CN103516193B

CN103516193B - 功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法

Info

Publication number: CN103516193B
Application number: CN201210227080.5A
Authority: CN
Inventors: 邓凯; 蒋建; 田高阳; 卢章庆
Original assignee: Emerson Network Power Energy Systems Noth America Inc
Current assignee: Dimension Corp.
Priority date: 2012-06-29
Filing date: 2012-06-29
Publication date: 2015-09-02
Anticipated expiration: 2032-06-29
Also published as: CN103516193A

Abstract

本发明公开了一种功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法，该电路包括：第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管的桥式整流电路；第二开关组件与第一二极管并联形成第二并联支路；第三开关组件与第二二极管并联形成第三并联支路；第四开关组件与第三二极管并联形成第四并联支路；第五开关组件与第四二极管并联形成第五并联支路；电容，连接第四并联支路与第二并联支路间的公共端，并连接第五并联支路与第三并联支路间的公共端；交流电源与电感，串联组成的电感支路；第一开关组件，与电感支路的两端并联形成第一并联支路。可以实现三倍频功能，使开关电源模块工作在三倍频的工作状态下，提高了开关电源模块的功率密度。

Description

功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法

技术领域

本发明涉及电子技术领域，尤指一种功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法。

背景技术

开关电源模块是一种电容输入型电路，高效率、高功率密度是开关电源模块两个重要指标，为达到高效率的目标，减少电流和电压之间的相位差造成的交换功率损失，便需要单相功率因数校正（Power Factor Correction，PFC）电路提高功率因数，其中，功率因数指的是有效功率与总耗电量之间的关系，一般是指有效功率除以总耗电量的比值，可以用来衡量电力被有效利用的程度，功率因数值越大，电力利用率越高。在PFC方面，业内通常采用无桥PFC电路拓扑，目前电源模块中常用的单相无桥功率因数校正电路拓扑包括图腾柱无桥拓扑、双向开关无桥拓扑、H桥无桥拓扑等电路拓扑。

如图1所示为典型的图腾柱无桥拓扑，该电路拓扑包括串联的两个MOS管开关器件Q1、Q2，串联的两个整流二极管D3、D4，交流电源AC，电感L，电容C等，各器件之间的连接关系具体参见图1。在交流输入正半周时，Q2导通，电感L储存能量；此后Q2截止，电感L释放能量，对电容C充电并产生输出电压。在交流输入负半周时，Q1导通，电感L储存能量；此后Q1截止，电感L释放能量，对电容C充电并产生输出电压；此过程中，电感的工作频率与开关器件的工作频率相同。

如图2所示为双向开关无桥拓扑，串联的两个MOS管开关器件Q1、Q2，串联的两个整流二极管D1、D2，串联的两个整流二极管D3、D4，交流电源AC，电感L，电容C等，各器件之间的连接关系具体参见图2。在交流输入正半周时，MOS管开关器件Q1、Q2导通，电感L储存能量，此后MOS管开关器件Q1、Q2截止，电感L释放能量，经整流二极管D1、D4向电容C充电；在交流输入负半周时，MOS管开关器件Q1、Q2导通，电感L储存能量，此后MOS管开关器件Q1、Q2截止，电感L释放能量，经整流二极管D3、D2向电容C充电；此过程中，电感的工作频率与开关器件的工作频率相同。

如图3所示为H桥无桥拓扑，该电路拓扑包括串联的MOS管开关器件Q1和MOS管开关器件Q2，串联的MOS管开关器件Q3和MOS管开关器件Q4，交流电源AC，电感L，电容C等，各器件之间的连接关系具体参见图3。其工作原理如下：

交流输入为正半周时的工作过程包括：1）MOS管开关器件Q2导通，交流电压沿电感L、MOS管开关器件Q2、MOS管开关器件Q4的体二极管回路给电感L充电；2）MOS管开关器件Q2关闭，交流电压沿电感L、MOS管开关器件Q1的体二极管、电容C、MOS管开关器件Q4的体二极管给电容C充电；3）在电容C充电过程中，MOS管开关器件Q3导通，交流电压沿电感L、MOS管开关器件Q1的体二极管、MOS管开关器件Q3回路给电感L充电；4）MOS管开关器件Q3关闭，电感L与交流电压沿电感L、MOS管开关器件Q1的体二极管、电容C、MOS管开关器件Q4的体二极管给电容C充电。在整个过程中，MOS管开关器件Q2和MOS管开关器件Q3工作频率为fs，而电感L的工作频率为2fs。

交流输入为负半周时的工作过程包括：1）MOS管开关器件Q1导通，交流电压沿MOS管开关器件Q3的体二极管、MOS管开关器件Q1、电感L回路给电感L充电；2）MOS管开关器件Q1关闭，电感L与交流电压沿MOS管开关器件Q3的体二极管、电容C、MOS管开关器件Q2的体二极管、电感L给电容C充电；3）在电容C充电过程中，MOS管开关器件Q4导通，交流电压沿MOS管开关器件Q4、MOS管开关器件Q2的体二极管、电感L回路给电感L充电；4）MOS管开关器件Q4关闭，电感L与交流电压沿MOS管开关器件Q3的体二极管、电容C、MOS管开关器件Q2体二极管、电感L给电容C充电。在整个过程中，MOS管开关器件Q1和MOS管开关器件Q4工作频率为fs，而电感L的工作频率为2fs。

上述图1、图2、图3所示的各个无桥PFC电路拓扑，在性能上各有优劣，其中图1和图2所示的无桥PFC电路拓扑电感上工作频率等于开关器件的频率，图3所示的无桥PFC电路拓扑电感上工作频率等于开关器件的频率两倍，要提高具有这种特性的电路拓扑的功率密度，就必须减小PFC电感和交流输入滤波器（交流输入滤波器在图1、2、3中未示出）的体积，而有效地减小PFC电感和交流输入滤波器的体积则需要通过提高电路的工作频率实现，而提高电路的工作频率将导致驱动电路的损耗增大，面临散热困难的问题，甚至可能因散热问题导致器件破坏。因此，无桥PFC电路拓扑受限于器件本身的特性，其工作频率的提高受到限制，从而导致功率密度的提高受限。

发明内容

本发明实施例提供一种功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法，用以解决现有技术中存在的无桥PFC电路拓扑功率密度提高受限的问题。

一种功率因数校正电路，包括：

包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管的桥式整流电路；

第二开关组件，与第一二极管并联形成第二并联支路；

第三开关组件，与第二二极管并联形成第三并联支路；

第四开关组件，与第三二极管并联形成第四并联支路；

第五开关组件，与第四二极管并联形成第五并联支路；

其中：第二并联支路中，第一二极管阳极与第二开关组件间的公共端和第三并联支路中第二二极管阴极与第三开关组件间的公共端相连，第一二极管阴极与第二开关组件间的公共端和第四并联支路中第三二极管的阴极与第四开关组件的公共端相连；第三并联支路中，第二二极管阳极与第三开关组件间的公共端和第五并联支路中第四二极管阳极与第五开关组件的公共端相连；第四并联支路中，第三二极管的阳极与第四开关组件的公共端和第五并联支路中第四二极管的阴极与第五开关组件的公共端相连；

电容，一端连接第四并联支路与第二并联支路间的公共端，另一端连接第五并联支路与第三并联支路间的公共端；

交流电源与电感，串联组成的电感支路；

第一开关组件，与所述电感支路的两端并联形成第一并联支路，其中：第一并联支路的一端连接第二并联支路和第三并联支路间的公共端，另一端连接第四并联支路与和第五并联支路的公共端。

一种开关电源模块，包括上述的功率因数校正电路。

一种功率因数校正方法，采用上述的功率因数校正电路实现，该方法包括：

交流电源输入变为正半波时，包括如下过程：所述第一开关组件闭合，电感充电，第二开关组件S2、第三开关组件S3、第四开关组件S4、第五开关组件S5保持断开状态；第一开关组件断开，所述电感沿第一二极管和第四二极管续流，给所述电容充电，所述第三开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第三开关组件和第四二极管充电；所述第三开关组件断开，所述电感沿第一二极管和第四二极管续流，给所述电容充电，所述第四开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第一二极管和第四开关组件充电；所述第四开关组件断开，所述电感沿第一二极管和第四二极管续流，给所述电容充电；重复执行上述过程直至交流电源输入变为负半波；

交流电源输入变为负半波时，包括如下过程：所述第一开关组件闭合，电感充电，第二开关组件S2、第三开关组件S3、第四开关组件S4、第五开关组件S5保持断开状态；第一开关组件断开，所述电感沿第三二极管和第二二极管续流，给所述电容充电，所述第五开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第五开关组件和第二二极管充电；所述第五开关组件断开，所述电感沿第三二极管和第二二极管续流，给所述电容充电，所述第二开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第三二极管和第二开关组件充电；所述第二开关组件断开，所述电感沿第三二极管和第二二极管续流，给所述电容充电；重复执行上述过程直至交流电源输入变为正半波。

本发明有益效果如下：

本发明实施例提供的功率因数校正电路和开关电源模块、功率因数校正方法，该电路通过第一开关组件、第二开关组件和第三开关组件、第四开关组件和第五开关组件、与第二开关组件并联的第一二极管、与第三开关组件并联的第二二极管、与第四开关组件并联的第三二极管、与第五开关组件并联的第四二极管等各开关组件和二极管的交替工作，可以实现功率因数校正电路的三倍频，解决了无桥PFC电路拓扑功率密度提高受限的问题，不存在散热等影响电路性能和器件寿命的问题，且提高了电路拓扑的功率密度；同时通过控制各开关组件的工作状态和工作频率也可以实现单倍频和两倍频，使电路的使用控制策略更灵活、多样，提高了电路拓扑的通用性和普遍适用性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本发明的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1为现有技术中图腾柱无桥拓扑的电路结构示意图；

图2为现有技术中双向开关无桥拓扑的电路结构示意图；

图3为现有技术中H桥无桥拓扑的电路结构示意图；

图4为本发明实施例中功率因数校正电路的结构示意图；

图5为本发明实施例中功率因数校正电路正半波工作原理示意图；

图6为本发明实施例中功率因数校正电路负半波工作原理示意图；

图7为本发明实施例中功率因数校正电路正半波工作时序图；

图8为本发明实施例中功率因数校正电路负半波工作时序图；

图9为本发明实施例中功率因数校正电路的衍生结构示意图。

具体实施方式

为了使本发明所要解决的技术问题、技术方案及有益效果更加清楚、明白，以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

为了解决现有技术中无桥PFC电路拓扑功率密度提高受限的问题，本发明实施例提供一种全新的功率因数校正电路，该电路拓扑可以设置在开关电源模块中，可以实现三倍频功能，所谓三倍频就是指电感的工作频率等于开关器件工作频率的三倍。该电路拓扑的结构如图4所示，包括：

第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4组成的桥式整流电路；

第二开关组件S2，与第一二极管D1并联形成第二并联支路；

第三开关组件S3，与第二二极管D2并联形成第三并联支路；

第四开关组件S4，与第三二极管D3并联形成第四并联支路；

第五开关组件S5，与第四二极管D4并联形成第五并联支路；

其中：第二并联支路中，第一二极管D1阳极与第二开关组件S2间的公共端和第三并联支路中第二二极管D2阴极与第三开关组件S3间的公共端相连，第一二极管D1阴极与第二开关组件S2间的公共端和第四并联支路中第三二极管D3的阴极与第四开关组件S4的公共端相连；第三并联支路中，第二二极管D2的阳极与第三开关组件S3间的公共端和第五并联支路中第四二极管D4阳极与第五开关组件S5的公共端相连；第四并联支路中，第三二极管D3的阳极与第四开关组件S4的公共端和第五并联支路中第四二极管D4的阴极与第五开关组件S5的公共端相连；

电容C，一端连接第四并联支路与第二并联支路间的公共端，另一端连接第五并联支路与第三并联支路间的公共端；

交流电源AC与电感L，串联组成的电感支路；

第一开关组件S1，与电感支路的两端并联形成第一并联支路，其中：第一并联支路的一端连接第二并联支路和第三并联支路间的公共端，另一端连接第四并联支路与和第五并联支路的公共端。

优选的，上述功率因数校正电路，第一开关组件可以包括一个第一开关器件或并联的设定数量的第一开关器件；第二开关组件可以包括一个第二开关器件或并联的设定数量的第二开关器件；第三开关组件可以包括一个第三开关器件或并联的设定数量的第三开关器件；第四开关组件可以包括一个第四开关器件或并联的设定数量的第四开关器件；第五开关组件可以包括一个第五开关器件或并联的设定数量的第五开关器件。如图4所示的第一开关组件S1为一个第一开关器件S1，第二开关组件S2为一个第二开关器件S2，第三开关组件S3为一个第三开关器件S3，第四开关组件S4为一个第四开关器件S4；第五开关组件S5为一个第五开关器件S5。

优选的，上述的功率因数校正电路中，第一开关器件S1为双向开关，第二开关器件S2、第三开关器件S3、第四开关器件S4和第五开关器件S5可以为金属氧化物半导体（Metal Oxide Semiconductor，MOS）管、绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）或者双向开关。

优选的，上述的功率因数校正电路中，第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4为功率二极管；或第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3和第四二极管D4分别为第二开关器件S2、第三开关器件S3、第四开关器件S4和第五开关器件S5的体二极管。

采用上述功率因数校正电路实现功率因数校正时，通过各开关器件和各二极管的交替工作，可以使电感上的工作频率等开关器件工作频率的三倍。

具体的，在交流电源输入正半波时，第三开关组件S3和第四开关组件S4 交替工作，与第一开关组件S1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、交流电源AC、电感L、电容C配合，实现电感L上工作频率的三倍频，交流输入正半波时图4所示的电路的工作原理如图5所示。其中，开关组件工作是指开关组件根据控制策略导通和断开。

在交流电源输入负半波时，第二开关组件S2和第五开关组件S5交替工作，与第一开关组件S1、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4、交流电源AC、电感L、电容C配合，实现电感L上工作频率的三倍频，交流输入正半波时图4所示的电路的工作原理如图6所示。

采用上述功率因数校正电路实现功率因数校正的方法包括：

交流电源输入变为正半波时，包括如下过程：

第一开关组件S1闭合，电感充电；此时，第二开关组件S2、第三开关组件S3、第四开关组件S4、第五开关组件S5均为断开状态，V_ab=0；

第一开关组件S1断开，电感L沿第一二极管D1和第四二极管D4续流，给电容C充电；此时V_ab=V_o；

第三开关组件S3在电容C充电过程中导通，电感L沿第三开关组件S3和第四二极管D4充电；此时V_ab=0；

第三开关组件S3断开，电感L沿第一二极管D1和第四二极管D4续流，给电容C充电；此时V_ab=V_o；

第四开关组件S4在电容C充电过程中导通，电感L沿第一二极管D1和第四开关组件S4充电；此时V_ab=0；

第四开关组件S4断开，电感L沿第一二极管D1和第四二极管D4续流，给电容C充电；此时V_ab=V_o；

重复执行上述过程直至交流电源输入变为负半波。

交流电源输入变为负半波时，包括如下过程：

第一开关组件S1断开，电感L沿第三二极管D3和第二二极管D2续流，给电容C充电；此时V_ab=V_o；

第五开关组件S5在电容C充电过程中导通，电感L沿第五开关组件S5和第二二极管D2充电；此时V_ab=0；

第五开关组件S5断开，电感L沿第三二极管D3和第二二极管D2续流，给所述电容C充电；此时V_ab=V_o；

第二开关组件S2在电容C充电过程中导通，电感L沿第三二极管D3和第二开关组件S2充电；此时V_ab=0；

第二开关组件S2断开，所述电感L沿第三二极管D3和第二二极管D2续流，给电容C充电；此时V_ab=V_o；

重复执行上述过程直至交流电源输入变为正半波。

交流电源输入正半波时，图4所示的电路的工作时序如图7所示。图7中，V_ab标识图4所示电路中a、b两点之间的电压，其电压在0和V_o之间跳变；i_L表示电感L上的电流变化情况，具体是图7中的折线所表示的变化情况，其中的平滑弧线表示交流电源的输入电压；S1、S3、S4分别表示第一开关组件S1、第三开关组件S3和第四开关组件S4的工作状态跳变情况。

交流电源输入正半波时，图4所示的电路的工作时序如图8所示。图8中，V_ab标识图4所示电路中a、b两点之间的电压，其电压在0和V_o之间跳变；i_L表示电感L上的电流变化情况，具体是图8中的折线所表示的变化情况，其中的平滑弧线表示交流电源的输入电压；S1、S2、S5分别表示第一开关组件S1、第二开关组件S2和第五开关组件S5的工作状态跳变情况。

根据上述工作时序变化情况，可以看出当第一开关组件S1、第二开关组件S2、第三开关组件S3、第四开关组件S4和第五开关组件S5的工作频率均为fs时，电感L上的工作频率为3fs，实现了交流输入电流纹波的三倍频。

上述功率因数校正电路通过不同的控制策略，还可以实现不同倍频的功能。

控制策略一：

控制上述功率因数校正电路中的第一开关组件S1的工作频率为第一工作频率f1，第二开关组件S2和第四开关组件S4的工作频率为第二工作频率f2，第三开关组件S3和第五开关组件S5的工作频率为第三工作频率f3，则电感L工作频率为f1+f2+f3；通过调整f2和f3，则可以使电路根据需要工作在f1至f1+f2+f3范围内的任意频率。这一控制策略可用于实现电路的抖频策略，也可用于实现混频控制来调整优化电路的局部性能。其中，抖频策略是指电路可以在设定频率范围内连续变化，比如上述的在频率f1至f1+f2范围内连续变化。

控制策略二：

控制上述功率因数校正电路中的第一开关组件S1断开，第二开关组件S2和第三开关组件S3的工作频率为第四工作频率f4，第四开关组件S4和第五开关组件S5的工作频率为交流电源的工作频率，其中f4的值可以是上述的fs。此时可以使图4所示的电路实现图1所示电路的工作状态，即电感L上的工作频率都变为单倍频。

控制策略三：

控制上述功率因数校正电路中的第一开关组件S1的工作频率为第五工作频率f5，第二开关组件S2和第三开关组件S3断开，第四开关组件S4和第五开关组件S5的工作频率为交流电源的工作频率，其中f5的值可以是上述的fs。此时可以使图4所示的电路实现图2所示电路的工作状态，即电感L上的工作频率都变为单倍频。

控制策略四：

控制上述功率因数校正电路中的第一开关组件S1断开，第二开关组件S2、第三开关组件S3、第四开关组件S4和第五开关组件S5的工作频率为第六工作频率f6。其中f6的值可以是上述的fs。此时可以使图4所示的电路实现图3所示电路的工作状态，即电感L上的工作频率都变为两倍频。

可见，图4所示的电路在不同的控制策略下可以实现不同的工作频率，其中，图4所示的电路拓扑可以工作在两倍频模式下，此时，优选的，第一二极管D1和第二二极管D2为快速二极管，第三二极管D3和第四二极管D4可以为慢恢复二极管也可以为快恢复二极管。图4中的第四开关组件S4和第五开关组件S5工作的频率是交流输入电源的频率，一般为45Hz-60Hz，第二开关组件S2和第三开关组件S3工作于频率fs。

本发明实施例提供的功率因数校正电路，可以不受限于单个开关器件的工作频率，使单个的开关器件依然可以工作在合适的开关频率，同时交流输入侧和PFC电感则工作于其开关频率的三倍频，从而实现了PFC无桥拓扑的功率密度，且不会因功率密度的提高导致散热等影响电路性能和器件寿命的问题。同时，上述功率因数校正电路，通过不同的控制策略还可以实现单倍频和两倍频，其控制策略更灵活多样，通过灵活的控制策略，实现在不同的工作状态下切换，从而既可以实现三倍频，也可以实现现有技术中图1、图2、图3所示的电路的工作状态，图1、图2、图3所示的电路的优势，具有更大的灵活性，提高了电路拓扑的通用性和普遍适用性。

为了解决现有技术中无桥PFC电路拓扑功率密度提高受限的问题，本发明实施例还提供一种全新的功率因数校正电路，这种电路拓扑可以实现3n倍频功能，该电路拓扑的结构如图9所示，包括：

该电路拓扑与图4所示的电路拓扑的区别在于第一开关组件S1为并联的设定数量的第一开关器件，如图9中所示的第一开关器件S₁₁、……、S_1n；第二开关组件S2为并联的设定数量的第二开关器件，如图9中所示的第二开关器件S₂₁、……、S_2n；第三开关组件S3为并联的设定数量的第三开关器件，如图9中所示的第三开关器件S₃₁、……、S_3n；第四开关组件S4为并联的设定数量的第四开关器件，如图9中所示的第四开关器件S₄₁、……、S_4n；第五开关组件S5为并联的设定数量的第五开关器件，如图9中所示的第五开关器件S₅₁、……、S_5n。

该电路拓扑是图4所示电路拓扑的衍生推广，通过开关管的并联，通过控制使各开关管以fs的频率交替工作，只用一个电感就实现多个图4所示的电路并联工作，这样可以使PFC电感上的频率提升到3n*fs。

上述说明示出并描述了本发明的优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权力要求的保护范围内。

Claims

1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括：

第二开关组件，与第一二极管并联形成第二并联支路；

第三开关组件，与第二二极管并联形成第三并联支路；

第四开关组件，与第三二极管并联形成第四并联支路；

第五开关组件，与第四二极管并联形成第五并联支路；

交流电源与电感，串联组成的电感支路；

第一开关组件，与所述电感支路的两端并联形成第一并联支路，其中：第一并联支路的一端连接第二并联支路和第三并联支路间的公共端，另一端连接第四并联支路与和第五并联支路的公共端；

其中，在所述交流电源的输入正半周，所述第一开关组件、所述第三开关组件和所述第四开关组件斩波，所述第五开关组件和所述第二开关组件断开；在所述交流电源的输入负半周，所述第一开关组件、所述第五开关组件和所述第二开关组件斩波，所述第三开关组件和所述第四开关组件断开。

2.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一开关组件包括一个第一开关器件或并联的设定数量的第一开关器件；第二开关组件包括一个第二开关器件或并联的设定数量的第二开关器件；第三开关组件包括一个第三开关器件或并联的设定数量的第三开关器件；第四开关组件包括一个第四开关器件或并联的设定数量的第四开关器件；第五开关组件包括一个第五开关器件或并联的设定数量的第五开关器件。

3.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一开关器件为双向开关，第二开关器件、第三开关器件、第四开关器件和第五开关器件为金属氧化物半导体MOS管、绝缘栅双极型晶体管IGBT或者双向开关。

4.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管为功率二极管；或

所述第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管分别为第二开关组件、第三开关组件、第四开关组件和第五开关组件的体二极管。

5.如权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述第一二极管和第二二极管为快速二极管，第三二极管和第四二极管为快恢复二极管或慢恢复二极管。

6.一种开关电源模块，其特征在于，包括如权利要求1-5任一所述的功率因数校正电路。

7.一种功率因数校正方法，其特征在于，采用如权利要求1-5任一所述的功率因数校正电路实现，该方法包括：

交流电源输入变为正半波时，包括如下过程：所述第一开关组件闭合，电感充电，第二开关组件、第三开关组件、第四开关组件、第五开关组件保持断开状态；第一开关组件断开，所述电感沿第一二极管和第四二极管续流，给所述电容充电，所述第三开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第三开关组件和第四二极管充电；所述第三开关组件断开，所述电感沿第一二极管和第四二极管续流，给所述电容充电，所述第四开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第一二极管和第四开关组件充电；所述第四开关组件断开，所述电感沿第一二极管和第四二极管续流，给所述电容充电；重复执行上述过程直至交流电源输入变为负半波；

交流电源输入变为负半波时，包括如下过程：所述第一开关组件闭合，电感充电，第二开关组件、第三开关组件、第四开关组件、第五开关组件保持断开状态；第一开关组件断开，所述电感沿第三二极管和第二二极管续流，给所述电容充电，所述第五开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第五开关组件和第二二极管充电；所述第五开关组件断开，所述电感沿第三二极管和第二二极管续流，给所述电容充电，所述第二开关组件在所述电容充电过程中导通，所述电感沿第三二极管和第二开关组件充电；所述第二开关组件断开，所述电感沿第三二极管和第二二极管续流，给所述电容充电；重复执行上述过程直至交流电源输入变为正半波。