CN104638970B - 基于scc‑lcl‑t谐振网络的单相高频逆变器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于SCC‑LCL‑T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器，所述基于SCC‑LCL‑T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器包括相互连接的半桥逆变单元X和SCC‑LCL‑T谐振网络单元Y，所述SCC‑LCL‑T谐振网络单元Y具有可控开关电容SCC；所述LCL‑T谐振网络的谐振电感L、第一电感La、第一谐振电容Cs构成T形结构，可控开关电容SCC串联在LCL‑T网络的电容支路，包括两个反向串联的第三开关管S3和第四开关管S4。本发明具有控制方便，易于实现，能够方便实现ZVS软开关，开关损耗小，转换效率高，可控电容的使用可以补偿输入电压波动和元件参数误差的影响，保证恒流输出等优点。

Description

基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器
技术领域
本发明涉及一种高频交流配电(HFAC PDS)技术，特别涉及一种基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器。
背景技术
高频交流配电(HFAC PDS)方式与直流配电(DC PDS)方式相比，具有电压转换方便和功率密度高等优点，既可应用于小功率、短距离传输的计算机和通信设备，又可应用于中等功率、长距离传输的电动汽车和微电网领域。单相高频逆变器担负着将直流电转换成高频交流电的作用，然后馈送至高频交流电流母线。目前，常用的高频交流逆变器在作为电流源向高频交流电流母线馈电时，输出电流的大小对输入电压波动敏感，对元件误差造成的影响无法消除，而变换器自身又缺乏有效可控手段，难以提供恒定的输出电流。本发明旨在克服现有技术上的不足，提出一种基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器，该单相高频逆变器适用于高频交流配电领域，具体应用于将直流电压源转换为单相高频恒流源。
本发明的目的通过下述技术方案实现：一种基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器，包括：相互连接的半桥逆变单元X和SCC-LCL-T谐振网络单元Y，所述SCC-LCL-T谐振网络单元Y具有可控开关电容SCC；
所述半桥逆变单元X包括：第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管VD1、第二二极管VD2、第一电容C1和第二电容C2；其中，第一开关管S1的漏极和第一二极管VD1的正极均与第一电容C1的正极相连接；第一开关管S1的源极、第一二极管VD1的阴极和第一电容C1的负极均与第二开关管S2的漏极相连接，所述第二开关管S2的漏极和第二二极管VD2的正极均与第二电容C2的正极相连接；第二开关管S2的源极和第二二极管VD2的阴极均与第二电容C2的负极相连接；
所述的SCC-LCL-T谐振网络单元Y包括谐振电感L、第一电感La、第一谐振电容Cs和可控开关电容SCC；所述谐振电感L的末端、第一电感La的首端均与第一谐振电容Cs的正极相连接；所述可控开关电容SCC中的第三二极管VD3的阴极、第三开关管S3的漏极和第二谐振电容C3的正极均与第一谐振电容Cs的负极相连接；可控开关电容SCC中的第三二极管VD3的阳极、第三开关管S3的源极、第二谐振电容C3的负极均与第四二极管VD4的阳极相连接，所述第四二极管VD4的阳极和第四开关管S4的源极均与第三谐振电容C4的正极相连接；第四二极管VD4的阴极、第四开关管S4的漏极均与第三谐振电容C4的负极相连接；第四二极管VD4的阴极与第一开关管S1的源极相连接；
通过所述半桥逆变单元X产生固定频率和50％占空比的方波电压，由SCC-LCL-T谐振网络单元Y对所述方波电压进行滤波，输出恒定幅值和相位的正弦电流。
所述的谐振电感L的电感值大于第一电感La的电感值，以实现半桥电路ZVS。
所述的SCC-LCL-T谐振网络单元Y采用可控开关电容SCCZ，所述可控开关电容SCC包括第三二极管VD3、第四二极管VD4、第三开关管S3、第四开关管S4、第二谐振电容C3和第三谐振电容C4；
；所述第二谐振电容C3的电容值和第三谐振电容C4的电容值相等，所述第三开关管S3和第四开关管S4均采用移相控制，所述移相控制相位角是相对于半桥逆变单元X的驱动信号，所述可控开关电容SCC的等效电容值的计算公式为：
其中，C3为第二谐振电容的电容值，α为移相控制角。
所述可控开关电容SCC的驱动信号通过改变移相角α调节等效电容Ceq的值，以补偿输入电压波动及元件误差的扰动，所述移相角α的变化范围为90°～180°，所述SCC-LCL-T谐振网络单元Y输出端的输出电流与半桥逆变单元X输入端的输入电压的比值H为：
其中，Q为品质因数，ωn为归一化角频率，λ为谐振电感比，Zn为特征阻抗。
所述半桥逆变单元X的驱动信号采用固定频率固定占空比的驱动方式，可控开关电容SCC采用相对于半桥电路的移相控制。
所述SCC-LCL-T谐振网络单元Y在开关频率下发生谐振，实现恒流输出；所述开关电容采用相对于半桥驱动的移向控制，占空比D＝0.5。随着移相角度的不同，电容支路的等效电容值会发生改变，以克服输入电压波动及元件参数误差的影响。
所述半桥逆变单元X的驱动信号采用固定频率固定占空比的驱动方式，可控开关电容SCC采用相对于半桥电路的移相控制，其控制电路简单，易于实现，操作方便。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
(1)本发明采用SCC-LCL-T谐振网络单元Y实现对半桥逆变电路输出方波滤波，使得输出为正弦电流，输出电流不随负载的变动而变化，实现恒流输出。
(2)本发明基于SCC-LCL-T谐振网络单元Y电容支路上串联可控开关电容SCC，通过相对于半桥驱动的移相调节改变等效电容的值，从而调节输出电流的值，补偿输入电压波动和元件误差造成的影响。
(3)本发明中半桥逆变单元X及可控开关电容SCC使用的开关管均能实现软开关，开关损耗小，转换效率高。
(4)本发明中半桥逆变单元X驱动采用固定频率固定占空比的驱动方式，开关电容采用相对于半桥电路的移相控制，控制电路简单，易于实现，操作方便。
附图说明
图1是基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器结构图。
图2是基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器的等效电路图。
图3是基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器的关键电压电流波形图。
图4是基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器谐振网络的简化等效电路图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
实施例
如图1所示，是本发明所述的基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器的结构图。所述基于SCC-LCL-T谐振网络的恒流源型单相高频逆变器由相互连接的半桥逆变单元X和SCC-LCL-T谐振网络单元Y，所述SCC-LCL-T谐振网络单元Y具有可控开关电容SCCZ。所述的半桥逆变单元X包括第一开关管S1、第二开光管S2、第一二极管VD1、第二二极管VD2、第一电容C1、第二电容C2；其中，第一开关管S1的漏极和第一二极管VD1的正极均与第一电容C1的正极相连接；第一开关管S1的源极和第一二极管VD1的阴极及第一电容C1的负极均与第二开关管S2的漏极和第二二极管VD2的正极及第二电容C2的正极相连接；第二开关管S2的源极和第二二极管VD2的阴极均与第二电容C2的负极相连接；第一二极管VD1和第二二极管VD2的两端分别并联等值的第一电容C1和第二电容C2，第一开关管S1和第二开光管S2采用互补的固定频率固定占空比的驱动方式，占空比D＝0.5，方便实现软开关；所述的SCC-LCL-T谐振网络单元Y包括谐振电感L、第一电感La、第一谐振电容Cs和可控开关电容SCC Z，括谐振电感L、第一电感La和第一谐振电容Cs构成T形结构，可控开关电容SCC Z串联于SCC-LCL-T谐振网络单元Y的电容支路，包括两个反向串联的第三开关管S3第四开关管S4，第三开关管S3第四开关管S4的漏极分别与第三二极管VD3、第四二极管VD4的阴极连接，源极分别与第三二极管VD3、第四二极管VD4的阳极相连，第三二极管VD3、第四二极管VD4的两端分别并联等值的第二谐振电容C3、第三谐振电容C4，SCC-LCL-T谐振网络单元Y在开关频率下发生谐振，实现恒流输出；所述开关电容采用相对于半桥驱动的移向控制，占空比D＝0.5。随着移相角度的不同，电容支路的等效电容值会发生改变，以克服输入电压波动及元件参数误差的影响。经过SCC-LCL-T谐振网络单元Y滤波之后产生正弦高频交流电流，并馈送至高频交流电流母线HFAC BUS。
下面以图2所示的等效电路为对象，结合图3所示的主要电压电流波形图及图4所示的简化等效电路图说明本发明的具体工作原理。
首先作以下定义，谐振角频率：归一化角频率：开关角频率：w＝2πfs，特性阻抗：品质因数：其中Ro为输出负载电阻，fs半桥开关频率，Ceq为电容支路的等效电容。
在第一开关管S1、第二开光管S2的栅源极间施加互补的频率为fs，占空比D＝0.5的驱动信号Ugs1、Ugs2，在AB两点间得到频率为fs，正负对称的方波电压va。由于谐振网络对高次谐波的阻抗很大，故忽略va高次谐波而只考虑基波分量，由图2等效电路可得，SCC-LCL-T谐振网络单元Y的基波输入阻抗Zin为：
流过谐振电感L上的电流iL与va基波分量va1的相位差为：
当ωn＝1时，有选取第一电感La略小于谐振电感L，有即va1超前于iL，为实现半桥电路ZVS创造必要条件。
然后，将va引入SCC-LCL-T谐振网络单元Y，可控开关电容SCC Z的驱动信号Ugs3、Ugs4分别滞后于半桥电路驱动信号Ugs1、Ugs2α角，主要变量波形图如图3所示，有以下表达式：
其中，为Ceq上的峰值电压
定义Ueq_sw的过零点为θ1、θ2，电容支路电流ic超前va基波分量va1的角度为δ，则有θ1＝δ-π/2,θ2＝π-θ1＝3π/2-δ。
基于以上等式，对(4)式进行傅里叶分解得到Ueq_sw的基波分量：
由几何知识得：
联立(3)、(5)和(6)即得开关电容大小：
则电容支路的等效电容为：
通过改变移相角α的大小即可对等效电容的值进行调整。如图4所示，为所述逆变器的SCC-LCL-T谐振网络的简化等效电路图，应用稳态电路分析法可得输出电流和输入电压的比值为：
其中,
当ωn＝1时，H为一恒定值，实现恒流输出特性；当输入电压波动或者元件参数出现误差时，可以通过调节移相角α在90°到180°变化，来调节ωn的值，从而实现H的调整，为补偿输入电压波动和元件误差的影响提供一种有效的途径。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器，其特征在于，包括：相互连接的半桥逆变单元(X)和SCC-LCL-T谐振网络单元(Y)，所述SCC-LCL-T谐振网络单元(Y)具有可控开关电容SCC(Z)；
所述半桥逆变单元(X)包括：第一开关管(S1)、第二开关管(S2)、第一二极管(VD1)、第二二极管(VD2)、第一电容(C1)和第二电容(C2)；其中，第一开关管(S1)的漏极和第一二极管(VD1)的正极均与第一电容(C1)的正极相连接；第一开关管(S1)的源极、第一二极管(VD1)的阴极和第一电容(C1)的负极均与第二开关管(S2)的漏极相连接，所述第二开关管(S2)的漏极和第二二极管(VD2)的正极均与第二电容(C2)的正极相连接；第二开关管(S2)的源极和第二二极管(VD2)的阴极均与第二电容(C2)的负极相连接；
所述的SCC-LCL-T谐振网络单元(Y)包括谐振电感(L)、第一电感(La)、第一谐振电容(Cs)和可控开关电容SCC(Z)；所述谐振电感(L)的末端、第一电感(La)的首端均与第一谐振电容(Cs)的正极相连接；所述可控开关电容SCC(Z)中的第三二极管(VD3)的阴极、第三开关管(S3)的漏极和第二谐振电容(C3)的正极均与第一谐振电容(Cs)的负极相连接；可控开关电容SCC(Z)中的第三二极管(VD3)的阳极、第三开关管(S3)的源极、第二谐振电容(C3)的负极均与第四二极管(VD4)的阳极相连接，所述第四二极管(VD4)的阳极和第四开关管(S4)的源极均与第三谐振电容(C4)的正极相连接；第四二极管(VD4)的阴极、第四开关管(S4)的漏极均与第三谐振电容(C4)的负极相连接；第四二极管(VD4)的阴极与第一开关管(S1)的源极相连接；
通过所述半桥逆变单元(X)产生固定频率和50％占空比的方波电压，由SCC-LCL-T谐振网络单元(Y)对所述方波电压进行滤波，输出恒定幅值和相位的正弦电流；
所述的SCC-LCL-T谐振网络单元(Y)采用可控开关电容SCC(Z)，所述可控开关电容SCC(Z)包括第三二极管(VD3)、第四二极管(VD4)、第三开关管(S3)、第四开关管(S4)、第二谐振电容(C3)和第三谐振电容(C4)；
所述第二谐振电容(C3)的电容值和第三谐振电容(C4)的电容值相等，所述第三开关管(S3)和第四开关管(S4)均采用移相控制，所述移相控制相位角是相对于半桥逆变单元(X)的驱动信号，所述可控开关电容SCC(Z)的等效电容值的计算公式为：
其中，C3为第二谐振电容的电容值，α为移相控制角。
2.根据权利要求1所述的基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器，其特征在于，所述的谐振电感(L)的电感值大于第一电感(La)的电感值。
3.根据权利要求1所述基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器，其特征在于，所述可控开关电容SCC(Z)的驱动信号通过改变移相角α调节等效电容Ceq的值，以补偿输入电压波动及元件误差的扰动，所述移相角α的变化范围为90°～180°，所述SCC-LCL-T谐振网络单元(Y)输出端的输出电流与半桥逆变单元(X)输入端的输入电压的比值H为：
其中，Q为品质因数，ωn为归一化角频率，λ为谐振电感比，Zn为特征阻抗。
4.根据权利要求1所述的基于SCC-LCL-T谐振网络的单相高频逆变器，其特征在于，所述半桥逆变单元(X)的驱动信号采用固定频率固定占空比的驱动方式，可控开关电容SCC(Z)采用相对于半桥电路的移相控制。
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