KR101264024B1 - Ｌｌｃ 공진형 컨버터의 제어 회로 및 이를 이용한 ｌｌｃ 공진형 컨버터 - Google Patents
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Abstract
본 발명은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 최소 스위칭 주파수를 가변하는 최소 스위칭 주파수 가변회로; 및 상기 최소 스위칭 주파수 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여, 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하는 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로를 제공한다.
Description
본 발명은 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로 및 이를 이용한 LLC 공진형 컨버터에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 능동 역률 개선 회로(Acitive Power Factor Correction) 없이도, 가변하는 AC 입력 전압에 대응하면서 원하는 입출력 DC 전압 이득을 얻을 수 있으며 최소 스위칭 주파수를 가변할 수 있는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로 및 이를 이용한 LLC 공진형 컨버터에 관한 것이다.
최근 멀티미디어 기술의 발전에 따라 홈씨어터 시스템를 이용한 영상과 음향에 대한 기술 분야에서 비약적인 발전이 이루어지고 있다.
특히 음향분야에서 좀 더 현실감 있는 사운드를 만들기 위하여 많은 노력이 있어 왔다. 단순히 리듬만을 연주해 주던 컴퓨터 음악에서 사람의 말소리와 여러 가지 효과 음향, 나아가서는 원음에 가까운 소리를 연주해 주는 기능과 좀 더 웅장하고 실제적인 분위기를 연출할 수 있는 음향을 요구하게 된 것이다.
모노 사운드로부터 시작한 사운드는 이제 단순한 2D 사운드에서 벗어나 실제 세계에서와 유사한 느낌을 줄 수 있는 3D 사운드 기술로 발전하고 있다. 그리고 2채널의 스피커 환경에서 4채널이나 5.1채널의 음향을 재생할 수 있는 가상 서라운드(Virtual Surround) 기술로 발전을 하면서 양전원 시스템 및 전력소모에 대한 관심이 커지고 있는 추세이다.
이와 같은 추세에 따라 전원시스템의 소형화 및 슬림(slim)화, 고효율/고성능화, 및 가격경쟁력 향상을 위한 기술개발이 요구되고 있다.
도 1은 종래 플라이백 컨버터(Flyback Converter)를 도시한 도면이며, 도 2는 도 1의 종래 플라이백 컨버터의 주요 동작 파형을 도시한 도면이다. 플라이백 컨버터는 벅부스트(Buck-Boost) 컨버터의 절연형으로서, 주요 동작 및 입출력 전압 변환 비는 변압기 턴비를 제외하면 벅부스트 컨버터와 동일하며 변압기 턴비를 N = (Np/Ns)라고 정의할 경우, 입출력 관계식은 다음의 식과 같다.
플라이백 컨버터는 도 1과 같이 그 구조가 매우 간단하며, 출력 전압에 의해 변압기 리셋(Reset)이 자동적으로 이루어지므로 부가적인 리셋 회로가 필요하지 않아 중소용량의 저가형 전원을 구성하는데 적합하다.
그러나, 도 2에서 도시된 바와 같이, 스위치 및 출력 다이오드의 전압 스트레스가 각각 Vin + NVo와 Vin/N + Vo로 상당히 클 뿐만 아니라, 턴오프(Turn-off)시의 변압기 누설 인덕터 Llkg에 저장된 에너지로 인해 스위치 양단에서 심각한 전압 링잉(ringing)이 발생되며, 이를 흡수하기 위한 별도의 스너버(Snubber) 회로가 필요하다는 문제점이 있었다.
한편, 변압기의 자화 전류는 부하 전류크기의 옵셋(Offset)을 가지므로 변압기 이용률이 낮으며, 동작 주파수가 높고 부하 용량이 클 경우 소프트 스위칭을 위해 별도의 보조회로를 부가하여야 하며, 출력 전류가 불연속적이므로 출력 전압 리플이 크다는 단점이 있었다.
특히, 상기한 바와 같이 출력 다이오드는 Vin/N + Vo로 상당히 큰 전압 스트레스를 가질 뿐만아니라 여기에 변압기 누설 인덕터 Llkg와 출력 다이오드 접합 캐패시터와의 공진에 의해 큰 전압 링잉(Ringing)이 더해지므로, 내전압이 높은 고가의 다이오드를 사용하여야 하며, 스너버 회로 등이 구비되어야 한다. 따라서, 전원 시스템의 제조원가가 상승하며 효율이 저하된다는 문제가 있으며, 높은 출력전압이 요구되는 경우 이러한 문제가 더욱 심화된다.
따라서, 본 발명은 위에서 설명한 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로, 능동 역률 개선 회로(Acitive Power Factor Correction) 없이도, 가변하는 AC 입력 전압에 대응하면서 원하는 입출력 DC 전압 이득을 얻을 수 있으며 최소 스위칭 주파수를 가변할 수 있는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로 및 이를 이용한 LLC 공진형 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로는, LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 최소 스위칭 주파수를 가변하는 최소 스위칭 주파수 가변회로; 및 상기 최소 스위칭 주파수 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여, 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함한다.
또한, 상기 최소 스위칭 주파수 가변회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 동작하는 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터;를 포함하고, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 동작에 따라, 스위칭 커패시터 및 스위칭 저항와 함께, 상기 최소 스위칭 주파수 가변회로의 시정수를 가변할 수 있다.
또한, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로는, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터; 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터와 직렬로 연결된 기준 저항; 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터 및 상기 기준 저항과 병렬로 연결된 스위칭 저항; 및 상기 스위칭 저항과 병렬로 연결된 스위칭 커패시터;를 포함할 수 있다.
또한, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터가 ON인 경우, 상기 시정수는, [(Rref + Rtran)//Rosc]Cosc =
이고, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터가 OFF인 경우, 상기 시정수는, 
이고, Rref는 상기 기준 저항의 저항값, Rtran는 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 동작시 등가저항의 저항값, Rosc는 스위칭 저항의 저항값, Cosc는 스위칭 커패시터의 커패시턴스이다.
또한, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로는, 제 1 입력 저항 및 제 2 입력 저항을 포함하고, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압은 상기 제 1 입력 저항 및 상기 제 2 입력 저항에 의해 전압 강하되어 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 베이스 단자로 인가될 수 있다.
또한, 상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 서로 번갈아 가며, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호를 발생한다.
또한, 상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호가 동시에 하이(high) 신호가 되지 않도록, 상기 제 1 펄스 신호와 상기 제 2 펄스 신호 사이에 데드 타임(dead time)을 설정하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로는, 일단이 상기 제 1 입력 저항과 상기 제 2 입력 저항 사이에 있고, 타단이 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 베이스 단자와 연결된 제 3 입력 저항을 더 포함하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 가변하는 가변 저항 및 스위칭 커패시터를 포함하여, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로의 시정수를 가변할 수 있다.
한편, 본 발명의 LLC 공진형 컨버터는, 제 1 스위칭 트랜지스터, 제 2 스위칭 트랜지스터, 변압부, 정류부, 및 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로를 포함하는 LLC 공진형 컨버터에 있어서, 상기 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 최소 스위칭 주파수를 가변하는 최소 스위칭 주파수 가변회로; 및 상기 최소 스위칭 주파수 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하고, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호는, 상기 제 1 스위칭 트랜지스터 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터에 인가된다.
또한, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호는, 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트 단자및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트 단자에 인가되는 것이 바람직하다.
따라서, 본 발명에 따르면, 능동 역률 개선 회로(Acitive Power Factor Correction) 없이도, 가변하는 AC 입력 전압에 대응하면서 원하는 입출력 DC 전압 이득을 얻을 수 있으며 최소 스위칭 주파수를 가변하는 것이 가능한, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로 및 이를 이용한 LLC 공진형 컨버터를 제공할 수 있다.
특히, 역률에 대한 규제가 없는 나라 또는 동일 나라에서도 역률에 대한 규제가 적용되지 않는 제품군에 대해서는, 능동 역률 개선 회로 없이 전원시스템을 적용할 수 있는데, 이러한 경우 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로 및 이를 이용한 LLC 공진형 컨버터가 적용될 수 있다.
또한, 피크(Peak)성 부하조건에서도 제로 전압 스위칭(Zero Voltage Switching ; ZVS)/제로 전류 스위칭(Zero Current Switching ; ZCS) 동작이 가능하므로 기존의 컨버터에서 발생하였던 스위칭 손실을 방지할 수 있으며, 따라서 히트싱크(H/S) 및 변압기 소형화가 가능하여 전원시스템의 슬림화가 가능하다.
또한, 오디오 시스템의 앰프(amp)단에 피크(peak)성 부하가 발생할 경우, 순간적인 과부하에 의한 스트레스가 발생할 수 있는데, 이러한 경우에 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터를 적용하여 출력전압이 드롭(drop)되도록 함으로써 상기 스트레스를 감소시킬 수 있다.
도 1은 종래 플라이백 컨버터(Flyback Converter)를 도시한 도면이고,
도 2는 도 1의 종래 플라이백 컨버터의 주요 동작 파형을 도시한 도면이고,
도 3은 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 회로의 일례를 도시한 도면이고,
도 4는 도 3의 회로에서의 주요 동작 파형을 도시한 도면이고,
도 5는 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 일례를 도시한 도면이고,
도 6a 및 도 6b는, LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 낮은 경우와 높은 경우, 각각 도 5의 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 스위칭 커패시터(Cosc)의 전압 파형 및 제 1 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 1 펄스 신호(Output A) 및 제 2 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 2 펄스 신호(Output B)의 파형을 도시한 도면이고,
도 7은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 높은 경우 스위칭 주파수에 따른 DC 전압 이득 곡선을 도시한 도면이고,
도 8은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 낮은 경우 스위칭 주파수에 따른 DC 전압 이득 곡선을 도시한 도면이고,
도 9는 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터 베이스 전류에 따른 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 출력 특성을 나타낸 도면이고,
도 10a 및 도 10b는 각각 종래의 플라이백 컨버터 및 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 실제 구현 사진을 도시한 것이다.
도 11a 내지 도 11c는 최소 스위칭 주파수 가변 회로의 가변 저항을 구현한 회로 예시이다.
도 2는 도 1의 종래 플라이백 컨버터의 주요 동작 파형을 도시한 도면이고,
도 3은 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 회로의 일례를 도시한 도면이고,
도 4는 도 3의 회로에서의 주요 동작 파형을 도시한 도면이고,
도 5는 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 일례를 도시한 도면이고,
도 6a 및 도 6b는, LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 낮은 경우와 높은 경우, 각각 도 5의 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 스위칭 커패시터(Cosc)의 전압 파형 및 제 1 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 1 펄스 신호(Output A) 및 제 2 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 2 펄스 신호(Output B)의 파형을 도시한 도면이고,
도 7은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 높은 경우 스위칭 주파수에 따른 DC 전압 이득 곡선을 도시한 도면이고,
도 8은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 낮은 경우 스위칭 주파수에 따른 DC 전압 이득 곡선을 도시한 도면이고,
도 9는 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터 베이스 전류에 따른 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 출력 특성을 나타낸 도면이고,
도 10a 및 도 10b는 각각 종래의 플라이백 컨버터 및 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 실제 구현 사진을 도시한 것이다.
도 11a 내지 도 11c는 최소 스위칭 주파수 가변 회로의 가변 저항을 구현한 회로 예시이다.
이하, 첨부된 도면을 참조하면서 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 이에 앞서, 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념을 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여, 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다.
따라서, 본 명세서에 기재된 실시예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일 실시예에 불과할 뿐이고 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.
도 3은 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 회로의 일례를 도시한 도면이고, 도 4는 도 3의 회로에서의 주요 동작 파형을 도시한 도면이고, 도 5는 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 일례를 도시한 도면이고, 도 6a 및 도 6b는, LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 낮은 경우와 높은 경우, 각각 도 5의 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 스위칭 커패시터(Cosc)의 전압 파형 및 제 1 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 1 펄스 신호(Output A) 및 제 2 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 2 펄스 신호(Output B)의 파형을 도시한 도면이고, 도 7은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 높은(예를 들면 390V)인 경우 스위칭 주파수에 따른 DC 전압 이득 곡선을 도시한 도면이고, 도 8은 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 낮은(예를 들면 300V)인 경우 스위칭 주파수에 따른 DC 전압 이득 곡선을 도시한 도면이고, 도 9는 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로의 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터 베이스 전류에 따른 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터의 출력 특성을 나타낸 도면이고, 도 10a 및 도 10b는 각각 종래의 플라이백 컨버터 및 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터의 실제 구현 사진을 도시한 것이고, 도 11a 내지 도 11c는 최소 스위칭 주파수 가변 회로의 가변 저항을 구현한 회로 예시이다. 이하, 도 3 내지 도 11을 참조하여 본 발명을 설명하기로 한다.
도 3을 참조해 보면, 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터는, 제 1 스위칭 트랜지스터(Q1), 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2), 공진부(Cr, Lr, Lm), 변압부(10), 정류부(d1, d2, C0), 및 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로(도 5에 도시)를 포함한다. 여기서, RL은 부하 저항이다. 이와 같은 LLC 공진형 컨버터는 대한민국 공개특허 제2006-0014102호에서 공지된 컨버터이므로 그 상세한 설명은 생략하며, 본 발명에서는 종래 LLC 공진형 컨버터와 차이가 있는 부분을 위주로 설명하기로 한다.
본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터는 능동 역률 개선 회로가 없는 컨버터로서, AC 입력 전압에 따라 공진부의 최소 스위칭 주파수(Fmin)를 조절하여 피크성 부하 조건에서도 안정적으로 동작할 수 있다.
도 5 및 도 6을 참조하여 설명하면, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로는, LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압(AC input Voltage)에 대응하여 최소 스위칭 주파수를 가변하는 최소 스위칭 주파수 가변회로; 및 상기 최소 스위칭 주파수 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함한다. 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부는 도 5의 공진 IC(resonant IC)의 내부에 있는 구성이다. 여기서, OSC Charge 및 OSC RC는 공진 IC의 단자로서, 이들 단자를 이용하여 공진 IC는 공진 파형을 생성하게 된다.
여기서, 최소 스위칭 주파수 가변 회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 동작하는 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr);를 포함하고, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 동작에 따라, 스위칭 커패시터(COSC) 및 스위칭 저항(ROSC)와 함께, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로의 시정수(time constant)를 가변한다. 잘 알려진 바와 같이, R과 C의 공진회로의 시정수는 RC이다.
도 5에 도시된 것처럼, 기준 저항(Rref)은 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)와 직렬로 연결되고, 스위칭 저항(ROSC)은 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr) 및 상기 기준 저항(Rref)과 병렬로 연결되며, 스위칭 커패시터(COSC)도 스위칭 저항(ROSC)과 병렬로 연결된다.
이 때, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)가 ON인 경우, 즉 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 동작 시작 전압보다 상대적으로 높은 경우, (Rref + Rtran)//ROSC와 Cosc로 인해 공진이 발생하므로, 이 경우 시정수는, [(Rref + Rtran)//Rosc]Cosc = 
가 된다.
한편, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터가 OFF인 경우, 즉 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압이 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 동작 시작 전압보다 상대적으로 낮은 경우, ROSC와 Cosc로 인해 공진이 발생하므로, 이 경우 시정수는, 
가 된다.
여기서, Rref는 상기 기준 저항(Rref)의 저항값, Rtran는 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 동작시 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 등가저항의 저항값, Rosc는 스위칭 저항(ROSC)의 저항값, Cosc는 스위칭 커패시터(COSC)의 커패시턴스이다.
도 6에 도시된 바와 같이, AC 입력 전압이 가변하는 것에 따라, 시정수가 달라지고, 그 결과 Cosc에서 방전하는 타이밍(timing)을 변화시켜 최소 스위칭 주파수를 조정할 수 있게 된다. 도 6a 및 도 6b를 비교해 보면, 도 6b의 경우가 도 6a로 도시한 경우보다 높은 AC 입력 전압이 인가될 때 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 도시한 것으로, 최소 스위칭 주파수가 도 6a와 비교하여 더 높은 주파수를 가짐을 확인할 수 있다. 이와 같이 스위칭 주파수를 가변시켜, 본 발명의 LLC 공진형 컨버터의 DC 이득을 조정하게 된다.
이와 같은 상기 제 1 펄스 신호(도 6a 및 6b의 Output A) 및 상기 제 2 펄스 신호(도 6a 및 6b의 Output B)는, 상기 제 1 스위칭 트랜지스터(Q1) 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2)의 게이트(gate) 단자로 각각 인가될 수 있다.
여기서, 최소 스위칭 주파수 가변 회로는, 제 1 입력 저항(도 5의 R1) 및 제 2 입력 저항(도 5의 R2)을 포함하고, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압은 상기 제 1 입력 저항(R1) 및 상기 제 2 입력 저항(R2)에 의해 전압 강하(voltage divide)되어, 상기 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 베이스 단자에 인가될 수 있다.
이 경우, 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 베이스 단자로 전류 입력이 되도록, 베이스 단자의 앞단에 제 3 입력 저항을 추가로 더 포함하는 것이 바람직하다.
또한, 상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호가 동시에 하이(high) 신호가 되지 않도록, 상기 제 1 펄스 신호와 상기 제 2 펄스 신호 사이에, 소정의 데드 타임(dead time)(도 6a 및 도 6b의 tos)을 설정하는 것이 바람직하다.
앞에서 설명한 바와 같이, 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부에서 발생되는 제 1 펄스 신호(도 6a 및 6b의 Output A) 및 제 2 펄스 신호(도 6a 및 6b의 Output B)는, 도 3의 제 1 스위칭 트랜지스터(Q1) 및 제 2 스위칭 트랜지스터(Q2)의 게이트 단자로 인가된다. 도 4에서 VGS(Q1) 및 VGS(Q2)는 도 6a 및 6b의 Output A의 파형 및 도 6a 및 6b의 Output B의 파형과 동일함을 알 수 있다. 또한, 소정의 데드 타임(dead time) 구간은 도 4의 하단에 S1, S4로 표기되어 있다.
AC 입력 전압의 변동에 따라, 도 7 및 도 8에 도시된 바와 같이, LLC 블록의 입출력 DC 전압 이득에 맞춰 스위칭 주파수를 선형적으로 조절하여 해당 시스템에 맞는 최적의 LLC 공진형 컨버터를 설계할 수 있다.
위에서는 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)를 이용하여 최소 스위칭 주파수 가변 회로를 구현하는 경우를 예로 하여 설명하였지만, 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr) 이외에 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 가변하는 가변 저항 및 스위칭 커패시터를 포함하여, 상기 최소 스위칭 주파수 가변 회로의 시정수를 가변할 수 있음은 물론이다. 결국, 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)도, 도 5의 공진 IC(resonant IC) 쪽에서 바라보았을 때는, AC 입력 전압에 대응한 베이스 전류에 따라 가변되는(dependent) 가변 저항이기 때문이다.
도 11a 내지 도 11c는 앞에서 설명한 가변 저항을 구성하는 예를 도시한 것이다. 도 11a를 보면, Q12는 션트 레귤레이터(shunt regulator)로서, 기준단(ref단)이 2.5V보다 높은 경우에 도통되고 그렇지 않은 경우에는 도통되지 않는 소자이다. AC 입력 전압에 따라 Q12의 기준단 전압이 달라지고 높은 AC 입력 전압의 경우 Q12가 도통되고, Q11이 온(ON)되어, Rref에서 볼 때 가변 저항으로서 역할을 할 수 있다. 도 11b를 보면, AC 입력 전압에 따라 Q21의 기준단 전압이 달라지고 높은 AC 입력 전압의 경우 Q21가 도통되어, Rref에서 볼 때 가변 저항으로서 역할을 할 수 있다. 도 11c도 마찬가지며 Q32의 도통에 따라 Q31의 동작을 제어하여, Rref에서 볼 때 가변 저항으로서 역할을 할 수 있다. 이와 같은 3가지 가변 저항의 예는 단순히 예에 불과하며, 당업자에 의해 다양한 변형 및 변경이 가능함은 물론이다.
도 7 및 도 8에 도시된 바와 같이, 동일한 입출력 DC 전압 이득을 가지는 스위칭 주파수 포인트가 2개씩(피크점 제외) 있으나, 회로 설계적인 관점에서, 선형성이 유지되는 구간 내에서 설계되도록 제한할 필요가 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, AC 입력 전압이 390V인 경우, 즉 높은 입력 전압 조건에서 1.3배의 전압 이득을 얻기 위해서는 동작 스위칭 주파수가 103kHz 또는 53kHz의 동작 스위칭 주파수로 동작해야 한다. 이 경우, 최소 동작 스위칭 주파수 제한은 공진 영역을 벗어나지 않는 주파수를 기준으로 마진을 감안해서 정해야 하고, 또한 낮은 AC 입력 조건의 최소 스위칭 주파수까지 고려하여 설정을 해야 한다. 따라서 위 동작 주파수 103kHz 또는 53kHz 중 103kHz 쪽에서 설계되는 것이 바람직하다.
만약 높은 입력 전압 조건에서는 최소 스위칭 주파수를 70kHz로 해도 충분한 마진을 가지지만, 낮은 AC 입력에서의 공진 영역을 볼 때 벗어나는 동작 스위칭 주파수를 갖게 된다. 즉, 도 8을 보면, 최소 스위칭 주파수를 70kHz로 설정하게 되면, 부하 조건에 따라 선형성을 갖지 않게 됨을 확인할 수 있다.
따라서, AC 입력 전압의 가변 범위가 넓은 경우에는 최악(Worst)의 전압 입력 및 DC 전압 이득까지 모두 만족할 수 있는 최소 스위칭 주파수를 선정해야 하기 때문에 최적의 설계가 어렵다.
결론으로는 본 발명에 따르면, 공진형 IC의 주파수 관련 저항을 가변하여 최소 스위칭 주파수 범위가 AC 입력 전압에 따라 선형적으로 가변되어 최적의 LLC 공진형 컨버터로 동작하도록 설계될 수 있다.
또한, 그 순간 피크 전류의 부하 특성을 갖는 시스템에서 부하에 따라 출력 전압이 하강하는 특성을 구현할 때 본 발명에 따른 회로를 적용하면 제어가 용이하게 가능하다. 즉, 오디오 시스템의 앰프(amp)단에 피크(peak)성 부하가 발생할 경우, 순간적인 과부하에 의한 스트레스가 발생할 수 있는데, 이러한 경우에 본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터를 적용하여 출력전압이 드롭(drop)되도록 함으로써 상기 스트레스를 감소시킬 수 있게 된다.
도 9를 참조하여 회로적인 측면에서 살펴보면, 높은 AC 입력 전압에 따라 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 베이스 전류(Ib)가 흐르면 그 값에 비례하는 콜렉터 전류(Ic)가 흐르게 되고(즉 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)은 current controlled current source와 같은 역할을 하게 되는 것임), 스위칭 커패시터(Cosc)에 충전되어 있던 전하가 스위칭 저항(Rosc) 및 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)의 콜렉터 전류(Ic)로 방전을 하게 되면서 동작하는 최소 스위칭 주파수의 조정이 가능하게 된다. 따라서 LLC 공진형 컨버터의 공진형 IC의 주파수 관련 단자의 저항을 조정하여 방전하는 타이밍을 변화시켜 최소 스위칭 주파수를 조절한다.
AC 입력 전압에 따라 베이스 전류에 흐르는 트랜지스터의 특성을 구체적으로 보면(기준 저항은 100K옴으로 가정), 베이스 전류(Ib)가 0.5㎂가 흐를 때, 콜렉터 전류(Ic)는 0.5㎂ ×β(50으로 가정) = 25㎂ 이며, 따라서 Vce = 5V - Ic ×Rref(100K옴으로 가정) = 2.5V가 된다. 이것은 도 9에서 Q1으로 도시되어 있다. 여기서는, 콜렉터 단자의 전압을 5V로 가정한다.
다음으로, 베이스 전류(Ib)가 0.6㎂가 흐를 때, 콜렉터 전류(Ic)는 0.6㎂ ×β(50으로 가정) = 30㎂ 이며, 따라서 Vce = 5V - Ic ×Rref = 2V가 된다. 이것은 도 9에서 Q2로 도시되어 있다.
다음으로, 베이스 전류(Ib)가 0.7㎂가 흐를 때, 콜렉터 전류(Ic)는 0.7㎂ ×β(50으로 가정) = 35㎂ 이며, 따라서 Vce = 5V - Ic ×Rref = 1.5V가 된다. 이것은 도 9에서 Q3으로 도시되어 있다.
위에서 구체적인 수식에서도 알 수 있는 것과 같이, AC 입력 전압에 따라 베이스 전류가 달라지고, 그에 따라 콜렉터 전류도 가변하여 스위칭 커패시터(Cosc)에 충전되어 있던 전하가 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터(Qr)를 통해서도 방전됨으로써, 최소 스위칭 주파수가 가변되는 것을 다시 한 번 확인할 수 있다.
본 발명에 따른 LLC 공진형 컨버터를 적용한 경우, 도 10a 및 도 10b에서 확인할 수 있는 것처럼, 슬림 디자인이 가능하게 된다.
이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술 사상과 아래에 기재될 청구범위의 균등 범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
Q1 제 1 스위칭 트랜지스터
Q2 제 2 스위칭 트랜지스터
10 변압부
Rref 기준 저항
ROSC 스위칭 저항
Qr 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터
COSC 스위칭 커패시터
R1 제 1 입력 저항
R2 제 2 입력 저항
Q2 제 2 스위칭 트랜지스터
10 변압부
Rref 기준 저항
ROSC 스위칭 저항
Qr 최소 스위칭 주파수 조정용 트랜지스터
COSC 스위칭 커패시터
R1 제 1 입력 저항
R2 제 2 입력 저항
Claims (19)
- 삭제
- LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 스위칭 주파수의 하한 값을 가변하는 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로; 및
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여, 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하며,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로는,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 동작하는 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터;를 포함하고,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 동작에 따라, 스위칭 커패시터 및 스위칭 저항와 함께, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로의 시정수를 가변하는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 제 2 항에 있어서,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터;
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터와 직렬로 연결된 기준 저항;
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터 및 상기 기준 저항과 병렬로 연결된 스위칭 저항; 및
상기 스위칭 저항과 병렬로 연결된 스위칭 커패시터;를 포함하는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 제 3 항에 있어서,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터가 ON인 경우,
상기 시정수는, [(Rref + Rtran)//Rosc]Cosc =이고,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터가 OFF인 경우,
상기 시정수는,이고,
Rref는 상기 기준 저항의 저항값, Rtran는 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 동작시 등가저항의 저항값, Rosc는 스위칭 저항의 저항값, Cosc는 스위칭 커패시터의 커패시턴스인, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 제 2 항에 있어서,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
제 1 입력 저항 및 제 2 입력 저항을 포함하고,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압은 상기 제 1 입력 저항 및 상기 제 2 입력 저항에 의해 전압 강하되어 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 베이스 단자로 인가되는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 제 2 항에 있어서,
상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 서로 번갈아 가며, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호를 발생하는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 제 6 항에 있어서,
상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호가 동시에 하이(high) 신호가 되지 않도록, 상기 제 1 펄스 신호와 상기 제 2 펄스 신호 사이에 데드 타임(dead time)을 설정하는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 제 5 항에 있어서,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
일단이 상기 제 1 입력 저항과 상기 제 2 입력 저항 사이에 있고, 타단이 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 베이스 단자와 연결된 제 3 입력 저항을 더 포함하는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 스위칭 주파수의 하한 값을 가변하는 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로; 및
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여, 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하며,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 가변하는 가변 저항 및 스위칭 커패시터를 포함하여, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로의 시정수를 가변하는, LLC 공진형 컨버터의 제어 회로. - 삭제
- 제 1 스위칭 트랜지스터, 제 2 스위칭 트랜지스터, 변압부, 정류부, 및 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로를 포함하는 LLC 공진형 컨버터에 있어서,
상기 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 스위칭 주파수의 하한 값을 가변하는 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로; 및 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하고,
상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호는, 상기 제 1 스위칭 트랜지스터의 게이트 단자 및 상기 제 2 스위칭 트랜지스터의 게이트 단자에 인가되는, LLC 공진형 컨버터. - 제 1 스위칭 트랜지스터, 제 2 스위칭 트랜지스터, 변압부, 정류부, 및 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로를 포함하는 LLC 공진형 컨버터에 있어서,
상기 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 스위칭 주파수의 하한 값을 가변하는 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로; 및 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하고,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 동작하는 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터;를 포함하고,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 동작에 따라, 스위칭 커패시터 및 스위칭 저항와 함께, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로의 시정수를 가변하는, LLC 공진형 컨버터. - 제 12 항에 있어서,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터;
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터와 직렬로 연결된 기준 저항;
상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터 및 상기 기준 저항과 병렬로 연결된 스위칭 저항; 및
상기 스위칭 저항과 병렬로 연결된 스위칭 커패시터;를 포함하는, LLC 공진형 컨버터. - 제 13 항에 있어서,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터가 ON인 경우,
상기 시정수는, [(Rref + Rtran)//Rosc]Cosc =이고,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터가 OFF인 경우,
상기 시정수는,이고,
Rref는 상기 기준 저항의 저항값, Rtran는 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 동작시 등가저항의 저항값, Rosc는 스위칭 저항의 저항값, Cosc는 스위칭 커패시터의 커패시턴스인, LLC 공진형 컨버터. - 제 12 항에 있어서,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
제 1 입력 저항 및 제 2 입력 저항을 포함하고,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압은 상기 제 1 입력 저항 및 상기 제 2 입력 저항에 의해 전압 강하되어 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 베이스 전압으로 인가되는, LLC 공진형 컨버터. - 제 12 항에 있어서,
상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 서로 번갈아 가며, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호를 발생하는, LLC 공진형 컨버터. - 제 16 항에 있어서,
상기 제 1 펄스 신호 발생부 및 상기 제 2 펄스 신호 발생부는, 상기 제 1 펄스 신호 및 상기 제 2 펄스 신호가 동시에 하이(high) 신호가 되지 않도록, 상기 제 1 펄스 신호와 상기 제 2 펄스 신호 사이에 데드 타임(dead time)을 설정하는, LLC 공진형 컨버터. - 제 15 항에 있어서,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
일단이 상기 제 1 입력 저항과 상기 제 2 입력 저항 사이에 있고, 타단이 상기 스위칭 주파수의 하한 값 조정용 트랜지스터의 베이스 단자와 연결된 제 3 입력 저항을 더 포함하는, LLC 공진형 컨버터. - 제 1 스위칭 트랜지스터, 제 2 스위칭 트랜지스터, 변압부, 정류부, 및 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로를 포함하는 LLC 공진형 컨버터에 있어서,
상기 LLC 공진형 컨버터의 제어 회로는, 상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 스위칭 주파수의 하한 값을 가변하는 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로; 및 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변회로에 의해 제한된 스위칭 주파수에 기초하여 제 1 펄스 신호 및 제 2 펄스 신호를 발생하는 제 1 펄스 신호 발생부 및 제 2 펄스 신호 발생부;를 포함하고,
상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로는,
상기 LLC 공진형 컨버터의 AC 입력 전압에 대응하여 가변하는 가변 저항 및 스위칭 커패시터를 포함하여, 상기 스위칭 주파수의 하한 값 가변 회로의 시정수를 가변하는, LLC 공진형 컨버터.
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