CN103490651A - 消除过零振荡的全桥逆变器upwm控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，其特征在于：软件算法计算出来的第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比d在整个正弦周期内|d|＜1，当0≤d＜1时，第一功率开关管S1的驱动占空比D=d，第四功率开关管S4的驱动为高电平(导通);当－1＜d＜0时，第一功率开关管S1的驱动占空比D=1-|d|，对应第四功率开关管S4的驱动同为低电平(截止)。高频驱动和对应的低频驱动在过零换相时根据高频SPWM信号占空比d符号的正负进行同步切换，实现全桥逆变单极性控制时输出电压正负半波过零波形的平滑切换。逆变波形的过零换相时刻根据算法闭环的计算结果动态调整，可以消除不同硬件参数引起的过零振荡现象，具有控制方法简单，过零失真小等特点。

Description

消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法

技术领域

本发明涉及单相全桥逆变器的控制方法，特别是一种消除过零振荡的全桥逆变控制方法。

背景技术

全桥逆变电路驱动控制具有双极性和单极性两种控制方法。双极性控制方式逆变波形失真度小，但是由于四臂开关管全部工作于高频状态，且滤波电感端电压在正母线电压和负母线电压来回切换，因此逆变损耗高，开关谐波大，滤波电感体积相对大。单极性控制方式相对于双极性控制逆变损耗低，电磁干扰少，但是该控制方式存在一个过零点振荡的问题，会导致输出波形失真度大。

单极性逆变驱动有两种产生SPWM的方法：单边SPWM和双边SPWM。单边SPWM控制方法是将给定的载波(正弦波)整流成正的，调制波(三角波)也是正的，如图1a所示。双边SPWM控制方法是给定的载波(正弦波)是一个完整的正弦波，调制波(三角波)当正弦波为正时是正的，当正弦波为负时是负的，如图1b所示。由于控制对象为正弦波电压，给定和反馈均为动态变化的正弦信号，即使系统处于稳态时也将一直存在静态误差。又由于电压环或电流环中存在积分环节，使得实际的误差信号与基准信号存在相位差，如图2a和图2b所示，E1为理想的与基准正弦同相位的误差信号，E2为实际的误差信号；SPWM1为期望的理想高频臂驱动信号，该信号随着正弦波逐步减小到零，到零后低频臂切换之后又从最大开始减小，与之互补的高频信号即从零开始增大，从而输出负半波正弦。SPWM2为实际的高频信号，由图2a和图2b可知，无论是单边控制还是双边控制，由于实际误差信号E2与基准正弦存在一定的相位差，导致在过零附近时的高频SPWM并不是按理想的情况产生，从而引起逆变电压过零振荡。

单相全桥逆变器拓扑及采用UPWM控制方式驱动波形如图3所示，UPWM：普通型单极性控制方式；图中，功率开关管S1和S2的驱动为互补的高频SPWM信号，功率开关管S3和S4的驱动为互补的低频信号。理想情况下，在正半波时，低频功率开关管S4持续导通，高频功率开关管S1驱动占空比从小到大，然后再从大到小，占空比包络类似于正弦波的趋势，逆变器输出正半波电压;在负半波时，低频功率开关管S4持续关断，与之互补的功率开关管S3持续导通，高频功率开关管S2驱动占空比从大到小，然后再从小到大，与之互补的功率开关管S2驱动占空比则是从小到大，再从大到小，包络类似于正弦波的趋势，逆变器输出负半波电压。

未经任何处理时实际情况如图5所示，当参考电压从正半波转成负半波时，低频开关管S4驱动信号从高变低，低频开关管S3从低变高，但此时高频开关管S2驱动占空比没有同步切换到最小值，仍维持较大的占空比，使得输出电压正半波没有缓慢减小到零就立即变成负压，从而产生过零波形振荡，使得波形失真度变大。

消除输出电压过零振荡目前有多种处理办法，方法一，通过加过零调整电路，在低频臂上下桥臂切换时将电流环上的积分电容短路，此时环路中只有比例环节，消除了误差信号与基准正弦的相差，但该方法需增额外的过零调整控制电路，控制复杂；方法二，采用数字化控制技术，按给定的正弦表点数进行过零切换，并对过零点前后的几个SPWM进行补偿等特别处理，但该方法的控制效果需根据实际调试情况调整，且不同的硬件参数补偿量不一定相同。

发明内容

针对以上技术背景所提到技术问题，本发明提供一种消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法。

本发明采用以下方案实现：一种消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，所述全桥逆变器包括第一至第四功率开关管S1～S4，所述第一功率开关管S1与第二功率开关管S2串联，所述第一与第二功率开关管S1、S2的驱动信号为互补的高频SPWM信号，所述第三功率开关管S3与第四功率开关管S4串联，所述第二功率开关管S2漏极与所述第四功率开关管S4漏极相连接，所述第三与第四功率开关管S3、S4的驱动信号为互补的低频信号，其特征在于：

经过软件算法计算得出的第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比d，在整个正弦周期内|d|＜1，当d≥0时，D1=d，D2=1-d；当d＜0时，D1=1-|d|，D2=|d|；所述第四功率开关管S4的驱动信号根据第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比d的正负来同步切换，其中，d为经过软件算法计算出来的带正负符号的第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比，D1为第一功率开关管S1的驱动占空比，D2为第二功率开关管S2的驱动占空比。

当0≤d＜1时，第四功率开关管S4的驱动信号为高电平，第三功率开关管S3的驱动信号为低电平，全桥逆变器逆变输出正半波；当-1＜d＜0时，第四功率开关管S4的驱动信号为低电平，第三功率开关管S3的驱动信号为高电平，全桥逆变器逆变输出负半波。

所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电压外环与瞬时值电流内环的双闭环控制或者采用瞬时值电压外环控制或者采用瞬时值电流内环控制，也可以不限于这三种控制方法。

当所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电压外环与瞬时值电流内环的双闭环控制，所述软件算法采用电压外环PI算法和电流内环P算法。

当所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电压外环控制，所述软件算法采用电压外环PI算法。

当所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电流内环控制，所述软件算法采用电流内环P算法。

本发明提供全桥逆变单极性控制解决输出电压波形过零振荡的一种方法，实现输出电压过零的平滑过渡，失真度小。

本发明与现有技术相比有益的地方在于：

高频SPWM信号与低频信号在过零点时同步切换，且切换时刻采用自然换相：即根据计算结果的正负来判断高频和低频信号的过零切换时刻。该方法无须对过零附近的SPWM进行特别处理，控制简单，正负半波对应的高频和低频驱动信号自然换相，输出电压波形过零平滑，失真度小。

附图说明

图1a为单极性单边控制SPWM产生方法。

图1b为单极性双边控制SPWM产生方法示意图。

图2a为单极性单边SPWM控制在过零点附近的SPWM示意图。

图2b为单极性双边SPWM控制在过零点附近的SPWM示意图。

图3为单相全桥逆变拓扑及UPWM控制方式的驱动波形示意图。

图4为本发明的控制原理框图。

图5为UPWM控制方式高频SPWM驱动和低频驱动未同步切换时的驱动及输出电压波形。

图6为本发明一种单相全桥逆变单极性过零控制流程图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下将通过具体实施例和相关附图，对本发明作进一步详细说明。

控制方法的推导：设两个同频率的正弦量分别为：i₁=I_1mcos(ωt+θ₁)、i₂=I_2mcos(ωt+θ₂)，这两个正弦量可表示为：

其中 ${\stackrel{\·}{I}}_{1m}=I_{1m}\∠{\mathrm{\θ}}_1,$ ${\stackrel{\·}{I}}_{2m}=I_{2m}\∠{\mathrm{\θ}}_2,$ 则两个正弦量之各为：

$i_1+i_2=\mathrm{Re}\left[{\stackrel{.}{I}}_{1m}{e}^{\mathrm{j\ωt}}\right]+\mathrm{Re}\left[{\stackrel{.}{I}}_{2m}{e}^{\mathrm{j\ωt}}\right]=\mathrm{Re}[{\stackrel{.}{I}}_{1m}{e}^{\mathrm{j\ωt}}+{\stackrel{.}{I}}_{2m}{e}^{\mathrm{j\ωt}}]=\mathrm{Re}\left[({\stackrel{.}{I}}_{1m}+{\stackrel{.}{I}}_{2m})e^{\mathrm{j\ωt}}\right]=\mathrm{Re}\left[{\stackrel{.}{I}}_m{e}^{\mathrm{j\ωt}}\right]$

由此可知：同频率的正弦量相加，其结果仍是频率相同的正弦量，且两者和的相量为两个正弦量的相量之和。同理，同频率的正弦量相减，其结果仍是频率相同的正弦量，其差的相量也为两个正弦量的相量之差。因此，幅值不同但频率相同的多个正弦量相加减后，最终的结果仍为频率相同的正弦量，该原理为本发明奠定了基础。

本发明中采用的数字闭环控制策略及软件算法并不限定于某一种，任何一种数字闭环控制策略和软件算法均可以得到类似于本发明中的带正负符号的第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比d。

本实例中的普通型单极性控制方式UPWM的全桥逆变桥如图3所示，所述第一功率开关管S1与第二功率开关管S2串联，所述第一与第二功率开关管S1、S2的驱动信号为互补的高频SPWM信号，所述第三功率开关管S3与第四功率开关管S4串联，所述第二功率开关管S2漏极与所述第四功率开关管S4漏极相连接，第一功率开关管S1和第二功率开关管S2的驱动为互补的高频SPWM信号，第三功率开关管S3和第四功率开关管S4的驱动为互补的低频信号。

本实例中采用的控制原理框图如图4所示，采用瞬时值双环反馈，外环为电压环，内环为电流环。电压外环的输出即为电流内环的给定，当输出负载电流瞬间增大时，输出电压被拉低，电压外环的误差量变大，则得出来的电流内环给定变大，电流内环误差量亦变大，最终的高频SPWM驱动占空比也将增大，从而输出电压升高最后稳定在电压外环的给定值。

下列具体步骤中的V_ref(k)、V_f(k)、△E_v(k)、K_vp、K_vi、I_ref(k)、I_f(k)、K_ip、△E_i(k)、△V(k)、d(k)等符号的具体涵义如下：

V_ref(k)－电压外环的给定值，即给定正弦表第k点的值。该正弦表为经过归一化的标准正弦表，建立原则是：当系统开环时，将该正弦表的值转化为高频SPWM信号占空比，则空载输出电压为220V正弦电压。

V_f(k)－电压外环的反馈值，即输出电压在第k点的采样值。

△E_v(k)－电压外环给定值与反馈值在第k点的误差量。

K_vp－电压外环PI(比例积分)算法的比例系数，为常量。

K_vi－电压外环PI(比例积分)算法的积分系数，为常量。

I_ref(k)－电压外环的输出量，即电流内环在第k点的给定量。

I_f(k)－电流内环的反馈量，即电感电流在第k点的单点采样值。

K_ip－电流内环P(比例)算法的比便系数，为常量。

△E_i(k)－电流内环给定值与反馈值在第k点的误差量。

△V(k)－电流内环的输出量，即第k点的占空比在当前基值的调节量。例如，如果当前输出电压小于给定电压，则当前的占空比基值增大△V(k);如果当前的输出电压大于给定电压，则当前的占空比基值减小△V(k)。

d(k)－带符号的第一功率开关管的高频SPWM信号占空比，|d(k)|<1，正半波时d(k)为正数，负半波时d(k)为负数。

D1(k)－第一功率开关管S1的驱动占空比。

D2(k)－第二功率开关管S2的驱动占空比。

具体步骤如下（参照图6）：

步骤S01：给定电压V_ref(k)和反馈电压V_f(k)两者的误差量△E_v(k)=V_ref(k)-V_f(k)，经过电压环PI调节运算后产生电流给定I_ref(k),I_ref=K_vp×△E_v(k)+K_vi×∑△E_v(k);

步骤S02：电流内环给定I_ref(k)和电流反馈I_f(k)两者的误差量△E_i(k)=I_ref(k)-I_f(k)，经过电流环P调节运算后产生当前占空比调节量△V(k)，△V(k)=K_ip×△E_i(k);

步骤S03：当前占空比调节量△V(k)加上当前的给定量V_ref(k)，并对V_ref(k)+△V(k)进行限幅使V_ref(k)+△V(k)<PWM周期值，最终转化成带正负符号的第一功率开关管的高频SPWM信号占空比

则|d(k)|<1；由闭环控制计算可知，第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比d(k)是由同频率不同幅值的正弦量V_ref(k)、V_f(k)、I_ref(k)、I_f(k)经过加减运算后得出，由上述控制方法的推导可知，第一功率开关管S1的高频SPWM信号占空比d(k)应为与输入量V_ref(k)同频率的正弦量；

步骤S04：正负半波驱动占空比转换控制：当0≤d(k)<1时，第一功率开关管S1驱动占空比D1(k)=d(k)，第四功率开关管S4驱动为高电平(导通)，逆变输出正半波；当-1<d(k)<0，第一功率开关管S1驱动占空比D1(k)=1-|d(k)|，第二功率开关管S2驱动与第一功率开关管S1互补D2(k)=1-D1(k)=|d(k)|，第四功率开关管S4此时截止，第三功率开关管S3导通，逆变输出负半波。第一功率开关管S1的驱动信号和第四功率开关管S4的驱动信号根据闭环结果计算出第一功率开关管S1高频SPWM信号占空比d(k)的正负进行同时切换，即高频驱动和低频驱动根据闭环计算结果d(k)的正负进行同步切换，且为自然换向，实现输出波形过零的平滑过渡。

以上具体实施例仅用来进一步说明本发明的一种全桥逆变单极性过零控制方法，但本发明不局限于实施例，凡是依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均落入本发明技术方案的保护范围内。

Claims (6)

1.一种消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，所述全桥逆变器包括第一至第四功率开关管（S1~S4），所述第一功率开关管（S1）与第二功率开关管（S2）串联，所述第一与第二功率开关管（S1、S2）的驱动信号为互补的高频SPWM信号，所述第三功率开关管（S3）与第四功率开关管（S4）串联，所述第二功率开关管（S2）漏极与所述第四功率开关管（S4）漏极相连接，所述第三与第四功率开关管（S3、S4）的驱动信号为互补的低频信号，其特征在于：

经过软件算法计算得出的第一功率开关管（S1）的高频SPWM信号占空比d，在整个正弦周期内|d|＜1，当d≥0时，D1=d，D2=1-d；当d＜0时，D1=1-|d|，D2=|d|；所述第四功率开关管（S4）的驱动信号根据第一功率开关管（S1）的高频SPWM信号占空比d的正负来同步切换，其中，d为经过软件算法计算出来的带正负符号的第一功率开关管（S1）的高频SPWM信号占空比，D1为第一功率开关管（S1）的驱动占空比，D2为第二功率开关管（S2）的驱动占空比。

2.权利要求1所述的一种消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，其特征在于：当0≤d＜1时，第四功率开关管（S4）的驱动信号为高电平，第三功率开关管（S3）的驱动信号为低电平，全桥逆变器逆变输出正半波；当-1＜d＜0时，第四功率开关管（S4）的驱动信号为低电平，第三功率开关管（S3）的驱动信号为高电平，全桥逆变器逆变输出负半波。

3.根据权利要求1所述的消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，其特征在于：所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电压外环与瞬时值电流内环的双闭环控制或者采用瞬时值电压外环控制或者采用瞬时值电流内环控制。

4.根据权利要求3所述的消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，其特征在于：所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电压外环与瞬时值电流内环的双闭环控制，所述软件算法采用电压外环PI算法和电流内环P算法。

5.根据权利要求3所述的消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，其特征在于：所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电压外环控制，所述软件算法采用电压外环PI算法。

6.根据权利要求3所述的消除过零振荡的全桥逆变器UPWM控制方法，其特征在于：所述全桥逆变器的逆变控制策略采用瞬时值电流内环控制，所述软件算法采用电流内环P算法。

Images