JP2000060113A - 減出力電圧を有するブ―スト変換器およびその作動方法 - Google Patents
減出力電圧を有するブ―スト変換器およびその作動方法Info
- Publication number
- JP2000060113A JP2000060113A JP11123341A JP12334199A JP2000060113A JP 2000060113 A JP2000060113 A JP 2000060113A JP 11123341 A JP11123341 A JP 11123341A JP 12334199 A JP12334199 A JP 12334199A JP 2000060113 A JP2000060113 A JP 2000060113A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- boost
- autotransformer
- output
- coupled
- output voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4216—Arrangements for improving power factor of AC input operating from a three-phase input voltage
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高周波歪みを低減可能なブースト変換器を提
供する。 【解決手段】 ブーストスイッチが整流器とブーストダ
イオードを横切って結合されており、ブーストダイオー
ドが不連続モードで作動するとともに整流器とブースト
変換器の出力との間に接続されている、三相整流器を有
するブースト変換器と共に用いるための、ブースト変換
器から減出力電圧を提供するための回路および方法。一
実施態様では、回路は、出力を横切って結合されるとと
もに、減出力電圧を提供するための中間タップを備える
単巻変圧器を含む。
供する。 【解決手段】 ブーストスイッチが整流器とブーストダ
イオードを横切って結合されており、ブーストダイオー
ドが不連続モードで作動するとともに整流器とブースト
変換器の出力との間に接続されている、三相整流器を有
するブースト変換器と共に用いるための、ブースト変換
器から減出力電圧を提供するための回路および方法。一
実施態様では、回路は、出力を横切って結合されるとと
もに、減出力電圧を提供するための中間タップを備える
単巻変圧器を含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、一般的に電力変換
に関し、特に減出力電圧を有する三相ブースト変換器お
よびその作動方法に関する。
に関し、特に減出力電圧を有する三相ブースト変換器お
よびその作動方法に関する。
【０００２】
【従来技術】ほとんどのアナログおよびデジタルの電子
システムでは、典型的には、調整直流電源（regulated
DC power supplies） が必要とされる。調整直流電源の
二大カテゴリーは、ソニア電源とスイッチング電源であ
る。一般的に線形電源では、入力と出力との間の電気的
分離を提供し、望ましい電圧範囲の出力を提供するため
に、トランジスタ（その能動領域で作動している）が変
圧器（例えば６０Ｈｚの変圧器）と直列に接続される。
システムでは、典型的には、調整直流電源（regulated
DC power supplies） が必要とされる。調整直流電源の
二大カテゴリーは、ソニア電源とスイッチング電源であ
る。一般的に線形電源では、入力と出力との間の電気的
分離を提供し、望ましい電圧範囲の出力を提供するため
に、トランジスタ（その能動領域で作動している）が変
圧器（例えば６０Ｈｚの変圧器）と直列に接続される。
【０００３】スイッチング電源では、あるレベルから他
のレベルへの直流電圧の変換は、典型的には、ステップ
ダウン（バック（buck））回路またはステップアップ
（ブースト）回路などの直流−直流変換回路によって行
われる。トランジスタなどの固体装置は、これらのスイ
ッチング変換器の中でスイッチ（完全にオンか完全にオ
フのいずれか）として作動される。電力装置はその能動
領域で作動する必要はないので、この作動モードによ
り、ワット損は小さくなる。さらに、スイッチング電源
の人気を高めてきた要因の中には、これらの電源装置の
スイッチング速度の向上、高い電圧、電流定格（curren
t ratings） などがある。
のレベルへの直流電圧の変換は、典型的には、ステップ
ダウン（バック（buck））回路またはステップアップ
（ブースト）回路などの直流−直流変換回路によって行
われる。トランジスタなどの固体装置は、これらのスイ
ッチング変換器の中でスイッチ（完全にオンか完全にオ
フのいずれか）として作動される。電力装置はその能動
領域で作動する必要はないので、この作動モードによ
り、ワット損は小さくなる。さらに、スイッチング電源
の人気を高めてきた要因の中には、これらの電源装置の
スイッチング速度の向上、高い電圧、電流定格（curren
t ratings） などがある。
【０００４】入力電流の全高周波歪み（ＴＨＤｓ）が小
さい三相オフライン整流を必要とする適用の場合は、最
も単純なスイッチング電力変換器のトポロジーは、シン
グルスイッチ不連続電流モード（ＤＣＭ）のブースト変
換器である。不連続電流モードでブースト変換器の３つ
の入力インダクタを作動することによって、各スイッチ
ングサイクルの最初でブーストスイッチがオンであると
きに、入力インダクタを通った電流が、入力インダクタ
の対応する相−中間電圧（phase to neutral voltage）
に比例する速度で初期値０から増加し始める。その結
果、入力インダクタ電流（これは相電流でもある）は当
然、ブーストスイッチがオンである間は、対応する相電
圧に比例する。ブーストスイッチがオフであるときは、
入力相間電圧（input phase-to-phase voltage）のピー
クよりも高い出力電圧が、入力インダクタの電流を、次
のスイッチングサイクルが開始する前に０に戻す。しか
し、各入力インダクタの電流の減少速度は、各入力イン
ダクタに保存されているエネルギーの量が異なるため、
対応する入力相−中間電圧に比例しない。その結果、ブ
ーストスイッチがオフである間の入力インダクタ電流
も、入力インダクタの対応する相−中間電圧に比例せ
ず、入力相電流に歪みが生じる。出力電圧が高ければ高
いほど、個々の入力インダクタ電流の減少速度が速くな
ることを注記する。入力インダクタ電流がゼロまで減少
する速度が速いほど、それに応じて入力電流における歪
みが減るという利点がある。
さい三相オフライン整流を必要とする適用の場合は、最
も単純なスイッチング電力変換器のトポロジーは、シン
グルスイッチ不連続電流モード（ＤＣＭ）のブースト変
換器である。不連続電流モードでブースト変換器の３つ
の入力インダクタを作動することによって、各スイッチ
ングサイクルの最初でブーストスイッチがオンであると
きに、入力インダクタを通った電流が、入力インダクタ
の対応する相−中間電圧（phase to neutral voltage）
に比例する速度で初期値０から増加し始める。その結
果、入力インダクタ電流（これは相電流でもある）は当
然、ブーストスイッチがオンである間は、対応する相電
圧に比例する。ブーストスイッチがオフであるときは、
入力相間電圧（input phase-to-phase voltage）のピー
クよりも高い出力電圧が、入力インダクタの電流を、次
のスイッチングサイクルが開始する前に０に戻す。しか
し、各入力インダクタの電流の減少速度は、各入力イン
ダクタに保存されているエネルギーの量が異なるため、
対応する入力相−中間電圧に比例しない。その結果、ブ
ーストスイッチがオフである間の入力インダクタ電流
も、入力インダクタの対応する相−中間電圧に比例せ
ず、入力相電流に歪みが生じる。出力電圧が高ければ高
いほど、個々の入力インダクタ電流の減少速度が速くな
ることを注記する。入力インダクタ電流がゼロまで減少
する速度が速いほど、それに応じて入力電流における歪
みが減るという利点がある。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】様々な研究によって、
全高周波歪み（ＴＨＤ）を１０％未満にするためには、
出力電圧は入力相間ピーク電圧の１．７倍よりも高い必
要があることが示されている（Ｍ＞１．７（ここでＭ＝
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（ｒｍｓ）））。このように高い出力
電圧が、低い全高周波歪みの要件であることにより、通
常は、出力電圧は一般的に望ましい値よりも高くなる。
例えば、入力電圧が２０８Ｖｒｍｓの場合、入力電圧変
動の存在を考慮すると、全高周波歪みを１０％未満にす
るためには、出力電圧は約６５０Ｖである必要がある。
この６５０Ｖという出力電圧は、通常望ましい４４０Ｖ
の出力よりもはるかに高い。入力電圧が４４０Ｖｒｍｓ
である場合は、全高周波歪みを１０%未満にするために
必要な出力電圧は、１３００Ｖにもなる（従来の８００
Ｖの出力よりもはるかに高い）。
全高周波歪み（ＴＨＤ）を１０％未満にするためには、
出力電圧は入力相間ピーク電圧の１．７倍よりも高い必
要があることが示されている（Ｍ＞１．７（ここでＭ＝
Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（ｒｍｓ）））。このように高い出力
電圧が、低い全高周波歪みの要件であることにより、通
常は、出力電圧は一般的に望ましい値よりも高くなる。
例えば、入力電圧が２０８Ｖｒｍｓの場合、入力電圧変
動の存在を考慮すると、全高周波歪みを１０％未満にす
るためには、出力電圧は約６５０Ｖである必要がある。
この６５０Ｖという出力電圧は、通常望ましい４４０Ｖ
の出力よりもはるかに高い。入力電圧が４４０Ｖｒｍｓ
である場合は、全高周波歪みを１０%未満にするために
必要な出力電圧は、１３００Ｖにもなる（従来の８００
Ｖの出力よりもはるかに高い）。
【０００６】従って、関連技術において、上記の制限を
克服する改良された電力変換器が必要とされる。特に関
連技術において必要とされるのは、低い出力−入力電圧
比を有し、かつ高い出力−入力電圧比（Ｍ＞１．７）を
有する電力変換器に固有の特徴である低い全高周波歪み
を有する電力変換器である。
克服する改良された電力変換器が必要とされる。特に関
連技術において必要とされるのは、低い出力−入力電圧
比を有し、かつ高い出力−入力電圧比（Ｍ＞１．７）を
有する電力変換器に固有の特徴である低い全高周波歪み
を有する電力変換器である。
【０００７】
【課題を解決するための手段】従来技術の上記の問題点
を解決するために、本発明は、ブーストスイッチが整流
器とブーストダイオードを横切って結合されており、ブ
ーストダイオードが不連続モードで作動するとともに整
流器とブースト変換器の出力との間に接続されている、
三相整流器を有するブースト変換器と共に用いるため
の、ブースト変換器から減出力電圧を提供するための回
路および方法を提供する。一実施様態では、回路は、出
力を横切って結合されるとともに、減出力電圧を提供す
るための中間タップを有する単巻変圧器を含む。
を解決するために、本発明は、ブーストスイッチが整流
器とブーストダイオードを横切って結合されており、ブ
ーストダイオードが不連続モードで作動するとともに整
流器とブースト変換器の出力との間に接続されている、
三相整流器を有するブースト変換器と共に用いるため
の、ブースト変換器から減出力電圧を提供するための回
路および方法を提供する。一実施様態では、回路は、出
力を横切って結合されるとともに、減出力電圧を提供す
るための中間タップを有する単巻変圧器を含む。
【０００８】従って、本発明は、ブースト変換器の出力
電圧を減らすために単巻変圧器を用いるという広い概念
を導入する。本発明は、Ｍが高い（例えばＭ＞１．７）
ブースト変換器に固有の低い全高周波歪みを利用する新
規の回路を開示する。本発明は、ブースト作動によって
全高周波歪みを低く抑えながら、望ましい低い値の出力
電圧を提供するブースト変換器の出力段階の回路を導入
する。
電圧を減らすために単巻変圧器を用いるという広い概念
を導入する。本発明は、Ｍが高い（例えばＭ＞１．７）
ブースト変換器に固有の低い全高周波歪みを利用する新
規の回路を開示する。本発明は、ブースト作動によって
全高周波歪みを低く抑えながら、望ましい低い値の出力
電圧を提供するブースト変換器の出力段階の回路を導入
する。
【０００９】本発明の一実施様態では、回路はさらに、
中間タップに結合されるとともに、減出力電圧の直流要
素を減衰する出力コンデンサを含む。当業者であれば、
出力コンデンサと、それがブースト変換器で直流出力を
提供する際に果たす機能をよく知っている。
中間タップに結合されるとともに、減出力電圧の直流要
素を減衰する出力コンデンサを含む。当業者であれば、
出力コンデンサと、それがブースト変換器で直流出力を
提供する際に果たす機能をよく知っている。
【００１０】本発明の一実施様態では、中間タップは、
単巻変圧器の中央タップである。また、この中間タップ
は、単巻変圧器の巻線を「二分」してはならない。本発
明の一実施様態では、回路はさらに、ブーストスイッチ
に結合されるとともに、その中で生じる電圧オーバーシ
ュートを制限するスナバ回路を含む。より特定の実施様
態では、スナバ回路は受動スナバ回路である。また、ス
ナバ回路は能動スナバ回路であってもよい。しかし、本
発明はスナバ回路を必要としない。本発明の一実施様態
では、単巻変圧器は、等しい巻数を有する巻線を備え
る。また、巻線の巻数が異なってもよい。本発明は、特
定の巻数比に限定されない。本発明の一実施様態では、
回路はさらに、出力を横切って単巻変圧器と直列結合さ
れたダイオードを含む。ダイオードは、単巻変圧器を通
して電力を整流する。また、特定の適用で望ましい場合
は、能動スイッチがその機能を果たすことができる。
単巻変圧器の中央タップである。また、この中間タップ
は、単巻変圧器の巻線を「二分」してはならない。本発
明の一実施様態では、回路はさらに、ブーストスイッチ
に結合されるとともに、その中で生じる電圧オーバーシ
ュートを制限するスナバ回路を含む。より特定の実施様
態では、スナバ回路は受動スナバ回路である。また、ス
ナバ回路は能動スナバ回路であってもよい。しかし、本
発明はスナバ回路を必要としない。本発明の一実施様態
では、単巻変圧器は、等しい巻数を有する巻線を備え
る。また、巻線の巻数が異なってもよい。本発明は、特
定の巻数比に限定されない。本発明の一実施様態では、
回路はさらに、出力を横切って単巻変圧器と直列結合さ
れたダイオードを含む。ダイオードは、単巻変圧器を通
して電力を整流する。また、特定の適用で望ましい場合
は、能動スイッチがその機能を果たすことができる。
【００１１】当業者が以下の発明の詳細な説明をよりよ
く理解できるように、以上で本発明の好適な特徴および
選択可能な特徴をやや大まかに説明してきた。本発明の
請求の範囲の主題を形成する本発明の他の特徴は、以下
で説明される。当業者は、本発明と同じ目的を達成する
ために他の構造を設計したり修正するための基礎とし
て、開示された概念および特定の実施様態を容易に用い
ることができることを理解できるはずである。当業者
は、このような同等の構造が、本発明の最も広い形態の
精神および範囲から逸脱しないことも認識すべきであ
る。
く理解できるように、以上で本発明の好適な特徴および
選択可能な特徴をやや大まかに説明してきた。本発明の
請求の範囲の主題を形成する本発明の他の特徴は、以下
で説明される。当業者は、本発明と同じ目的を達成する
ために他の構造を設計したり修正するための基礎とし
て、開示された概念および特定の実施様態を容易に用い
ることができることを理解できるはずである。当業者
は、このような同等の構造が、本発明の最も広い形態の
精神および範囲から逸脱しないことも認識すべきであ
る。
【００１２】
【発明の実施の形態】まず図１では、本発明の原理に従
って構築された三相ブースト変換器１００の一実施例の
略図が示されている。ブースト変換器１００は、三相電
圧源１１０から第１ブーストインダクタ１２０ａ、第２
ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブーストインダクタ
１２０ｃを通して入力電力を受け取り、これらのブース
トインダクタは、完全なブリッジ構造に配された複数の
ダイオードを備える整流器１３０に結合されている。整
流器１３０は、ブーストスイッチ１４０がオフである
（すなわち導電していない）場合は、ブースト変換器１
００の出力段階に伝わる前に交流入力電圧を整流する。
ブーストスイッチ１４０（内部ダイオードと共に示され
ている）がオンである（すなわち導電している）場合
は、ブーストダイオード１４５は逆バイアスをかけら
れ、出力段階を絶縁する。また、ブーストスイッチ１４
０がオンである間、交流入力は、第１ブーストインダク
タ１２０ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブ
ーストインダクタ１２０ｃにエネルギーを供給する。
って構築された三相ブースト変換器１００の一実施例の
略図が示されている。ブースト変換器１００は、三相電
圧源１１０から第１ブーストインダクタ１２０ａ、第２
ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブーストインダクタ
１２０ｃを通して入力電力を受け取り、これらのブース
トインダクタは、完全なブリッジ構造に配された複数の
ダイオードを備える整流器１３０に結合されている。整
流器１３０は、ブーストスイッチ１４０がオフである
（すなわち導電していない）場合は、ブースト変換器１
００の出力段階に伝わる前に交流入力電圧を整流する。
ブーストスイッチ１４０（内部ダイオードと共に示され
ている）がオンである（すなわち導電している）場合
は、ブーストダイオード１４５は逆バイアスをかけら
れ、出力段階を絶縁する。また、ブーストスイッチ１４
０がオンである間、交流入力は、第１ブーストインダク
タ１２０ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブ
ーストインダクタ１２０ｃにエネルギーを供給する。
【００１３】上記のように、各スイッチングサイクルの
最初でブーストスイッチ１４０がオンであるときは、第
１ブーストインダクタ１２０ａ、第２ブーストインダク
タ１２０ｂ、第３ブーストインダクタ１２０ｃを通った
電流は［不連続電流モード（ＤＣＭ）で作動している場
合］、ブーストインダクタの対応する相−中間電圧に比
例する速度で初期値０から増加し始める。その結果、ブ
ーストインダクタ電流（これは相電流でもある）は当
然、ブーストスイッチ１４０がオンである間は、その対
応する相電圧に比例する。ブーストスイッチ１４０がオ
フであるときは、入力相間電圧のピークよりも高い出力
電圧Ｖｂｏｏｓｔが、第１ブーストインダクタ１２０
ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブーストイ
ンダクタ１２０ｃの電流を、次のスイッチングサイクル
が開始する前に減少させて０に戻す。しかし、各インダ
クタの電流の減少速度は、各インダクタに保存されてい
るエネルギーの量が異なるため、対応する入力相−中間
電圧に比例しない。その結果、ブーストスイッチ１４０
がオフである間のインダクタ電流も、インダクタの対応
する相−中間電圧に比例せず、その結果、入力相電流に
歪みが生じる。出力電圧Ｖｂｏｏｓｔが高ければ高いほ
ど、個々のインダクタ電流の減少速度が速くなることに
注意すべきである。インダクタ電流がゼロまで減少する
速度が速いほど、それに応じて入力電流における歪みが
減るという利点がある。
最初でブーストスイッチ１４０がオンであるときは、第
１ブーストインダクタ１２０ａ、第２ブーストインダク
タ１２０ｂ、第３ブーストインダクタ１２０ｃを通った
電流は［不連続電流モード（ＤＣＭ）で作動している場
合］、ブーストインダクタの対応する相−中間電圧に比
例する速度で初期値０から増加し始める。その結果、ブ
ーストインダクタ電流（これは相電流でもある）は当
然、ブーストスイッチ１４０がオンである間は、その対
応する相電圧に比例する。ブーストスイッチ１４０がオ
フであるときは、入力相間電圧のピークよりも高い出力
電圧Ｖｂｏｏｓｔが、第１ブーストインダクタ１２０
ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブーストイ
ンダクタ１２０ｃの電流を、次のスイッチングサイクル
が開始する前に減少させて０に戻す。しかし、各インダ
クタの電流の減少速度は、各インダクタに保存されてい
るエネルギーの量が異なるため、対応する入力相−中間
電圧に比例しない。その結果、ブーストスイッチ１４０
がオフである間のインダクタ電流も、インダクタの対応
する相−中間電圧に比例せず、その結果、入力相電流に
歪みが生じる。出力電圧Ｖｂｏｏｓｔが高ければ高いほ
ど、個々のインダクタ電流の減少速度が速くなることに
注意すべきである。インダクタ電流がゼロまで減少する
速度が速いほど、それに応じて入力電流における歪みが
減るという利点がある。
【００１４】様々な研究によって、全高周波歪みを１０
％未満にするためには、出力電圧は入力相間ピーク電圧
の１．７倍よりも高い必要があることが示されている
（Ｍ＞１．７（ここでＭ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（ｒｍ
ｓ）））。このように高い出力電圧が、低い全高周波歪
みの要件であることにより、通常は、出力電圧は一般的
に望ましい値よりも高くなる。例えば、入力電圧が２０
８Ｖｒｍｓの場合、入力電圧変動の存在を考慮すると、
全高周波歪みを１０％未満にするためには、出力電圧は
約６５０Ｖである必要がある。この６５０Ｖという出力
電圧は、通常望ましい４４０Ｖの出力よりもはるかに高
い。入力電圧が４４０Ｖｒｍｓである場合は、全高周波
歪みを１０%未満にするために必要な出力電圧は、１３
００Ｖにもなる（従来の８００Ｖの出力よりもはるかに
高い）。
％未満にするためには、出力電圧は入力相間ピーク電圧
の１．７倍よりも高い必要があることが示されている
（Ｍ＞１．７（ここでＭ＝Ｖｏｕｔ／Ｖｉｎ（ｒｍ
ｓ）））。このように高い出力電圧が、低い全高周波歪
みの要件であることにより、通常は、出力電圧は一般的
に望ましい値よりも高くなる。例えば、入力電圧が２０
８Ｖｒｍｓの場合、入力電圧変動の存在を考慮すると、
全高周波歪みを１０％未満にするためには、出力電圧は
約６５０Ｖである必要がある。この６５０Ｖという出力
電圧は、通常望ましい４４０Ｖの出力よりもはるかに高
い。入力電圧が４４０Ｖｒｍｓである場合は、全高周波
歪みを１０%未満にするために必要な出力電圧は、１３
００Ｖにもなる（従来の８００Ｖの出力よりもはるかに
高い）。
【００１５】本発明は、Ｍが高い（例えばＭ＞１．７）
ブースト変換器に固有の低い全高周波歪みを利用する新
規の回路を開示する。本発明は、ブースト作動によって
全高周波歪みを低く抑えながら、望ましい低い値の出力
電圧Ｖｏｕｔ２を提供するブースト変換器１００の出力
段階の回路を導入する。
ブースト変換器に固有の低い全高周波歪みを利用する新
規の回路を開示する。本発明は、ブースト作動によって
全高周波歪みを低く抑えながら、望ましい低い値の出力
電圧Ｖｏｕｔ２を提供するブースト変換器１００の出力
段階の回路を導入する。
【００１６】ブースト変換器１００の出力段階では、出
力回路１５０がブーストダイオード１４０に結合されて
いることが示されている。出力回路は、ダイオード１６
０に結合された単巻変圧器１５５を含んでいる。当業者
であれば、他の効果的な実施例ではダイオード１６０の
代わりに能動スイッチを用いてもよいことを容易に理解
できるはずである。出力電圧Ｖｏｕｔ２は、単巻変圧器
１５５の中間タップから誘導される。図示されている実
施例では、中間タップは、単巻変圧器の中央タップであ
る。他の効果的な実施例では、中間タップは単巻変圧器
の巻線を「二分」してはならないことを注記する。出力
コンデンサ１６５が単巻変圧器１５５の中間タップとダ
イオード１６０を横切って結合されて、出力電圧Ｖｏｕ
ｔ２の直流要素を減衰させることが示されている。
力回路１５０がブーストダイオード１４０に結合されて
いることが示されている。出力回路は、ダイオード１６
０に結合された単巻変圧器１５５を含んでいる。当業者
であれば、他の効果的な実施例ではダイオード１６０の
代わりに能動スイッチを用いてもよいことを容易に理解
できるはずである。出力電圧Ｖｏｕｔ２は、単巻変圧器
１５５の中間タップから誘導される。図示されている実
施例では、中間タップは、単巻変圧器の中央タップであ
る。他の効果的な実施例では、中間タップは単巻変圧器
の巻線を「二分」してはならないことを注記する。出力
コンデンサ１６５が単巻変圧器１５５の中間タップとダ
イオード１６０を横切って結合されて、出力電圧Ｖｏｕ
ｔ２の直流要素を減衰させることが示されている。
【００１７】変換器１００の作動を例示するために、単
巻変圧器１５５の２つの巻線の巻数比が等しい（すなわ
ち１：１）であり、出力電圧Ｖｂｏｏｓｔが入力相間電
圧のピーク値（どのようなタイプのブースト変換器の場
合でも可能最小値とする）よりもわずかだけ高い値であ
るように選択されることを想定する。ブーストスイッチ
１４０がオフにされると、第１ブーストインダクタ１２
０ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブースト
インダクタ１２０ｃの放電を促す出力電圧Ｖｂｏｏｓｔ
は、出力電圧Ｖｏｕｔ２の２倍である（ダイオード１６
０にわたる無視可能な電圧降下を想定して）。出力電圧
Ｖｂｏｏｓｔが出力電圧Ｖｏｕｔ２の２倍の値になる
と、Ｍ＞２の値になり、高いＭの値を有するブースト変
換器の特徴である低い全高周波歪みを維持する。さら
に、変換器１００の作動は、Ｍ＞２であるブースト変換
器の作動と等しいので、第１ブーストインダクタ１２０
ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブーストイ
ンダクタ１２０ｃの充電期間は常にそれぞれの放電期間
よりも大きい（単巻変圧器１５５が使用中であるとき）
ので、単巻変圧器１５５がブーストスイッチ１４０の各
スイッチングサイクルの間に十分なリセット時間を確実
に得ることとなる。以上では巻数比が１：１である単巻
変圧器を説明してきたが、他の効果的な実施例では、巻
数比が異なる単巻変圧器を用いてもよい。
巻変圧器１５５の２つの巻線の巻数比が等しい（すなわ
ち１：１）であり、出力電圧Ｖｂｏｏｓｔが入力相間電
圧のピーク値（どのようなタイプのブースト変換器の場
合でも可能最小値とする）よりもわずかだけ高い値であ
るように選択されることを想定する。ブーストスイッチ
１４０がオフにされると、第１ブーストインダクタ１２
０ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブースト
インダクタ１２０ｃの放電を促す出力電圧Ｖｂｏｏｓｔ
は、出力電圧Ｖｏｕｔ２の２倍である（ダイオード１６
０にわたる無視可能な電圧降下を想定して）。出力電圧
Ｖｂｏｏｓｔが出力電圧Ｖｏｕｔ２の２倍の値になる
と、Ｍ＞２の値になり、高いＭの値を有するブースト変
換器の特徴である低い全高周波歪みを維持する。さら
に、変換器１００の作動は、Ｍ＞２であるブースト変換
器の作動と等しいので、第１ブーストインダクタ１２０
ａ、第２ブーストインダクタ１２０ｂ、第３ブーストイ
ンダクタ１２０ｃの充電期間は常にそれぞれの放電期間
よりも大きい（単巻変圧器１５５が使用中であるとき）
ので、単巻変圧器１５５がブーストスイッチ１４０の各
スイッチングサイクルの間に十分なリセット時間を確実
に得ることとなる。以上では巻数比が１：１である単巻
変圧器を説明してきたが、他の効果的な実施例では、巻
数比が異なる単巻変圧器を用いてもよい。
【００１８】ブースト変換器１００の作動はスナバを追
加することによって改善することができ、これによりブ
ーストスイッチ１４０がオフにされたときの、単巻変圧
器１５５の漏れインダクタンスによるブーストスイッチ
１４０の電圧「オーバーシュート」過渡現象を制限す
る。スナバは、スイッチングの合間と過渡現象の間にブ
ーストスイッチ１４０に対するストレスを減らす。変換
器１００で効果的に用い得るスナバ回路の特定の実施例
が、図２および図３で例示されている。スナバ回路の例
示された実施例は、関連技術において周知の従来のスナ
バ回路である。よって、その作動については以下で詳細
に説明することはしない。スナバ回路と、スイッチング
電力変換器におけるその適用をよりよく理解するために
は、「電力エレクトロニクス：変換器、適用および設
計」（Power Electronics: Converters, Applications
and Design）Ned Mohan等著、John Wiley & Sons, Inc.
（1989年）を参照のこと。これは本明細書にも参照によ
り組み込まれている。
加することによって改善することができ、これによりブ
ーストスイッチ１４０がオフにされたときの、単巻変圧
器１５５の漏れインダクタンスによるブーストスイッチ
１４０の電圧「オーバーシュート」過渡現象を制限す
る。スナバは、スイッチングの合間と過渡現象の間にブ
ーストスイッチ１４０に対するストレスを減らす。変換
器１００で効果的に用い得るスナバ回路の特定の実施例
が、図２および図３で例示されている。スナバ回路の例
示された実施例は、関連技術において周知の従来のスナ
バ回路である。よって、その作動については以下で詳細
に説明することはしない。スナバ回路と、スイッチング
電力変換器におけるその適用をよりよく理解するために
は、「電力エレクトロニクス：変換器、適用および設
計」（Power Electronics: Converters, Applications
and Design）Ned Mohan等著、John Wiley & Sons, Inc.
（1989年）を参照のこと。これは本明細書にも参照によ
り組み込まれている。
【００１９】次に図２では、本発明の原理を使用し、損
失のない能動スナバ回路２１０をさらに用いる変換器２
００の実施例の略図が例示されている。損失のない能動
スナバ回路２１０は、スナバコンデンサ２３０と直列結
合された補助スイッチ２２０を含む。
失のない能動スナバ回路２１０をさらに用いる変換器２
００の実施例の略図が例示されている。損失のない能動
スナバ回路２１０は、スナバコンデンサ２３０と直列結
合された補助スイッチ２２０を含む。
【００２０】次に図３では、本発明の原理を使用し、損
失のない受動スナバ回路３１０をさらに用いる変換器３
００の実施例の略図が例示されている。損失のない受動
スナバ回路３１０は、ブーストスイッチ３６０を横切っ
てインダクタ３４０およびダイオード３５０と直列結合
されたコンデンサ３２０を含む。損失のない受動スナバ
回路の中には、変換器３００の出力に結合されるダイオ
ード３３０も例示されている。
失のない受動スナバ回路３１０をさらに用いる変換器３
００の実施例の略図が例示されている。損失のない受動
スナバ回路３１０は、ブーストスイッチ３６０を横切っ
てインダクタ３４０およびダイオード３５０と直列結合
されたコンデンサ３２０を含む。損失のない受動スナバ
回路の中には、変換器３００の出力に結合されるダイオ
ード３３０も例示されている。
【００２１】本発明を詳細に説明してきたが、最も広い
形態での本発明の精神および範囲から逸脱することな
く、様々な変更、置換、改変を加え得ることは当業者に
は明らかであろう。
形態での本発明の精神および範囲から逸脱することな
く、様々な変更、置換、改変を加え得ることは当業者に
は明らかであろう。
【図１】本発明の原理に従って構築された三相ブースト
変換器の実施例の略図である。
変換器の実施例の略図である。
【図２】本発明の原理を用いるとともに、損失のない能
動スナバ回路をさらに用いる変換器の実施例の略図であ
る。
動スナバ回路をさらに用いる変換器の実施例の略図であ
る。
【図３】本発明の原理を用いるとともに、損失のない受
動スナバ回路をさらに用いる変換器の実施例の略図であ
る。
動スナバ回路をさらに用いる変換器の実施例の略図であ
る。
Claims (21)
- 【請求項１】 ブーストスイッチが整流器とブーストダ
イオードを横切って結合されており、ブーストダイオー
ドが不連続モードで作動するとともに整流器とブースト
変換器の出力との間に接続され、三相整流器を有するブ
ースト変換器と共に用いられるとともに、前記ブースト
変換器から減出力電圧を提供するための回路であって、 前記出力を横切って結合されるとともに、前記減出力電
圧を提供する中間タップを有する、単巻変圧器を備える
回路。 - 【請求項２】 前記中間タップに結合されるとともに、
前記減出力電圧の直流要素を減衰する出力コンデンサを
さらに備える、請求項１記載の回路。 - 【請求項３】 前記中間タップが前記単巻変圧器の中央
タップである請求項１記載の回路。 - 【請求項４】 前記ブーストスイッチに結合されるとと
もに、その中で生じる電圧オーバーシュートを制限する
スナバ回路をさらに備える、請求項１記載の回路。 - 【請求項５】 前記スナバ回路が受動スナバ回路である
請求項４記載の回路。 - 【請求項６】 前記単巻変圧器が、等しい巻数を有する
巻線を備える、請求項１記載の回路。 - 【請求項７】 前記出力を横切って前記単巻変圧器と直
列結合されたダイオードをさらに備える、請求項１記載
の回路。 - 【請求項８】 ブーストスイッチが整流器とブーストダ
イオードを横切って結合されており、ブーストダイオー
ドが不連続モードで作動するとともに整流器とブースト
変換器の出力との間に接続され、三相整流器を有するブ
ースト変換器と共に用いられるとともに、前記ブースト
変換器から減出力電圧を提供するための方法であって、 前記整流器に三相電力を提供するステップと、 前記出力を横切って結合された単巻変圧器の中間タップ
から前記減出力電圧を誘導するステップとを備える方
法。 - 【請求項９】 前記中間タップに結合された出力コンデ
ンサで前記減出力電圧の直流要素を減衰するステップを
さらに備える、請求項８記載の方法。 - 【請求項１０】 前記中間タップが前記単巻変圧器の中
央タップである請求項８記載の方法。 - 【請求項１１】 スナバ回路が結合されている前記ブー
ストスイッチで生じる電圧オーバーシュートを制限する
ステップをさらに備える、請求項８記載の方法。 - 【請求項１２】 前記スナバ回路が受動スナバ回路であ
る請求項１１記載の方法。 - 【請求項１３】 前記単巻変圧器が、等しい巻数を有す
る巻線を備える、請求項８の方法。 - 【請求項１４】 前記出力を横切って前記単巻変圧器と
ダイオードを直列結合するステップをさらに備える、請
求項８記載の方法。 - 【請求項１５】 電源から三相電力を受け取って整流す
る三相整流器と、 前記整流器を横切って結合されたブーストスイッチと、 不連続モードで作動するとともに、前記整流器と前記ブ
ースト変換器の出力との間に結合されたブーストダイオ
ードと、 前記出力を横切って結合されるとともに、前記ブースト
変換器から減出力電圧を提供するための中間タップを有
する単巻変圧器とを備える、ブースト変換器。 - 【請求項１６】 前記中間タップに結合されるととも
に、前記減出力電圧の直流要素を減衰する出力コンデン
サをさらに備える、請求項１５記載のブースト変換器。 - 【請求項１７】 前記中間タップが前記単巻変圧器の中
央タップである請求項１５記載のブースト変換器。 - 【請求項１８】 前記ブーストスイッチに結合されると
ともに、その中で生じる電圧オーバーシュートを制限す
るスナバ回路をさらに備える、請求項１５記載のブース
ト変換器。 - 【請求項１９】 前記スナバ回路が受動スナバ回路であ
る請求項１８記載のブースト変換器。 - 【請求項２０】 前記単巻変圧器が、等しい巻数を有す
る巻線を備える、請求項１５記載のブースト変換器。 - 【請求項２１】 前記出力を横切って前記単巻変圧器と
直列結合されたダイオードをさらに備える、請求項１５
記載のブースト変換器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/072390 | 1998-05-04 | ||
| US09/072,390 US6046576A (en) | 1998-05-04 | 1998-05-04 | Boost converter having reduced output voltage and method of operation thereof |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000060113A true JP2000060113A (ja) | 2000-02-25 |
Family
ID=22107251
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11123341A Pending JP2000060113A (ja) | 1998-05-04 | 1999-04-30 | 減出力電圧を有するブ―スト変換器およびその作動方法 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6046576A (ja) |
| EP (1) | EP0955719A3 (ja) |
| JP (1) | JP2000060113A (ja) |
| CN (1) | CN1234644A (ja) |
| CA (1) | CA2267723A1 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN100495886C (zh) * | 2006-10-26 | 2009-06-03 | 南京航空航天大学 | 高功率因数三相整流器 |
| US8264205B2 (en) * | 2008-02-08 | 2012-09-11 | Sion Power Corporation | Circuit for charge and/or discharge protection in an energy-storage device |
| US8929101B2 (en) * | 2012-12-17 | 2015-01-06 | Chung-Shan Institute Of Science And Technology | DC to DC converting circuit |
| CN104917295A (zh) * | 2015-06-19 | 2015-09-16 | 国网天津市电力公司 | 一种远程模拟控制装置 |
| CN107923947B (zh) * | 2015-07-17 | 2020-07-07 | 百拉得动力系统公司 | 用于储能系统诊断的降低的堆电压电路 |
| CN110768546B (zh) * | 2019-10-31 | 2020-08-04 | 北京建筑大学 | 一种单相整流器及其控制方法 |
| TWI767851B (zh) * | 2021-10-08 | 2022-06-11 | 亞源科技股份有限公司 | 具有被動式無損失緩衝器之多相式升壓轉換裝置 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5255174A (en) * | 1991-10-18 | 1993-10-19 | Allied-Signal Inc. | Regulated bi-directional DC-to-DC voltage converter which maintains a continuous input current during step-up conversion |
| US5414613A (en) * | 1993-08-20 | 1995-05-09 | Rem Technologies, Incorporated | Soft switching active snubber for semiconductor circuit operated in discontinuous conduction mode |
| FI94198C (fi) * | 1993-10-11 | 1995-07-25 | Nokia Telecomminications Oy | Hakkuriteholähde |
| JPH08237959A (ja) * | 1995-02-28 | 1996-09-13 | S G S Thomson Micro Electron Kk | 電源回路 |
-
1998
- 1998-05-04 US US09/072,390 patent/US6046576A/en not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-24 CA CA002267723A patent/CA2267723A1/en not_active Abandoned
- 1999-04-27 EP EP99303284A patent/EP0955719A3/en not_active Withdrawn
- 1999-04-28 CN CN99106518A patent/CN1234644A/zh active Pending
- 1999-04-30 JP JP11123341A patent/JP2000060113A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0955719A3 (en) | 2000-07-19 |
| US6046576A (en) | 2000-04-04 |
| CA2267723A1 (en) | 1999-11-04 |
| CN1234644A (zh) | 1999-11-10 |
| EP0955719A2 (en) | 1999-11-10 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5508903A (en) | Interleaved DC to DC flyback converters with reduced current and voltage stresses | |
| US10756624B2 (en) | Hybrid DC-DC converter | |
| US5663876A (en) | Circuit and method for achieving zero ripple current in the output of a converter | |
| US6239584B1 (en) | Two-inductor boost converter | |
| Jang et al. | New two-inductor boost converter with auxiliary transformer | |
| US7239530B1 (en) | Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors | |
| US5122728A (en) | Coupled inductor type dc to dc converter with single magnetic component | |
| US7230405B2 (en) | Non-isolated power conversion system having multiple switching power converters | |
| US6232752B1 (en) | DC/DC converter with synchronous switching regulation | |
| US6466461B2 (en) | Method and circuit for reducing voltage level variation in a bias voltage in a power converter | |
| US9837906B1 (en) | Multiphase DCDC converter with asymmetric GM | |
| US4513361A (en) | Multi-phase DC-to-AC and DC-to-DC boost converter | |
| US8068355B1 (en) | Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors | |
| US20090128101A1 (en) | Power conversion circuit | |
| JP2004343996A (ja) | Ａｃ／ｄｃフライバック・コンバータ | |
| Jang et al. | New two-inductor boost converter with auxiliary transformer | |
| US5886891A (en) | Three-phase boost converter having wye-connected input capacitors and method of operation thereof | |
| KR20060055415A (ko) | 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터 | |
| US20030021130A1 (en) | Switching power converter apparatus and methods using switching cycle with energy holding state | |
| US20090066311A1 (en) | Pre-conditioner with low voltage components | |
| US10790750B2 (en) | Isolated DC-DC converter circuit for power conversion and driving method thereof | |
| JP2000060113A (ja) | 減出力電圧を有するブ―スト変換器およびその作動方法 | |
| US6072709A (en) | Multiple output voltage converter with improved cross-regulation | |
| JP2006158073A (ja) | キャパシタの充放電方法および電力変換装置 | |
| Muhammad et al. | Non-isolated, high gain, boost converter for power electronic applications |