CN104682712B - 应用于电流源型lcl高频谐振变换器的scc结构 - Google Patents

应用于电流源型lcl高频谐振变换器的scc结构 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，包括：第一从电容C1、第二从电容C3、主电容C2、第一开关管S1和第二开关管S2；两个从电容分别串联了极性相反的第一开关管S1和第二开关管S2，开关管两端反向并联二极管；两个开关管第一开关管S1和第二开关管S2的导通时间相差半个周期，为固定频率变占空比D控制，通过控制占空比D的大小以改变SCC结构等效电容Ceq的值进而实现对LCL谐振变换器谐振频率的调控实现其恒流输出可控。本发明具有开关损耗小和效率高等优点。

Description

应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构
技术领域
本发明涉及一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构技术，特别涉及一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构。
背景技术
高频交流配电(HFAC PDS)方式与直流配电(DC PDS)方式相比，具有电压转换方便和功率密度高等优点，既可应用于小功率、短距离传输的计算机和通信设备，又可应用于中等功率、长距离传输的电动汽车和微电网领域。在高频交流配电系统中,高效优质的电源侧变换器的设计与实现具有重要意义。LCL谐振变换器在特定工作条件下是一个与负载无关的恒流源，但是元件参数的误差以及负载与输入的扰动使得变换器很难保持稳定的恒流状态。本发明提出了一种新型SCC结构构成SCC-LCL谐振变换器，实现了可控恒流源输出。
发明内容
本发明的目的在于克服现有技术的缺点与不足，提供一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，该SCC结构适用于高频交流配电领域，可以应用于补偿扰动使LCL高频谐振实现可控恒流源输出。
本发明的目的通过下述技术方案实现：一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，包括：第一从电容C1、第二从电容C3、主电容C2、第一开关管S1和第二开关管S2；第一从电容C1的正极和第二从电容C3的正极均与主电容C2的正极相连接；第一从电容C1的负极和第一开关管S1的漏极连接，第二从电容C3的负极与第二开关管S2的源极连接；第一开关管S1的源极和第二开关管S2的漏极均与主电容C2的负极相连接；控制信号接入第一开关管S1和第二开关管S2的栅极，通过占空比D的大小控制开关管的导通时间从而控制等效电容；第一开关管S1和第二开关管S2的导通时间相差半个周期。
所述第一从电容C1和第二从电容C3的电容值相等，所述第一从电容C1和第二从电容C3的结构具有对称性。所述第一从电容C1和第二从电容C3的电容值相等，以确保所述SCC结构的对称性，保证其抗扰性能。
采用固定的频率控制第一开关管S1和第二开关管S2，采用变化的占空比控制第一开关管S1和第二开关管S2；第一开关管S1和第二开关管S2的导通时间相差半个周期，即导通时间的相位差为180°，为软开关的实现提供了保障。
所述变化的占空比是指通过改变占空比的大小，调节等效电容的值，以补偿输入电压波动及元件的扰动。
所述变化的占空比的变化范围具有三种情况：
第①种情况：0≤D＜0.25；
第②种情况：0.25≤D＜0.5；
第③种情况：D≥0.5；
其中，D代表占空比。
所述变化的占空比的变化范围为第①种情况时，第一从电容C1充电最大电压uc1max小于第二从电容C3的最小放电电压uc3min，即：uc1max<uc3min，等效电容Ceq计算公式为：
其中，为第一从电容C1在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第一从电容C1在SCC结构中半个周期的电荷量；为第二从电容C3在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第二从电容C3在SCC结构中半个周期的电荷量。
所述变化的占空比的变化范围为第②种情况时，第一从电容C1和第二从电容C3的充放电曲线存在交叉情况下，等效电容计算公式为：
其中，为第一从电容C1在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第一从电容C1在SCC结构中半个周期的电荷量；为第二从电容C3在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第二从电容C3在SCC结构中半个周期的电荷量。
所述变化的占空比的变化范围为第③种情况时，其特征在于，所述变化的占空比对SCC等效电容的电容值控制失效，等效电容的电容值是第一从电容C1、第二从电容C3和主电容C2的电容值之和。
本发明的SCC结构中：第一开关管S1和第一从电容C1串联、第二开关管S2和第二从电容C3串联然后与主电容C2并联；其中，第一开关管S1和第二开关管S2的极性相反；第一从电容C1和第二从电容C3的电容值相等；第一开关管S1和第二开关管S2反相并联并且具有有续流二极管；第一开关管S1和第二开关管S2导通时间相差半个周期，为固定的频率控制和变化的占空比控制，通过控制占空比的大小以改变SCC结构等效电容Ceq的值进而实现对LCL谐振变换器谐振频率的调控实现其恒流输出可控；把SCC等效电容Ceq的值计算分为三种情况，对不同区间内等效电容值计算公式有所差异，使变化的占空比的有效控制范围为0≤D≤0.5，其中，D代表占空比。所述SCC结构的占空比控制平滑、连续，两个开关管均能实现软开关，开关损耗小，效率高，开关可控电容SCC的引用于LCL高频谐振变换器中可以补偿输入电压波动和元件参数误差的影响，实现可控恒流输出。
本发明相对于现有技术具有如下的优点及效果：
(1)第一开关管S1和第二开关管S2导通时间相差半个周期以及两个相等的第一从电容C1和第二从电容C3，使得SCC的工作在正负半周期内对称，因此抗干扰性强，并且比单边结构更为稳定。
(2)本发明在SCC结构中，通过固定的频率控制和变化的占空比控制，占空比控制第一从电容C1和第二从电容C3的作用时间以调节改变等效电容Ceq的值，直观方便。
(3)本发明中控制占空比D有效调节范围为0≤D≤0.5，可以实现对SCC等效电容Ceq的单调、平滑的控制，控制范围大。
(4)本发明中SCC结构里面第一开关管S1和第二开关管S2导通前其反并联二极管导通通流，开关管可以实现ZVS软开关，损耗小，效率高。
附图说明
图1是一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的新型SCC拓扑结构图。
图2(a)是电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下的波形分析图。
图2(b)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下模态1的示意图。
图2(c)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下模态2的示意图。
图2(d)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下模态3的示意图。
图2(e)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下模态4的示意图。
图2(f)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下模态5的示意图。
图2(g)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D＜0.25占空比控制范围下模态6的示意图。
图3(a)是电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下的波形分析图。
图3(b)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下模态1的示意图。
图3(c)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下模态2的示意图。
图3(d)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下模态3的示意图。
图3(e)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下模态4的示意图。
图3(f)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下模态5的示意图。
图3(g)是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.25≤D＜0.5占空比控制范围下模态6的示意图。
图4是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0.5≤D占空比控制范围下的波形分析图。
图5是应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构在0≤D≤0.5占空比有效控制范围下等效电容Ceq/C随占空比D的变化曲线图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图对本发明作进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。
实施例
如图1所示，是一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC拓扑结构图。所述SCC结构单元包含：第一开关管S1和第一从电容C1串联、第二开关管S2和第二从电容C3串联、然后与主电容C2并联；其中，第一开关管S1和第二开关管S2的极性相反；为了保证开关的对称性使第一从电容C1、第二从电容C3的电容值C1＝C3；开关管S1和S2反并联有续流二极管；正弦交流电压源加到SCC结构两端，通过改变占空比D的大小来控制开关管导通时间，即可改变对从电容的作用时间，即可调控SCC等效电容Ceq。
下面结合附图对SCC结构在不同占空比区间的工作波形和模态图，说明本发明的工作原理。
如图2(a)、图2(b)、图2(c)、图2(d)、图2(e)、图2(f)和图2(g)所示，占空比在0≤D<0.25调控区间内，一个工作周期内第一开关管S1和第二开关管S2及其反并联二极管各导通2Dπ的时间，可以分为六种不同的工作模态，对应t0～t6六个模态：
1)模态1[t0～t1]：t0时刻，SCC电流ic过零点，第一开关管S1闭合，正向电容电流给第一从电容C1充电。此模态内第一从电容C1、主电容C2通流作用，第二从电容C3串联的第二开关管S2和反并联的二极管均关断而不作用。第一从电容C1电流ic1＝ic/2，第二从电容C3电压uc3保持不变。
2)模态2[t1～t2]：t1时刻，第一开关管S1断开，第一从电容C1充电结束。该模态内第一从电容C1、第二从电容C3均不作用，只有主电容C2作用，第一从电容C1电压uc1、第二从电容C3电压uc3保持不变。
3)模态3[t2～t3]：在t2时刻，SCC两端电压uc增长到与第二从电容C3两端电压uc3相等，之后uc>uc3；与第二从电容C3串联的第二开关管S2的反并联二极管导通对第二从电容C3充电。此模态内，主电容C2与第二从电容C3作用，第二从电容C3的电流ic3＝ic/2。
4)模态4[t3～t4]：t3时刻，SCC电流ic过零点，电容第二从电容C3充电结束；第二开关管S2闭合，第二从电容C3开始放电。此模态内，主电容C2与第二从电容C3作用，电压uc1保持不变，同样ic3＝ic/2。
5)模态5[t4～t5]：t4时刻，第二开关管S2断开，第二从电容C3停止作用。uc1、uc3保持不变。
6)模态6[t5～t6]：t5时刻，SCC电压uc＝uc1，之后uc下降；与第一从电容C1串联的第一开关管S1的反并联二极管导通。第一从电容C1放电，uc3保持不变。直到t6时刻，第一开关管S1闭合。之后重复t0～t6的周期。
分析可得，在模态3与模态6中，第一开关管S1与第二开关管S2并联的反接二极管分别导通，因此在此模态内开关S3和S4可分别实现零电压开通，实现ZVS开关。
开关电容SCC的等效电容Ceq为：
如图3(a)、图3(b)、图3(c)、图3(d)、图3(e)、图3(f)和图3(g)所示，占空比在0.25≤D<0.5调控区间内，第一从电容C1与第二从电容C3的充放电曲线之间存在着交叉，即第一从电容C1充电最大电压uc1max大于第二从电容C3的最小放电电压uc3min(uc1max>uc3min)。反接二极管的导通时刻的改变使工作周期有所不同。
1)模态1[t0～t1]：t0时刻，SCC电流ic过零点，第一开关管S1闭合，正向电容电流给第一从电容C1充电。第一从电容C1充电，电压uc1增大，充电电流ic1＝1/2*ic。第二从电容C3电压uc3保持uc3min不变。
2)模态2[t1～t2]：t1时刻，第一从电容C1电压uc1＝uc1min。第一从电容C1继续充电，之后uc1>uc3min，与第二从电容C3串联的MOS管的反并联二极管导通。此模态内，三个电容全都作用，第一从电容C1、第二从电容C3都处于充电状态。电容电流ic1＝ic3＝ic/3。
3)模态3[t2～t3]：t2时刻，S3断开，第一从电容C1停止充电，uc1保持不变，第二从电容C3串联的反接二极管持续导通，第二从电容C3继续充电。第二从电容C3电流ic3＝ic/2。
4)模态4[t3～t4]：t3时刻，SCC电流ic过零点，第二开关管S2闭合导通，第二从电容C3电压充电至最大值。同样，电容电流ic3＝ic/2，同时第二从电容C3放电，电压uc3下降。
5)模态5[t4～t5]：t4时刻，第二从电容C3电压下降至uc3＝uc1。与第一从电容C1串联的第一开关管S1的反并联二极管导通，三个电容同时作用，第一从电容C1、第二从电容C3和主电容C2都处于放电状态。电容电流ic1＝ic3＝ic/3。
6)模态6[t5～t6]：t5时刻，第二开关管S2断开，第二从电容C3放电结束，电压uc3保持不变。第一开关管S1的反并联二极管持续导通，第一从电容C1继续放电，直到t6时刻开关电容SCC电流ic过零点，第一从电容C1放电结束电压降到uc1min，第二从电容C3电压uc3继续保持不变；开关S3闭合，之后重复[t0～t6]的周期工作。
在模态3和模态6中，第一开关管S1和第二开关管S2上的反并联二极管分别导通，因此在t3和t0(t6)时刻两个开关管可以分别实现ZVS软开关。
开关电容SCC的等效电容为：
如图4所示，在占空比控制0.5≤D范围时，第一从电容C1、第二从电容C3充放电电流曲线连续，整个周期内两个开关控制电容的充放电与主电容C2的周期同步，即SCC三个电容都同时作用，控制占空比无法达到控制等效电容的目的。
如图5所示，由前述分析可得占空比有效控制范围是0≤D≤0.5，等效电容Ceq随占空比D的变化曲线如图5所示。控制占空比D，可以实现对SCC等效电容Ceq的单调、平滑的控制，控制范围大，可以在1≤Ceq/C≤2.3内变化。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，包括：第一从电容(C1)、第二从电容(C3)、主电容(C2)、第一开关管(S1)和第二开关管(S2)；
第一从电容(C1)的正极和第二从电容(C3)的正极均与主电容(C2)的正极相连接；第一从电容(C1)的负极和第一开关管(S1)的漏极连接，第二从电容(C3)的负极与第二开关管(S2)的源极连接；第一开关管(S1)的源极和第二开关管(S2)的漏极均与主电容(C2)的负极相连接；
控制信号接入第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的栅极，通过占空比D的大小控制开关管的导通时间从而控制等效电容；第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的导通时间相差半个周期。
2.根据权利要求1所述的应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，所述第一从电容(C1)和第二从电容(C3)的电容值相等，所述第一从电容(C1)的结构和第二从电容(C3)的结构互相对称。
3.根据权利要求1所述的应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，采用固定的频率控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)，采用变化的占空比控制第一开关管(S1)和第二开关管(S2)；第一开关管(S1)和第二开关管(S2)的导通时间相差半个周期，即导通时间的相位差为180°。
4.根据权利要求3所述应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，所述变化的占空比是指通过改变占空比的大小，调节等效电容的值，以补偿输入电压波动及元件的扰动。
5.根据权利要求4所述的应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，所述变化的占空比的变化范围具有三种情况：
第①种情况：0≤D＜0.25；
第②种情况：0.25≤D＜0.5；
第③种情况：D≥0.5；
其中，D代表占空比。
6.根据权利要求5所述的应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，当所述变化的占空比的变化范围为第①种情况时，第一从电容(C1)充电最大电压uc1max小于第二从电容(C3)的最小放电电压uc3min，即：uc1max<uc3min，等效电容Ceq计算公式为：
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其中，为第一从电容(C1)在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第一从电容(C1)在SCC结构中半个周期的电荷量；为第二从电容(C3)在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第二从电容(C3)在SCC结构中半个周期的电荷量；C2为主电容，C1为第一从电容、C3为第二从电容。
7.根据权利要求5所述的应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，当所述变化的占空比的变化范围为第②种情况时，第一从电容(C1)和第二从电容(C3)的充放电曲线存在交叉情况下，等效电容计算公式为：
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其中，为第一从电容(C1)在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第一从电容(C1)在SCC结构中半个周期的电荷量；为第二从电容(C3)在正常同等条件完整半个周期下的电荷量，为第二从电容(C3)在SCC结构中半个周期的电荷量；C2为主电容，C1为第一从电容、C3为第二从电容。
8.根据权利要求5所述的应用于电流源型LCL高频谐振变换器的SCC结构，其特征在于，当所述变化的占空比的变化范围为第③种情况时，所述变化的占空比对等效电容的电容值控制失效，所述等效电容的电容值是第一从电容(C1)、第二从电容(C3)和主电容(C2)的电容值之和。
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