CN116232104A - 全波输出的单管逆变器、无线电能传输系统及其控制方法 - Google Patents

全波输出的单管逆变器、无线电能传输系统及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及逆变器技术领域，具体公开了一种全波输出的单管逆变器、无线电能传输系统及其控制方法，该逆变器具有电路结构简单、驱动电路简单、NMOS管数量仅有一个、谐振状态与负载无关等特点，从额定负载到短路的宽负载电阻范围内均可有效实现主开关零电压开通，系统输出电压近似正弦波，系统电流总谐波失真非常小，可广泛应用于高频逆变各个领域。该无线电能传输系统，其发射端采用上述逆变器，通过无线电能传输耦合机构耦合至接收端，其补偿网络采用串联电容补偿方式，实现系统实现稳定的恒压输出，同时有效实现功率NMOS管的零电压开通。系统电路结构简单，无功功率小，传输效率高，具有从额定负载到短路的宽负载电阻范围内的最好传输效果。

Description

全波输出的单管逆变器、无线电能传输系统及其控制方法
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种全波输出的单管逆变器以及一种采用该全波输出的单管逆变器的无线电能传输系统以及该无线电能传输系统的控制方法。
背景技术
逆变器能够将输入直流电能转变为一定频率的交流电，广泛应用于无线电能传输、高频加热电源、家用电器、消费电子、电动汽车、特种机械以及医疗电子等领域，而不同应用场合对逆变器的要求同样不同。
全桥拓扑逆变器具有输出功率大，传输效率高等优点，但是其结构拥有四个NMOS管，是半桥和推挽电路的两倍，因此成本更高，存在驱动电路复杂、桥臂直通等问题。
半桥拓扑逆变器相比于全桥逆变器而言，只拥有两个NMOS管，但是NMOS管会承受较大的电压和电流，电源的利用率较低，不适宜用于工作电压较低的场合。
推挽拓扑逆变器与半桥逆变器一样只具有两个NMOS管，成本较低且驱动较为简单，但是NMOS管电压应力较高，是全桥逆变的两倍，且变压器需要有中心抽头，变压器绕组利用率较低。
单NMOS管逆变器具有结构简单，NMOS管数量少、成本低、驱动方便、易实现零电压开通等优点，但是目前的单NMOS管逆变器(如图5所示)存在系统电压电流总谐波失真(THD)较高、输入电流纹波较大、系统中无功功率较大等不足；其输出电压波形如图6(a)VLp1波形图所示，其系统电压电流总谐波失真(THD)波形图如图7(a)、8(a)、9(a)、10(a)所示。
发明内容
本发明提供一种全波输出的单管逆变器、无线电能传输系统及其控制方法，解决的技术问题在于：如何设计一种新的全波输出的单管逆变器，可实现零电压开通、电压电流总谐波失真(THD)较低、输入电流纹波较小、系统中无功功率较小，以及如何将该全波输出的单管逆变器应用在无线电能传输系统中。
为解决以上技术问题，本发明首先提供一种全波输出的单管逆变器，其关键在于：包括直流电源VDC、电感Lf、电容Cf、电感Lp、电容Cp、NMOS管Q、PWM信号发生器，所述电感Lf、所述电容Cp、所述NMOS管Q顺序串联在所述直流电源VDC的正极端和负极端之间，且所述NMOS管Q的S极连接所述直流电源的负极端并接地，所述电感Lp并联在所述电容Cp的两端，所述电容Cf并联在所述NMOS管Q的S极和D极之间，所述NMOS管Q的G极连接所述PWM信号发生器，所述PWM信号发生器用于产生占空比为A的PWM信号。
优选的，所述电感Lf与所述电容Cf之间的输入谐振角频率ωf满足：
ωf＝λω0
λ∈[1.3,1.5]为调节系数，ω0为所述NMOS管Q的开关角频率。
优选的，所述电感Lp用于与接收端的电感Ls进行磁耦合，所述电感Lf、所述电容Cf、所述电感Lp、所述电容Cp的参数满足：
Figure BDA0004139250950000021
其中，ω＝ω0表示整个全波输出的单管逆变器的谐振角频率，RP表示所述电感Lp的等效串联电阻，M表示所述电感Lp与所述电感Ls之间的互感，Zs表示所述接收端的等效阻抗。
优选的，将所述NMOS管Q的位置与所述电容Cp的位置对调，所述电感Lp与所述电容Cf的位置对调。
优选的，所述NMOS管Q采用增强型NMOS管；A＝0.5。
优选的，该电路还包括负载电阻R，所述负载电阻R与所述电感Lp串联，串联的负载电阻R与所述电感Lp并联在所述电容Cp的两端；
所述电感Lf、所述电容Cf、所述电感Lp、所述电容Cp的参数满足：
Figure BDA0004139250950000031
其中，ω＝ω0表示整个全波输出的单管逆变器的谐振角频率，RP表示所述电感Lp的等效串联电阻。
本发明还提供一种无线电能传输系统，包括发射端和接收端，其关键在于：所述发射端和所述接收端分别采用上述不带负载电阻R的全波输出的单管逆变器和接收端。
优选的，所述接收端包括顺序连接的所述电感Ls、串联补偿电容Cs和负载网络。
优选的，所述电容Cs的参数满足：
Figure BDA0004139250950000032
ω为整个系统的谐振角频率。
本发明还提供一种无线电能传输系统的控制方法，其关键在于：将开关角频率ω0和占空比A的PWM信号输入所述NMOS管Q的G极，使得所述全波输出的单管逆变器周期性工作并在每个开关周期中按时间先后存在以下五个工作模态：
1)t0-t1间的模态I：在t0时刻，PWM信号为高电平，所述NMOS管Q的漏源电压Vds＝0，所述NMOS管Q实现ZVS导通，所述电感Lf的电流Iin、所述电感Lp的电流ILp分别减小至过零；然后，ILp开始正向增大，Iin开始反向增大，所述电容Cf等效短路，Vds保持为零；
2)t1-t2间的模态II：在t1时刻，PWM信号变为低电平，所述NMOS管Q关断，所述电感Lf与所述电容Cf、所述电感Lp与所述电容Cp分别开始谐振；然后，ILp开始反向减小，Iin开始正向减小，Vds开始正向增大；
3)t2-t3间的模态III：在t2时刻，PWM信号持续为低电平，ILp、Iin分别减小至过零，Vds达到最大值；然后，ILp开始正向增大，Iin开始反向增大，Vds开始正向减小；
4)在t3-t4间的模态IV：在t3时刻，PWM信号持续为低电平，Iin达到最大值，ILp达到最小值，Vds下降至零，所述电感Lf与所述电容Cf、所述电感Lp与所述电容Cp结束谐振；然后，ILp开始正向减小，Iin开始反向减小，Vds保持为零；
5)在t4-t5间的模态V：在t4时刻，PWM信号变为高电平，所述NMOS管Q仍处于关断状态，所述电感Lp继续正向放电，当ILp＝0时，进入下一开关周期重复模态I。
本发明提供的全波输出的单管逆变器，具有电路结构简单、控制/驱动电路简单、NMOS管数量少(仅有一个)、易实现零电压开通等特点，系统电压近似正弦波，系统电流总谐波失真(THD)非常小，同等功率条件下，相较于传统单管谐振式逆变器电压应力减小一半，具有系统中无功功率较小的效果，提升了逆变器系统的传输效率，可广泛应用于高频逆变各个领域。
本发明提供的无线电能传输系统，系统发射端采用上述全波输出的单管逆变器，有效实现功率NMOS管的零电压开通(Zero Voltage Switch，ZVS)，系统无功功率较小，传输效率较高，达到在从额定负载到短路的宽负载电阻范围内的最好传输效果。
本发明提供的无线电能传输系统的控制方法，通过将特定的开关角频率ω0和占空比A(0.5)的PWM信号输入NMOS管Q的G极，使全波输出的单管逆变器工作在五个不同的工作模态，实现最好的逆变效果。
附图说明
图1是本发明实施例1提供的全波输出的单管逆变器的拓扑图；
图2是本发明实施例1提供的NMOSNMOS管的软开关波形图；
图3是本发明实施例1提供的全波输出的单管逆变器的工作模态图；其中：
图3(a)是模态I的电路暂态图；
图3(b)是模态II的电路暂态图；
图3(c)是模态III的电路暂态图；
图3(d)是模态IV的电路暂态图；
图3(e)是模态V的电路暂态图；
图4是本发明实施例1提供的与图3工作模态对应的工作波形图；
图5是本发明实施例1提供的传统E类单管逆变器的拓扑图；
图6是本发明实施例1提供的传统E类单管逆变器与E#类单管逆变器的工作波形图；其中：
图6(a)是E类单管逆变器的工作波形图；
图6(b)是E#类单管逆变器的工作波形图；
图7是本发明实施例1提供的传统E类单管逆变器与E#类单管逆变器的输入电流波形的FFT分解结果图；其中：
图7(a)是E类单管逆变器的输入电流波形Iin1的FFT分解结果图；
图7(b)是E#类单管逆变器的输入电流波形Iin2的FFT分解结果图；
图8是本发明实施例1提供的传统E类单管逆变器与E#类单管逆变器的谐振电感电压波形的FFT分解结果图；其中：
图8(a)是E类单管逆变器的谐振电感电压波形VLf1的FFT分解结果图；
图8(b)是E#类单管逆变器的谐振电感电压波形VLf2的FFT分解结果图；
图9是本发明实施例1提供的传统E类单管逆变器与E#类单管逆变器的输出绕组电流波形的FFT分解结果图；其中：
图9(a)是E类单管逆变器的输出绕组电流波形ILp1的FFT分解结果图；
图9(b)是E#类单管逆变器的输出绕组电流波形ILp2的FFT分解结果图；
图10是本发明实施例1提供的传统E类单管逆变器与E#类单管逆变器的输出绕组电压波形的FFT分解结果图；其中：
图10(a)是E类单管逆变器的输出绕组电压波形VLp1的FFT分解结果图；
图10(b)是E#类单管逆变器的输出绕组电压波形VLp2的FFT分解结果图；
图11是本发明实施例2提供的无线电能传输系统的电路拓扑图；
图12是本发明实施例2提供的图11的等效模型图；
图13是本发明实施例2提供的当NMOS管Q关断时图12的等效模型图；
图14是本发明实施例3提供的另一种全波输出的单管逆变器的拓扑图；
图15是本发明实施例4提供的另一种无线电能传输系统的电路拓扑图。
图16是本发明实施例5提供的另一种全波输出的单管逆变器的电路拓扑图；
图17是本发明实施例6提供的另一种全波输出的单管逆变器的电路拓扑图。
具体实施方式
下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。
实施例1
为了设计一种新的单MOS管逆变器，在主开关实现零电压开通前提下，实现全波电压电流输出，谐波失真(THD)非常低、系统中无功功率小等特性，达到在从额定负载到短路的宽负载电阻范围内的最好的逆变效果，本发明实施例提供一种全波输出的单管逆变器(本例称之为单管E#类逆变器)，其电路图如图1所示，包括直流电源VDC、电感Lf、电容Cf、电感Lp、电容Cp、NMOS管Q、PWM信号发生器(未示出)，电感Lf、电容Cp、NMOS管Q顺序串联在直流电源VDC的正极端和负极端之间，且NMOS管Q的S极连接直流电源的负极端并接地，电感Lp并联在电容Cp的两端，电容Cf并联在NMOS管Q的S极和D极之间，NMOS管Q的G极连接PWM信号发生器，PWM信号发生器用于产生占空比为A的PWM信号。电感Lf与电容Cf构成LC谐振网络，电感Lp与电容Cp组成LC补偿网络，电感Lp用于与接收端的电感Ls进行磁耦合。
当输入直流电时，一路PWM信号输入NMOS管Q的G极，全波输出的单管逆变器主体部分对直流电进行高频逆变，然后通过电感Lp传递到接收端，电感Lp与接收端的电感Ls构成耦合机构，该耦合机构可输出全波正弦高频交流电。同时调节LC谐振电路的LC谐振参数可调节NMOS管Q的软开关裕量，可有效地改善LC谐振电路的输入电流波形，减小该输入电流的THD。为了保持良好的软开关特性，需要根据负载情况和开关频率调节谐振电感电容Lf、Cf的参数。通常使所述电感Lf与所述电容Cf之间的输入谐振角频率ωf为开关角频率ω0的1.3-1.5倍，即谐振频率f0为开关频率f的2.6-3倍。即：
ωf＝λω0 (1)
λ∈[1.3,1.5]为调节系数。本例取λ＝1.5。
根据上述参数，求得NMOSNMOS管两端的电压波形如图2所示。
作为一种具体且优选的实施方式，NMOS管Q采用增强型NMOS管。NMOS管Q的占空比设置为A＝0.5。
为了使电路谐振且应用该电路的系统恒压输出，电感Lf、电容Cf、电感Lp、电容Cp的参数需要特别设计，具体的设计过程在实施例2中说明无线电能传输系统时一并说明，此处暂不赘述。
假设电路中各元器件为理想元件，单管E#类逆变器的工作模态如图3所示，工作波形如图4所示，具体模态过程为：
1)t0-t1间的模态I：在t0时刻，PWM信号为高电平，NMOS管Q的漏源电压Vds＝0，NMOS管Q实现ZVS导通，电感Lf的电流Iin、电感Lp的电流ILp分别减小至过零；然后，ILp开始正向增大，Iin开始反向增大，电容Cf等效短路，Vds保持为零；
2)t1-t2间的模态II：在t1时刻，PWM信号变为低电平，NMOS管Q关断，电感Lf与电容Cf、电感Lp与电容Cp分别开始谐振；然后，ILp开始反向减小，Iin开始正向减小，Vds开始正向增大；
3)t2-t3间的模态III：在t2时刻，PWM信号持续为低电平，ILp、Iin分别减小至过零，Vds达到最大值；然后，ILp开始正向增大，Iin开始反向增大，Vds开始正向减小；
4)在t3-t4间的模态IV：在t3时刻，PWM信号持续为低电平，Iin达到最大值，ILp达到最小值，Vds下降至零，电感Lf与电容Cf、电感Lp与电容Cp结束谐振；然后，ILp开始正向减小，Iin开始反向减小，Vds保持为零；
5)在t4-t5间的模态V：在t4时刻，PWM信号变为高电平，由于流过电感Lf的电流仍为负电流，NMOS管Q仍处于关断状态，电感Lp继续正向放电，当ILp＝0时，进入下一开关周期重复模态I。
从图4的Vds可以看出，本电路有效实现了NMOS管的软开关(ZVS)开通，电流Iin、ILp、VLp均为类似正弦波。
为了更好地对本电路的效果进行描述，下面以图5所示的传统四阶谐振网络E类单管逆变器为例，与本发明所提出的新型四阶谐振网络E#类单管逆变器进行对比。从电路图来看，两种逆变器均为四阶谐振网络，且仅有一个功率NMOS管，电感和电容的个数相同，主要差别在于电感、电容与NMOS管的连接方式。
下面通过MATLAB/Simulink仿真来对比传统四阶谐振网络E类单管逆变器相关工作波形、相关波形总谐波失真(THD)进行对比描述本发明的效果。其中两种电路输入电压均为25V、接收端均为串联补偿，输出功率均为20W(10V/2A)、开关频率均为200kHz。
两种单管逆变器工作波形图分别如图6(a)和图6(b)所示，其中，下标为1的参数对应E类单管逆变器，下标为2的参数对应本发明的E#类单管逆变器。通过对比图6(a)和图6(b)，发现：
从系统输入电流(Iin1、Iin2)来看，两种逆变器输入电流(Iin1、Iin2)均类似正弦波，但本发明提出的E#类单管逆变器输入电流(Iin2)更加光滑；
从谐振电感两端电压波形(VLf1、VLf2)来看，E类逆变器谐振电感电压(VLf2)波形类似半波，同时对比输入电流(Iin1)相位可知，E类逆变器系统中无功功率较大，本发明提出的E#类单管逆变器谐振电感电压(VLf2)波形类似正弦，同时对比输入电流(Iin2)相位可知，本发明提出的E#类单管逆变器中无功功率更小；
从输出绕组电流(ILp1、ILp2)波形来看，两种逆变器输出绕组电流均类似正弦波；
从输出绕组电压(VLp1、VLp2)波形来看，两种逆变器输出绕组电压均类似正弦波，但本发明提出的E#类单管逆变器输出绕组电压(VLp2)更加光滑，且电压赋值减少了一半，电压应力得到了有效降低；
从漏源电压波形(VDS1、VDS2)来看，两种逆变器均有效实现了NMOS管的软开关(ZVS)开通。
对两种单管逆变器输入电流波形(Iin1、Iin2)、谐振电感电压波形(VLf1、VLf2)、输出绕组电流波形(ILp1、ILp2)、输出绕组电压波形(VLp1、VLp2)进行快速傅里叶(FFT)分解，得到如图7～图10所示两种单管逆变拓扑工作波形总谐波失真(THD)对比图。整理得到如表1所示总谐波失真(THD)对照表。
表1两种单管逆变器工作波形THD对照表
Figure BDA0004139250950000091
通过以上仿真波形分析及工作波形总谐波失真(THD)分析可知，本发明提出的E#类单管逆变器可降低输入电流、谐振电感电压、输出绕组电流、输出绕组电压的总谐波失真(THD)，明显减小系统中的无功功率。
综上，本发明实施例提供的一种全波输出的单管逆变器，其电路结构简单、控制/驱动电路简单、NMOS管数量少、易实现零电压开通等特点，通过耦合网络可输出全波正弦高频交流电，具有系统电压近似正弦波，系统电流总谐波失真(THD)非常小、输入电流纹波较小、无功功率较小的效果，提升了逆变器系统的传输效率。
实施例2
基于实施例1，本发明实施例提供一种无线电能传输系统，如图11所示，该系统包括发射端和接收端，发射端采用实施例1提出的全波输出的单管逆变器(即E#类单管逆变器)。接收端包括顺序连接的电感Ls、串联补偿电容Cs网络和负载网络，当系统输入直流电时，首先由一路PWM信号驱动单NMOS管主电路对直流电进行高频逆变，通过无线电能传输耦合机构耦合至接收端补偿网络并采用串联电容补偿方式，系统可以在从额定负载到短路的宽负载电阻范围内保持ZVS和恒定电压幅度的输出。本系统无需更改驱动PWM信号频率及占空比即可实现系统的恒流或恒压方式输出，控制方式简单。
为简化分析，本发明以PS感应耦合模型为例对E#类高频谐振式逆变器感应耦合模型的补偿网络参数进行推导。由图4工作波形图可以看出发射线圈补偿电容Cp两端波形为类似正弦波，为了计算方便，对模型进行假设，假设Cp两端的电压为标准正弦波，PS感应耦合互感等效模型如图12所示。
串联补偿接收侧的输入阻抗表达式为：
Figure BDA0004139250950000101
其中Rs表示电感Ls的等效串联电阻，RL表示负载网络的等效串联电阻，ω＝ω0表示整个全波输出的单管逆变器或整个无线电能传输系统的谐振角频率。
为满足逆变器最大功率输出要求，则副边侧应呈阻性，满足：
Figure BDA0004139250950000102
因此副边等效阻抗为：
Zs＝RL+Rs (4)
定义反射阻抗为：
Figure BDA0004139250950000111
M表示电感Lp与电感Ls之间的互感。
则PS耦合网络输入阻抗表达式为：
Figure BDA0004139250950000112
Rp表示电感Lp的等效串联电阻。
当NMOS管Q关断时，E#类全波输出的单管逆变器感应耦合模型如图13所示。
其中输入阻抗表达式为：
Figure BDA0004139250950000113
其中：
Figure BDA0004139250950000114
要使系统等效输入阻抗呈纯电阻性，则需满足：
Figure BDA0004139250950000115
因此可以归纳出E#类单管逆变耦合电路系统无功全补偿的条件为：
Figure BDA0004139250950000116
得到谐振电容Cf、原边补偿电容Cp、副边补偿电容Cs表达式分别为：
Figure BDA0004139250950000121
关于该系统的仿真和实施例1类似，本例在此不再说明。
本实施例还提供一种无线电能传输系统的控制方法，包括：
将开关角频率ω0和占空比A(0.5)的PWM信号输入NMOS管Q的G极，使得全波输出的单管逆变器周期性工作并在每个开关周期中按时间先后存在如前所述、如图4所示的五个工作模态。
本发明实施例提供的无线电能传输系统，其发射端采用上述全波输出的单管逆变器，通过无线电能传输耦合机构耦合至接收端补偿网络并采用串联电容补偿方式，实现系统实现稳定的恒压输出，有效实现功率NMOS管的零电压开通(Zero Voltage Switch，ZVS)，系统无功功率较小，传输效率较高，达到在从额定负载到短路的宽负载电阻范围内的最好传输效果。
本发明实施例提供的无线电能传输系统的控制方法，通过将特定的开关角频率ω0和占空比A(0.5)的PWM信号输入NMOS管Q的G极，使全波输出的单管逆变器工作在五个不同的工作模态，实现最好的逆变效果。
实施例3
本实施例提供另一种全波输出的单管逆变器，如图14所示，其与实施例1所提供的全波输出的单管逆变器的区别在于NMOS管Q的位置与电容Cp的位置发生了对调，电感Lp与电容Cf的位置发生了对调。这两种电路的区别在于驱动方式不同，实施例1为直接驱动，本实施例为浮地驱动，两个电路能实现相同效果。
实施例4
本实施例提供另一种无线电能传输系统，如图15所示，其与实施例2所提供的无线电能传输系统的区别在于发射端采用实施例3所提供的全波输出的单管逆变器，两个系统能实现相同效果。
实施例5
本实施例提供另一种全波输出的单管逆变器，其与实施例1所提供的全波输出的单管逆变器的区别在于本实施例逆变器用于其他逆变场景，如图16所示，本例逆变器直接作用于交流负载，没有后级电路，该负载表示为负载电阻R，可以看到负载电阻R与电感Lp串联，串联的负载电阻R与电感Lp并联在电容Cp的两端。
同样的，该逆变器需满足式(1)，NMOS管Q采用增强型NMOS管，A＝0.5。基于谐振关系，电感Lf、电容Cf、电感Lp、电容Cp的参数满足：
Figure BDA0004139250950000131
其中，ω＝ω0表示整个全波输出的单管逆变器的谐振角频率，RP表示电感Lp的等效串联电阻。
实施例6
本实施例提供另一种全波输出的单管逆变器，如图17所示，其与实施例5所提供的全波输出的单管逆变器的区别在于NMOS管Q的位置与电容Cp的位置发生了对调，电感Lp与电容Cf的位置发生了对调。这两种电路的区别在于驱动方式不同，实施例5为浮地驱动，本实施例为直接驱动，两个电路能实现相同效果。
上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.全波输出的单管逆变器，其特征在于：包括直流电源VDC、电感Lf、电容Cf、电感Lp、电容Cp、NMOS管Q、PWM信号发生器，所述电感Lf、所述电容Cp、所述NMOS管Q顺序串联在所述直流电源VDC的正极端和负极端之间，且所述NMOS管Q的S极连接所述直流电源的负极端并接地，所述电感Lp并联在所述电容Cp的两端，所述电容Cf并联在所述NMOS管Q的S极和D极之间，所述NMOS管Q的G极连接所述PWM信号发生器，所述PWM信号发生器用于产生占空比为A的PWM信号。
2.根据权利要求1所述的全波输出的单管逆变器，其特征在于，所述电感Lf与所述电容Cf之间的输入谐振角频率ωf满足：
ωf＝λω0
λ∈[1.3,1.5]为调节系数，ω0为所述NMOS管Q的开关角频率。
3.根据权利要求2所述的全波输出的单管逆变器，其特征在于，所述电感Lp用于与接收端的电感Ls进行磁耦合，所述电感Lf、所述电容Cf、所述电感Lp、所述电容Cp的参数满足：
Figure FDA0004139250910000011
其中，ω＝ω0表示整个全波输出的单管逆变器的谐振角频率，RP表示所述电感Lp的等效串联电阻，M表示所述电感Lp与所述电感Ls之间的互感，Zs表示所述接收端的等效阻抗。
4.根据权利要求1所述的全波输出的单管逆变器，其特征在于：将所述NMOS管Q的位置与所述电容Cp的位置对调，所述电感Lp与所述电容Cf的位置对调。
5.根据权利要求1所述的全波输出的单管逆变器，其特征在于：所述NMOS管Q采用增强型NMOS管；A＝0.5。
6.根据权利要求1或2或4或5所述的全波输出的单管逆变器，其特征在于，该电路还包括负载电阻R，所述负载电阻R与所述电感Lp串联，串联的负载电阻R与所述电感Lp并联在所述电容Cp的两端；
所述电感Lf、所述电容Cf、所述电感Lp、所述电容Cp的参数满足：
Figure FDA0004139250910000021
其中，ω＝ω0表示整个全波输出的单管逆变器的谐振角频率，RP表示所述电感Lp的等效串联电阻。
7.无线电能传输系统，包括发射端和接收端，其特征在于：所述发射端采用权利要求1～5任意一项所述的全波输出的单管逆变器，所述接收端采用权利要求3所述的接收端。
8.根据权利要求7所述的无线电能传输系统，其特征在于：所述接收端包括顺序连接的所述电感Ls、串联补偿电容Cs和负载网络。
9.根据权利要求8所述的无线电能传输系统，其特征在于：所述电容Cs的参数满足：
Figure FDA0004139250910000022
ω表示整个无线电能传输系统的谐振角频率。
10.一种权利要求7～9任意一项所述无线电能传输系统的控制方法，其特征在于，包括：
将开关角频率ω0和占空比A的PWM信号输入所述NMOS管Q的G极，使得所述全波输出的单管逆变器周期性工作并在每个开关周期中按时间先后存在以下五个工作模态：
1)t0-t1间的模态I：在t0时刻，PWM信号为高电平，所述NMOS管Q的漏源电压Vds＝0，所述NMOS管Q实现ZVS导通，所述电感Lf的电流Iin、所述电感Lp的电流ILp分别减小至过零；然后，ILp开始正向增大，Iin开始反向增大，所述电容Cf等效短路，Vds保持为零；
2)t1-t2间的模态II：在t1时刻，PWM信号变为低电平，所述NMOS管Q关断，所述电感Lf与所述电容Cf、所述电感Lp与所述电容Cp分别开始谐振；然后，ILp开始反向减小，Iin开始正向减小，Vds开始正向增大；
3)t2-t3间的模态III：在t2时刻，PWM信号持续为低电平，ILp、Iin分别减小至过零，Vds达到最大值；然后，ILp开始正向增大，Iin开始反向增大，Vds开始正向减小；
4)在t3-t4间的模态IV：在t3时刻，PWM信号持续为低电平，Iin达到最大值，ILp达到最小值，Vds下降至零，所述电感Lf与所述电容Cf、所述电感Lp与所述电容Cp结束谐振；然后，ILp开始正向减小，Iin开始反向减小，Vds保持为零；
5)在t4-t5间的模态V：在t4时刻，PWM信号变为高电平，所述NMOS管Q仍处于关断状态，所述电感Lp继续正向放电，当ILp＝0时，进入下一开关周期重复模态I。
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