CN101861019A

CN101861019A - 一种照明用大功率led阵列的驱动电源

Info

Publication number: CN101861019A
Application number: CN 201010174441
Authority: CN
Inventors: 罗全明; 周雒维; 卢伟国; 杜雄
Original assignee: Chongqing University
Current assignee: Chongqing University
Priority date: 2010-05-18
Filing date: 2010-05-18
Publication date: 2010-10-13

Abstract

一种照明用大功率LED阵列的驱动电源，驱动电源由两个或两个以上，且均无电解电容的谐振变换器有构成，各谐振变换器有依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路。其中，各开关逆变网络的输入端并联后与直流电源连接，各整流电路的输出端并联后与照明用的大功率LED阵列连接；并且，各谐振变换器的输出电流采用交错控制。本发明除仍然保持有谐振变换器本身的优点之外，还具有能保证驱动电源的使用寿命与大功率LED的使用寿命匹配，进而延长整个大功率LED照明系统使用寿命的优点；还具有驱动电流纹波小，进而能提升大功率LED的光学品质的优点。

Description

一种照明用大功率LED阵列的驱动电源

技术领域

本发明涉及给大功率LED照明提供电能的驱动电源。

背景技术

LED(发光二极管)具有使用低压电源、耗能少、适用性强、稳定性高、响应时间短、对环境无污染、多色发光等的优点，可望成为第四代照明光源。由于即便是称为大功率LED的单颗功率也十分有限(1W或有限的几W)，所以，在(例如路灯、隧道灯等)大功率LED照明的领域，都必须采用由若干单颗LED来组成的LED阵列(包括由单颗小功率LED组成的阵列和由单颗大功率LED组成的阵列，在本发明中指的是后者)。由于LED的发光强度、光通量等与其正向导通电流直接相关，所以，均采用恒流驱动电源。由于LED抗浪涌电压冲击的能力极差，所以，在其驱动电源中还应当有抗浪涌电压冲击的结构。对于大功率LED来讲，目前多采用抗浪涌电压冲击能力较强的隔离型LED驱动电源。简言之，现有的照明用大功率LED阵列的驱动电源，多是隔离型的恒流驱动电源。然而，在现有的这类照明用大功率LED阵列的驱动电源中，却存在驱动电源的使用寿命与LED的理论寿命(可达100000小时)不匹配，进而直接导致整个大功率LED照明系统的使用寿命降低的问题。原因是，为减小驱动电流纹波，在这类照明用大功率LED阵列的驱动电源内部配置了电解电容以进行滤波，而电解电容的平均无故障工作时间(MTBF)，长一些的也仅有30000小时左右。但在为延长整个大功率LED照明系统的使用寿命，而采用无电解电容的隔离型恒流驱动电源呢，却又存在驱动电流纹波无法减小，进而使LED的发光效率降低、结温升高，导致发光波长红移、光线质量降低等光学品质下降的问题。简言之，在现有照明用大功率LED阵列的驱动电源中，要么存在使用寿命较短，要么存在驱动电流纹波无法减小的不能同时兼顾两头的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种使用寿命长、且驱动电流纹波小的照明用大功率LED阵列的驱动电源。

为实现所述目的，提供这样一种照明用大功率LED阵列的驱动电源，与现有技术相同的方面是，该驱动电源包括依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路的隔离型的谐振变换器；其中，开关逆变网络的输入端与直流电源连接，整流电路的输出端与照明用的大功率LED阵列连接。其改进之处是，本发明所用的谐振变换器有N个(N≥2)，且均无电解电容；各谐振变换器的开关逆变网络输入端并联后与直流电源连接，各谐振变换器的整流电路输出端并联后与大功率LED阵列连接；并且，在各谐振变换器中，各开关逆变网络内的开关驱动相位依次相差180°/N，各高频变压器的原、副边电流的相位依次相差180°/N——也即本发明对各谐振变换器的输出电流采用交错控制。

与现有技术相比较，由于在本发明的各谐振变换器中，均无电解电容，因此，克服了因存在电解电容，而降低了整个大功率LED照明系统的使用寿命之不足。在采用无电解电容的谐振变换器的同时，本发明没有采用现有技术中仅由单个谐振变换器来构成其驱动电源的结构，而是选用了两个或两个以上的并联结构；更重要的是，对各谐振变换器的输出电流采用了交错控制，正是这种并联、且交错控制的结构，减小了驱动电流的纹波(并联的数量越多，其效果越好)。也即本发明能够兼顾了延长其驱动电源的使用寿命和减小驱动电流纹波的要求。另外，本发明选用的谐振变换器本身，又是隔离型的LED驱动电源的主电路拓扑中的一种，它具有便于开关实现零电压和零电流开通与关断，因此，同时还保留了其开关损耗小、效率高、电磁干扰小之特性。

简言之，本发明除也仍然具有谐振变换器本身的优点之外，还具有能保证驱动电源的使用寿命与大功率LED的使用寿命匹配，进而延长整个大功率LED照明系统使用寿命的优点；还具有驱动电流纹波小，进而能提升大功率LED的光学品质的优点。

下面结合附图对本发明作进一步的说明。

附图说明

图1——为一组照明用大功率LED阵列供电的本发明驱动电源原理框图

图2——两个谐振变换器并联、交错控制的本发明驱动电源的输出电流理论波形图

图3——为多组照明用大功率LED阵列供电的本发明驱动电源原理框图

图4a——本发明中采用的一种开关逆变网络(全桥开关逆变网络)

图4b——本发明中采用的另一种开关逆变网络(对称半桥开关逆变网络)

图4c——本发明中采用的又一种开关逆变网络(不对称半桥开关逆变网络)

图5a——本发明中采用的一种谐振网络(LC谐振网络)

图5b——本发明中采用的另一种谐振网络(LCC谐振网络)

图5c——本发明中采用的又一种谐振网络(LLC谐振网络)

图5d——本发明中采用的再一种谐振网络(LCL-T谐振网络)

图6a——本发明中采用的一种整流电路(桥式整流电路)

图6b——本发明中采用的另一种整流电路(中间抽头全波整流电路)

图7——依据图1原理框图的本发明驱动电源电路原理图

图8a——为图7中开关(S₁₁、S₁₂)的驱动信号(Q₁₁、Q₁₂)的仿真波形图

图8b——为图7中的高频变压器副边电流(I_s1、I_s2)的仿真波形图

图8c——为图7中的各谐振变换器的输出电流(I_o1、I_o2)以及驱动电源的驱动电流I_o的仿真波形图

图1中，U_in为直流电源的输出电压，U_a1、U_aN分别为第一至第N个谐振变换器中各开关逆变网络的输出电压，U_p1、U_pN分别为第一至第N个谐振变换器中各谐振网络的输出电压，I_p1、I_pN分别为第一至第N个谐振变换器中各高频变压器的原边电流，U_s1、U_sN分别为第一至第N个谐振变换器中各高频变压器的副边输出电压，I_s1、I_sN分别为第一至第N个谐振变换器中各高频变压器的副边电流，I_o1、I_oN分别为第一至第N个谐振变换器中各整流电路的输出电流，I_o为第一至第N个谐振变换器的中整流电路的输出电流之和，U_o为大功率LED阵列的输入端电压。

图2中，T_S为一个开关周期，I_o1、I_o2分别为第一和第二个谐振变换器的输出电流，I_o为整个驱动电源的驱动电流。

图3中，U_in为直流电源的输出电压，U_a1、U_aN分别为第一至第N个谐振变换器中各开关逆变网络的输出电压，U_p1、U_pN分别为第一至第N个谐振变换器中各谐振网络的输出电压，I_p1、I_pN分别为第一至第N个谐振变换器中各高频变压器的原边电流，U_s11、U_s1M分别为第一个谐振变换器中高频变压器第一至第M个副边输出电压，I_s11、I_s1M分别为第一个谐振变换器中高频变压器第一至第M个副边输出电流，U_sN1、U_sNM分别为第N个谐振变换器中高频变压器第一至第M个副边输出电压，I_sN1、I_sNM分别为第N个谐振变换器中高频变压器第一至第M个副边输出电流，I_o11、I_oM1分别为第一个谐振变换器中第一至第M个整流电路的输出电流，I_oN1、I_oNM分别为第N个谐振变换器中第一至第M个整流电路的输出电流，I_o1为第一个谐振变换器中第一个整流电路的输出电流至第N个谐振变换器中第一个整流电路的输出电流之和，I_oM为第一个谐振变换器中第M个整流电路的输出电流至第N个谐振变换器中第M个整流电路的输出电流之和，U_o1、U_oM分别为第一至第M组大功率LED阵列的端电压。

图4a中，U_in为直流电源的输出电压，S₁、S₂、S₃、S₄为构成全桥开关逆变网络的四个开关，U_a为全桥开关逆变网络的输出电压。

图4b中，U_in为直流电源的输出电压，S₁、S₂为构成对称半桥开关逆变网络的两个开关，C₁、C₂为构成对称半桥开关逆变网络的两个分压电容，U_a为对称半桥开关逆变网络的输出电压。

图4c中，U_in为直流电源的输出电压，S₁、S₂为构成不对称半桥开关逆变网络的两个开关，C为构成不对称半桥开关逆变网络的电容，U_a为不对称半桥开关逆变网络的输出电压。

图5a中，U_a为开关逆变网络的输出电压，L_r、C_r分别为构成LC谐振网络的电感和电容，L_r可为高频变压器的漏感，U_p为LC谐振网络的输出电压。

图5b中，U_a为开关逆变网络的输出电压，L_r、C_r1、C_r2分别为构成LCC谐振网络的电感和两个电容，L_r可为高频变压器的漏感，U_p为LCC谐振网络的输出电压。

图5c中，U_a为开关逆变网络的输出电压，L_r1、L_r2、C_r分别为构成LLC谐振网络的两个电感和电容，L_r1可为高频变压器的漏感，L_r2可为高频变压器的激磁电感，U_p为LLC谐振网络的输出电压。

图5d中，U_a为开关逆变网络的输出电压，L_r1、L_r2、C_r分别为构成LCL-T谐振网络的两个电感和电容，L_r2可为高频变压器的漏感，U_p为LCL-T谐振网络的输出电压。

图6a中，U_s为高频变压器的副边输出电压，D_r1、D_r2、D_r3、D_r4为构成桥式整流电路的四只二极管，C_o为用于滤波的小容量电容(非电解电容)，该电容可能需要也可能不需要，根据具体应用条件确定，U_o为桥式整流电路的输出电压。

图6b中，U_s为高频变压器的副边输出电压，D_r1、D_r2为构成中间抽头全波整流电路的两只二极管，C_o为用于滤波的小容量电容(非电解电容)，该电容可能需要也可能不需要，根据具体应用条件确定，U_o为中间抽头全波整流电路的输出电压。

图7中，U_in为直流电源的输出电压，S₁₁、S₂₁、S₃₁、S₄₁为第一个谐振变换器中构成全桥开关逆变网络的四个开关，S₁₁的驱动信号Q₁₁与S₄₁的驱动信号相同，S₂₁与S₃₁的驱动信号相同，S₁₁、S₄₁的驱动信号与S₂₁、S₃₁的驱动信号互补，U_a1为该全桥开关逆变网络的输出电压，L_r11、L_r21、C_r1分别为第一个谐振变换器中构成LCL-T谐振网络的两个电感和电容，L_r21可为第一个谐振变换器中高频变压器的漏感，U_p1为该振网络的输出电压，I_p1为第一个谐振变换器中高频变压器的原边电流，U_s1为第一个谐振变换器中高频变压器的副边输出电压，I_s1为第一个谐振变换器中高频变压器的副边电流，D_r11、D_r21、D_r31、D_r41为第一个谐振变换器中构成桥式整流电路的四只二极管，I_o1为该桥式整流电路的输出电流。S₁₂、S₂₂、S₃₂、S₄₂为第二个谐振变换器中构成全桥开关逆变网络的四个开关，S₁₂的驱动信号Q₁₂与S₄₂的驱动信号相同，S₂₂与S₃₂的驱动信号相同，S₁₂、S₄₂的驱动信号与S₂₂、S₃₂的驱动信号互补，U_a2为该全桥开关逆变网络的输出电压，L_r12、L_r22、C_r2分别为第二个谐振变换器中构成LCL-T谐振网络的两个电感和电容，L_r22可为第二个谐振变换器中高频变压器的漏感，U_p2为该振网络的输出电压，I_p2为第二个谐振变换器中高频变压器的原边电流，U_s2为第二个谐振变换器中高频变压器的副边输出电压，I_s2为第二个谐振变换器中高频变压器的副边电流，D_r12、D_r22、D_r32、D_r42为第二个谐振变换器中构成桥式整流电路的四只二极管，I_o2为该桥式整流电路的输出电流。I_o为第一和第二个谐振变换器的中桥式整流电路的输出电流I_o1和I_o2之和，U_o为大功率LED阵列的端电压。

图8a中，Q₁₁、Q₁₂分别为图7中标记为S₁₁、S₁₂的两个开关的驱动信号仿真波形图，它们的驱动相位相差90°。

图8b中，I_s1、I_s2分别为图7中第一、第二个谐振变换器的高频变压器副边电流的仿真波形图。

图8b中，I_o1、I_o2为图7中第、第二个谐振变换器的桥式整流电路的的输出电流以及它们之和I_o的仿真波形图。

具体实施方式

一种照明用大功率LED阵列的驱动电源(参考图1)，该驱动电源包括依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路的隔离型的谐振变换器；其中，开关逆变网络的输入端(也即该谐振变换器的输入端)与直流电源连接，整流电路的输出端(也即该谐振变换器的输出端)与照明用的大功率LED阵列连接。本发明中的谐振变换器有N个(N≥2)，且均无电解电容；各谐振变换器的开关逆变网络输入端并联后与直流电源连接，各谐振变换器的整流电路输出端并联后与大功率LED阵列连接——也即该驱动电源的驱动电流I_O等于各谐振变换器输出电流(I_o1、I_o2)之和(参考图2)；并且，在各谐振变换器中，各开关逆变网络内的开关驱动相位依次相差180°/N，各高频变压器的原、副边电流的相位也依次相差180°/N。

显然，在运用本发明的驱动电源时，是采用两个谐振变换器并联或是更多的谐振变换器并联，需要根据各方面条件和/或要求综合考虑。

进一步讲.为节省本发明驱动电源的成本，在照明用的大功率LED阵列有M(M≥2)组的情况下(参考图3)，在各谐振变换器中，各高频变压器的副边连接有M个整流电路的绕组，这些谐振变换器中相互对应的整流电路输出端，分别并联后与各自对应的大功率LED阵列连接。当然，在这种情况下，各谐振变换器中对应的开关逆变网络、谐振网络和高频变压器应当与其连接的M个整流电路匹配。

更进一步讲，在本发明中，开关逆变网络为全桥(参考图4a)、对称半桥(参考图4b)或不对称半桥(参考图4c)结构的开关逆变网络。另外，这些开关逆变网络中的开关均可以是MOSFET、IGBT等全控型开关器件。

在本发明中，谐振网络为LC(参考图5a)、LCC(参考图5b)、LLC(参考图5c)或LCL-T(参考图5d)的谐振网络。为节省本发明驱动电源的成本，图5a、图5b中的谐振电感L_r，图5c中的谐振电感L_r1，图5d中的谐振电感L_r2可为高频变压器的漏感，图5c中的谐振电感L_r2可为高频变压器的激磁电感。

在本发明中，整流电路为桥式整流电路(参考图6a)或中间抽头的全波整流电路(参考图6b)。

披露至此，对本领域技术人员来讲，已经完全能够理解与实现本发明了。为了让更多的普通技术人员能够理解与实现，现用两个谐振变换器并联的，其内均采用全桥开关逆变网络、LCL-T谐振网络和桥式整流电路的驱动电源(参考图7)为例，对本发明驱动电源的原理作进一步说明。

各谐振变换器均工作于连续模式状态，各高频变压器的原边电流(I_P1、I_P2)和副边电流(I_S1、I_S2)均近似为正弦波，由于采用交错控制，它们之间的相位彼此相差90°(即180°/2)，经各整流电路后分别得到各自的输出电流(I_O1、I_O2)，整个驱动电源的驱动电流I_O为各整流电路的输出电流(I_O1、I_O2)之和，由于各谐振变换器能够保证各整流电路的输出电流(I_O1、I_O2)的峰值不变且相等，于是，整个驱动电源的驱动电流I_O就在其电流纹波较小的情况下，实现对大功率LED阵列进行的恒流驱动。

本发明经过了仿真验证，验证时的驱动电源如图7所示。仿真验证后的波形图参见图8a～图8c。其中，图8a为两个谐振变换器中全桥开关逆变网络里的各一个开关(S₁₁、S₁₂)的驱动信号(Q₁₁、Q₁₂)的波形，从图中可以看出，它们的占空比为0.5，相位相差90°；图8b为高频变压器副边电流(I_s1、I_s2)的波形，从图中可以看出，它们均接近正弦波，相位也相差90°(即180°/2)；图8c为各谐振变换器的输出电流(I_o1、I_o2)以及驱动电流I_o的波形，从图中可以看出，驱动电流I_o的纹波比各谐振变换器的输出电流(I_o1、I_o2)小得多，也即在输出不加电解电容滤波的情况下，通过本发明对各谐振变换器的输出电流采用的交错控制的方式与结构达到了减小驱动电流纹波的效果。

Claims

1.一种照明用大功率LED阵列的驱动电源，该驱动电源包括依次连接有开关逆变网络、谐振网络、高频变压器和整流电路的隔离型的谐振变换器；其中，开关逆变网络的输入端与直流电源连接，整流电路的输出端与照明用的大功率LED阵列连接；其特征在于，所述谐振变换器有N个，且均无电解电容；各谐振变换器的开关逆变网络输入端并联后与所述直流电源连接，各谐振变换器的整流电路输出端并联后与所述大功率LED阵列的输入端连接；并且，在各谐振变换器中，各开关逆变网络内的开关驱动相位依次相差180°/N，各高频变压器的原、副边电流的相位依次相差180°/N；其中，N≥2。

2.根据权利要求1所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述大功率LED阵列有M组，在所述的各谐振变换器中，各高频变压器的副边连接有M个所述整流电路的绕组，这些谐振变换器中相互对应的整流电路输出端，分别并联后与各自对应的大功率LED阵列的输入端连接；其中，M≥2。

3.根据权利要求1或2所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述开关逆变网络为全桥、对称半桥或不对称半桥结构的开关逆变网络。

4.根据权利要求1或2所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述谐振网络为LC、LCC、LLC或LCL-T的谐振网络。

5.根据权利要求1或2所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述整流电路为桥式整流电路或中间抽头的全波整流电路。

6.根据权利要求3所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述谐振网络为LC、LCC、LLC或LCL-T的谐振网络。

7.根据权利要求3所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述整流电路为桥式整流电路或中间抽头的全波整流电路。

8.根据权利要求4所述照明用大功率LED阵列的驱动电源，其特征在于，所述整流电路为桥式整流电路或中间抽头的全波整流电路。