Ｖｄ−Ｖｃ）はいずれも半値Ｖｄ／２程度の値となる。但しコンデンサ２１，２２は同時には充電されないので、電圧Ｖｃ，（Ｖｄ−Ｖｃ）はいずれも半値Ｖｄ／２から若干ずれた値となる。また入力電流Ｉａが流れなくなる時点は、Ｖｃ＝｜Ｖａ｜あるいはＶｄ−Ｖｃ＝｜Ｖａ｜となる時点からずれてもいる。この要因の一つとして、リアクトル７と単相フルブリッジ整流回路１中のダイオードが支える電圧の影響が考えられる。

図３を用いた説明から理解されるように、入力電流Ｉａの導通角は直流電圧Ｖｄが低いほど広がる。よって交流電圧Ｖａの波形が同じであれば、図５のように直流電圧Ｖｄが高い場合の方が、図４のように直流電圧Ｖｄが低い場合よりも、導通角は狭い。つまり、第２動作では、直流電圧Ｖｄの大きさ（高さ）と力率の高さとは、トレードオフの関係にある。

第１動作よりも第２動作の方が、第２動作よりも第３動作の方が、いずれも電力変換装置１００の全体としてのスイッチング回数は増加する。スイッチング回数の増加は第１スイッチ５１及び第２スイッチ５２のスイッチング損失や導通損失を増大させ、電力変換装置１００における損失を高める。

重負荷の場合、つまり負荷電力の大きさが第１閾値以上であれば、高い効率よりも、高い直流電圧Ｖｄ及び高い力率が重視される。これらは電源９が商用電源である場合に特に要求される。かかる商用電源には電流の最大定格が定められており、流れる交流電流の実効値が同じであっても、負荷３に入力できる有効電力を高める要求があるからである。よって入力電流Ｉａの導通角を広げることで入力力率を高め、より大きな負荷電力を得ることが望ましい。特に負荷３が、例えばインバータで駆動されるモータである場合、モータを高回転速度かつ高トルクで駆動するためには、モータに印加される電圧をより高める必要がある。かかる必要性からは、直流電圧Ｖｄを高める第３動作が行われることが望ましい。

倍電圧整流回路の一部として機能するコンデンサ２１，２２にはほぼ直流電圧Ｖｄの半値Ｖｄ／２が充電されている。よってこれらに対して第２スイッチ５２が非導通状態で入力電流Ｉａを電源９から流すためには、｜Ｖａ｜≧Ｖｄ／２でなければならない。電源９がこのような値の交流電圧Ｖａを出力するのは、交流電圧Ｖａの位相が、交流電圧Ｖａがその中央値を採る時点を基準として３０〜１５０度にあるときである（∵sin(π/6)＝sin(5π/6)＝１/２）。よって第２スイッチ５２が導通状態から非導通状態へと遷移する時点を上述のように選べば、当該遷移の直後から少なくともコンデンサ２１，２２のいずれかへ単相フルブリッジ整流回路１から電流が流れるので、入力電流Ｉａの低下が回避される。

図９の構成（第３変形）では、第２スイッチ５２がＩＧＢＴ５２ｉとダイオード１３ａ，１４ａとを有している。ダイオード１３ａのカソードは入力端１５に、ダイオード１４ａのカソードは入力端１６に、それぞれ接続される。ダイオード１３ａのアノードと、ダイオード１４ａのアノードと、ＩＧＢＴ５２ｉのエミッタとが共通に接続され、ＩＧＢＴ５２ｉのコレクタが出力端１７に接続されている。つまり第３変形では、第２スイッチ５２はその導通によって入力端１５，１６のいずれにも出力端１７から電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

図１０の構成（第４変形）では、第２スイッチ５２がＩＧＢＴ５２ｊ，５２ｆを有している。ＩＧＢＴ５２ｊのエミッタは入力端１５に、ＩＧＢＴ５２ｆのエミッタは入力端１６に、それぞれ接続される。ＩＧＢＴ５２ｊのコレクタと、ＩＧＢＴ５２ｆのコレクタと、出力端１７とが共通に接続されている。つまり第４変形でも、第２スイッチ５２はその導通によって入力端１５，１６のいずれにも出力端１７から電流を流すことができるスイッチとして構成されている。

なお、第１変形と第３変形とでは第２スイッチ５２を構成する要素の数が同じように見え、その動作も後述のように同等である。但し実際に適用する場合には、次の理由により第１変形が適用される場合が一般的である。すなわち、第１変形ではＩＧＢＴ５２ａのエミッタが直流電圧Ｖｄの負電位側に接続されているため、ＩＧＢＴ５２ａの駆動用信号や駆動用電源の基準電位は直流電圧Ｖｄの負電位側となって、駆動用信号を作成する制御回路（図示せず）と同じ基準電位で動作させることができる。これに対し、第３変形ではＩＧＢＴ５２ｉの駆動用信号や駆動用電源の基準電位を前記制御回路の基準電位（直流電圧Ｖｄの負電位側）と同じ電位とすることができないため、電位の異なる独立したＩＧＢＴ駆動用電源や、駆動用信号のレベルシフト回路が必要となる。よって回路の複雑化やコストアップを避ける観点から、第３変形よりも第１変形を適用することが望ましい。

この観点は第２変形と第４変形とについても同様である。特に第４変形ではＩＧＢＴ５２ｊとＩＧＢＴ５２ｆのエミッタが共通でないことから、ＩＧＢＴ駆動用電源と駆動用信号のレベルシフトがそれぞれのＩＧＢＴに対応させて２つずつ必要となる。よって上述の観点での第２変形と第４変形との相違は、当該観点での第１変形と第３変形との相違よりも顕著である。このことから、第４変形よりも第２変形が適用される場合が一般的である。

スイッチ要素５２ｇが導通することで出力端１７から入力端１５へ電流を流すことができる。スイッチ要素５２ｈが導通することで入力端１５から出力端１８へ電流を流すことができる。

従ってコンデンサ２１，２２の放電を阻止し、ひいては負荷電力に寄与しない入力電流Ｉａの増大を回避するためには、第１スイッチ５１と第２スイッチ５２のいずれもが導通状態にある状況（すなわち第１スイッチ５１とスイッチ要素５２ｇのいずれもが導通状態にある状況、あるいは第１スイッチ５１とスイッチ要素５２ｈのいずれもが導通状態にある状況）は避けられることが望ましい。

図２１は第１２の変形（図２０）における電力変換装置１００の動作を例示するグラフであり、図１９に対応する。波形Ｇ０，Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３、記号Ｓ１は、図２を参照して行った説明で用いられた定義と同義であり、記号Ｓ２ｇ，Ｓ２ｈは、図１９を参照して行った説明で用いられた定義と同義である。第１２の変形では波形Ｇ３で示される様に、第１１の変形での波形Ｇ６と比較して、力率が改善される。

換言すれば、電力変換装置１００の動作を決定するための入力電流Ｉａの閾値は、入力電流Ｉａが上昇する場合と低下する場合とで異なりヒステリシスを呈するということもできる。

具体的には、負荷電力が増大するとき、負荷電力が値Ｗ２ｕ未満であれば電力変換装置１００は第１動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ１と一致する。負荷電力が増大して値Ｗ２ｕ未満から値Ｗ１ｕに至るまで電力変換装置１００は第２動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ２と一致する。よって負荷電力が増大するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ２ｕをとるときに経路Ｇｕ２を介して曲線Ｃ１から曲線Ｃ２へと移る。負荷電力が増大して値Ｗ１ｕ未満から値Ｗ１ｕ以上になれば電力変換装置１００は第３動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ３と一致する。よって負荷電力が増大するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ１ｕをとるときに経路Ｇｕ１を介して曲線Ｃ２から曲線Ｃ３へと移る。

負荷電力が減少するとき、負荷電力が値Ｗ１ｄ以上であれば電力変換装置１００は第３動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ３と一致する。負荷電力が減少して値Ｗ１ｄ未満から値Ｗ２ｄに至るまで電力変換装置１００は第２動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ２と一致する。よって負荷電力が減少するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ１ｄをとるときに経路Ｇｄ１を介して曲線Ｃ３から曲線Ｃ２へと移る。負荷電力が減少して値Ｗ２ｄ未満となれば電力変換装置１００は第１動作を行い、曲線Ｇ９は曲線Ｃ１と一致する。よって負荷電力が減少するときは曲線Ｇ９は負荷電力が値Ｗ２ｄをとるときに経路Ｇｄ２を介して曲線Ｃ２から曲線Ｃ１へと移る。

あるいは信号Ｊ２はＩＧＢＴ５２ａ，５２ｉ（それぞれ図７、図９参照）のそれぞれのゲートに与えられる。あるいは信号Ｊ２はＩＧＢＴ５２ｂ，５２ｃ（図８参照）のそれぞれのゲートに共通して、あるいはＩＧＢＴ５２ｊ，５２ｆ（図１０参照）のそれぞれのゲートに共通して与えられる。あるいは信号Ｊ２はスイッチ要素５２ｇ，５２ｈ（図１８、図２０参照）を構成するＩＧＢＴのゲートに与えられ、これらのＩＧＢＴを互いに排他的にオンする（図１９、図２１の記号Ｓ２ｇ、Ｓ２ｈ参照）一対の信号である。

上述の、第１スイッチ５１のオン／オフ及び第２スイッチ５２による第１状態／第２状態の切換で、電力変換装置１００の動作を変更するタイミングを、変換電力や入力電流の値に応じて変更することで、広い動作範囲で力率をより高い値に調整することが可能となる。

Claims (20)

1. 電源（９）から出力される単相の交流電圧（Ｖａ）を直流電圧（Ｖｄ）へ変換して前記直流電圧を負荷（３）に供給する電力変換装置（１００）であって、
   対を成す第１入力端（１５）及び第２入力端（１６）と、前記第１入力端及び前記第２入力端に関して前記電源と反対側で対を成して前記負荷の入力側に接続される第１出力端（１７；１８）及び第２出力端（１８；１７）とを有する単相フルブリッジ整流回路（１）と、
   前記第１出力端と前記第２出力端との間で接続点（２３）を介して互いに直列に接続され、両者で前記直流電圧を支える第１コンデンサ（２１；２２）及び第２コンデンサ（２２；２１）と、
   前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの直列接続の両端の間で、前記単相フルブリッジ整流回路を介して前記電源と直列に接続されるリアクトル（７；７ａ，７ｂ）と、
   前記第２入力端（１６）と前記接続点との間に接続され、前記電力変換装置の変換電力もしくは前記電源（９）から供給される入力電流（Ｉａ）が第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記交流電圧がその中央値をとる隣接した一対の時点の間である半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移する第１スイッチ（５１）と、
   前記リアクトルに流れる電流の経路に前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサのいずれをも含まない第１状態から、前記経路に前記第１コンデンサ及び前記第２コンデンサの少なくとも一方を含む第２状態への切換を、前記変換電力もしくは前記入力電流が前記第１閾値以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は行う第２スイッチ（５２）と
   を備える電力変換装置。
2. 前記リアクトル（７）は前記第１入力端（１５）と前記第２入力端（１６）との少なくとも一方と前記電源（９）との間に接続され、
   前記第２スイッチ（５２）は前記第１入力端と前記第２入力端との間に接続され、
   前記第２スイッチは前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記リアクトル（７）は前記第１入力端（１５）と前記第２入力端（１６）との少なくとも一方と前記電源（９）との間に接続され、
   前記第２スイッチ（５２）は前記第１入力端及び前記第２入力端と、前記第１出力端（１７；１８）との間に接続され、
   前記第２スイッチは前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに、前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する、請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記第１出力端（１７；１８）と前記接続点（２３）との間で前記第１コンデンサ（２１；２２）と直列に接続され、その順方向が前記第１コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第１出力端と前記第１コンデンサとに挟まれるダイオード（５２ｄ；５２ｅ）
   を更に備え、
   前記リアクトル（７）は前記第１入力端（１５）と前記第２入力端（１６）との少なくとも一方と前記電源（９）との間に接続され、
   前記第２スイッチ（５２）は前記第１出力端（１７；１８）と前記第２出力端（１８；１７）との間に接続され、
   前記第２スイッチは前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する、請求項１記載の電力変換装置。
5. 前記リアクトル（７ａ，７ｂ）は一対設けられ、前記リアクトルの一方（７ａ；７ｂ）及び他方（７ｂ；７ａ）は、それぞれ前記第１出力端（１７；１８）及び前記第２出力端（１８；１７）に接続され、
   前記第１出力端と前記接続点（２３）との間で、前記第１コンデンサ（２１；２２）と前記リアクトルの前記一方とに挟まれて前記第１コンデンサと前記リアクトルの前記一方とに直列に接続され、その順方向が前記第１コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致するダイオード（５２ｄ；５２ｅ）
   を更に備え、
   前記リアクトルの前記一方は前記第１出力端と前記ダイオードとに挟まれ、
   前記第２スイッチ（５２）は前記第１出力端と前記第２出力端との間で、前記リアクトルの前記一方と前記リアクトルの前記他方とに挟まれて、前記リアクトルの前記一方と前記リアクトルの前記他方とに直列に接続され、
   前記第２スイッチは前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移する、請求項１記載の電力変換装置。
6. 前記第２出力端（１８；１７）と前記接続点（２３）との間で前記第２コンデンサ（２２；２１）と直列に接続され、その順方向が前記第２コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第２出力端と前記第２コンデンサとに挟まれるダイオード（５２ｅ；５２ｄ）
   を更に備える、請求項３、４のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記第２出力端（１８；１７）と前記接続点（２３）との間で、前記第２コンデンサ（２２；２１）と前記リアクトルの前記他方（７ｂ；７ａ）とに挟まれて前記第２コンデンサと前記リアクトルの前記他方とに直列に接続され、前記リアクトルの前記他方を前記第２出力端と共に挟み、その順方向が前記第２コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致するダイオード（５２ｅ；５２ｄ）
   を更に備える、請求項５に記載の電力変換装置。
8. 第２スイッチ（５２）は、
   前記第１出力端（１７）と前記第１入力端（１５）との間に接続される第１スイッチ要素（５２ｇ）と、
   前記第２出力端（１８）と前記第１入力端との間に接続される第２スイッチ要素（５２ｈ）と
   を有し、
   前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上のときに前記第１スイッチ要素は、前記第２入力端（１６）の電位が前記第１入力端の電位よりも高い前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移し、前記第２入力端の電位が前記第１入力端の電位よりも低い前記半周期期間において非導通状態であり、
   前記変換電力もしくは前記入力電流が前記第１閾値以上のときに前記第２スイッチ要素は、前記第２入力端の電位が前記第１入力端の電位よりも低い前記半周期期間に少なくとも一回は導通状態から非導通状態へ遷移し、前記第２入力端の電位が前記第１入力端の電位よりも高い前記半周期期間において非導通状態である、請求項１記載の電力変換装置。
9. 前記第１出力端（１７；１８）と前記接続点（２３）との間で前記第１コンデンサ（２１；２２）と直列に接続され、その順方向が前記第１コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第１出力端と前記第１コンデンサとに挟まれる第１ダイオード（５２ｄ；５２ｅ）と、
   前記第２出力端（１８；１７）と前記接続点（２３）との間で前記第２コンデンサ（２２；２１）と直列に接続され、その順方向が前記第２コンデンサを充電する電流が流れる方向と一致し、前記第２出力端と前記第２コンデンサとに挟まれる第２ダイオード（５２ｅ；５２ｄ）
   を更に備える、請求項８に記載の電力変換装置。
10. 前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）よりも小さな第２閾値（Ｗ２；Ｗ２ｕ；Ｗ２ｄ；Ｉ２ｕ；Ｉ２ｄ）以上であって前記第１閾値未満であるときには、
    前記第１スイッチ（５１）は前記半周期期間に一回、導通状態から非導通状態へ遷移し、
    前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行わずに前記第２状態が実現される、請求項１〜９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
11. 前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第２閾値（Ｗ２；Ｗ２ｕ；Ｗ２ｄ；Ｉ２ｕ；Ｉ２ｄ）未満であるときには、
    前記第１スイッチ（５１）は非導通状態にあり、
    前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行わずに前記第２状態が実現される、請求項１０記載の電力変換装置。
12. 前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）未満であるときには、
    前記第１スイッチ（５１）は非導通状態にあり、
    前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行わずに前記第２状態が実現される、
    請求項１〜９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
13. 前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上であるときには、前記第２スイッチ（５２）の前記切換は、前記第１スイッチ（５１）が導通状態であるときに行われる、請求項２、６、７、９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
14. 前記第２スイッチ（５２）が前記切換を行う時点は、前記半周期期間の始点から前記半周期の１／６が経過した時点と、前記始点から前記半周期の５／６の時点が経過した時点との間にある、請求項１〜１３のいずれか一つに記載の電力変換装置。
15. 前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上であるときには、前記第１スイッチ（５１）の非導通状態から導通状態への遷移は、前記第１状態が実現されているときに行われる、請求項２、６、７、９のいずれか一つに記載の電力変換装置。
16. 前記変換電力もしくは前記入力電流（Ｉａ）が前記第１閾値（Ｗ１；Ｗ１ｕ；Ｗ１ｄ；Ｉ１ｕ；Ｉ１ｄ）以上であるときには、
    前記第２スイッチ（５２）の前記切換は、前記第１スイッチ（５１）が非導通状態であるときに行われ、前記第１スイッチ（５１）の非導通状態から導通状態への遷移は、前記第２状態が実現されているときに行われる、請求項３〜５、８のいずれか一つに記載の電力変換装置。
17. 前記変換電力は、前記負荷（３）に供給される電力である、請求項１〜１６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
18. 前記変換電力は、前記電力変換装置（１００）に入力する電力である、請求項１〜１６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
19. 前記入力電流（Ｉａ）の大きさに基づいて、前記第１スイッチ（５１）及び前記第２スイッチ（５２）の動作が制御される、請求項１〜１６のいずれか一つに記載の電力変換装置。
20. 前記入力電流が上昇するときの前記第１閾値（Ｉ１ｕ）が、前記入力電流が低下するときの前記第１閾値（Ｉ１ｄ）よりも大きい、請求項１９記載の電力変換装置。

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