CN100495886C - 高功率因数三相整流器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相整流器，其包括由二极管构成的三相整流桥，还包括由两个限流二极管、两个三次谐振电感、五个三次谐振电容构成的三次谐波电流回路，利用LC谐振注入体积小、高次谐波含量低的优点，在注入电流大小的控制上利用二极管电流不能为负的特点，控制总的三次谐波电流的大小，并利用电容进行分流，使得注入电流以最佳比例注入输入侧，以达到使输入电流谐波含量最小的目的。本发明的功率变换器没有使用复杂的模拟电阻电路，结构得到了简化，且损耗低。谐波注入电流与负载成固定比例，可适用于负载不固定的场合。两个谐振电感同时可起到输出电压滤波的作用，输出电压纹波低。

Description

高功率因数三相整流器

一、技术领域

本发明涉及一种三相整流器，尤其涉及一种与现有的三相整流器相比具有较高功率因数的三相整流器。

二、背景技术

三相不控整流电路由于其结构简单，只需在直流侧加上电容C或电感电容LC滤波就能获得很好的整流特性，因此得到较为广泛的应用。但三相不控整流器输入电流谐波含量大，对电网和邻近用电设备影响仍较大，难以满足高功率因数和电磁兼容性要求。

提高三相整流电路的功率因数可以采用正弦脉宽调制PWM整流或功率因数校正APFC技术，但采用有源技术会带来成本、可靠性和高频电磁干扰等问题。基于无源技术的三次谐波注入法是另外一种行之有效的减小输入电流谐波的方法。三次谐波注入法最早在1969年由B.M.Bird提出，由于初期提出的方案要求苛刻，该方法并没有得到人们的重视，在20世纪90年代又开始有不少学者对其进行研究，研究重点主要集中在谐波注入的实现和注入电流大小的控制。下面举最具代表性的几种技术方案进行分析：

(1)方案1：Y/Δ变压器和大功率电阻：

方案1的主电路拓扑如图1所示。三次谐波电流通过电阻R1以及Y/Δ变压器注入交流输入端，其中注入电流iY的大小和幅值由直流侧共模电压和电阻R1决定，Y/Δ变压器副边空载，将注入电流iY均分分别注入三相输入端。

(2)方案2：LC谐振和模拟电阻电路：

方案2的电路拓扑如图2所示。S1、S₂分别为LC谐振电路和模拟电阻电路。由变压器和二极管整流桥构成的模拟电阻电路可以在变压器原边产生与电压同相位的电流，其作用于方案1种的电阻R₁相同。LC谐振电路工作在三次谐振频率点，滤除高次谐波，使得注入电流几乎不含三次以外的谐波。

(3)方案3：双向开关和带单相PFC的模拟电阻电路：

方案3的电路拓扑如图3所示，其中图(a)是主电路，图(b)是注入谐波整形网路。该方案与以上两种方案有所不同，三次谐波并非同时注入三相输入端，而是通过双向开关的通断，在与该相相连的两个二极管都不导通时，向该相注入三次谐波。由于在注入电路中无LC滤波，注入的谐波电流除三次谐波以外还包含有大量的高次谐波，必须外加Boost PFC进行整形。

(4)方案4：Y/Δ变压器和模拟电阻电路：

方案4的电路拓扑如图4所示，是方案1和方案2的综合。

上述方案都能降低输入电流的谐波含量，但是存在一些缺点：

方案1的缺点：Y/Δ变压器功率较大，体积相应增加。使用大功率电阻控制谐波电流的大小，损耗大，注入电流大小几乎恒定，不能适应功率变化场合。由于每个整流二极管导通三分之一周期，整流输出电压为三相线电压包络线，电压纹波大。

方案2的缺点：模拟电阻电路虽然可降低注入回路的损耗，但结构复杂，且变压器变比固定，同样存在注入电流大小几乎恒定的问题。

方案3的缺点：使用双向可控开关可以解决使用无源器件体积大的问题，但需添加驱动电路，且模拟电阻电路须辅以Boost PFC电路，电路结构复杂，可靠性降低。输出电压连接与方案1相同，同样存在输出电压纹波大的缺点。

方案4的缺点：其结构是方案1和方案2的综合，同样存在方案1和方案2的部分缺点。

三、发明内容

1、技术问题：本发明要解决的技术问题是提供一种能克服上述现有电路存在的缺陷，具有输入电流谐波含量低、功率因数高、结构简单、效率高、工作可靠等特点，能减小中大功率变换器对电网污染的三相整流器。

2、技术方案：为了实现上述目的，本发明的技术解决方案是：吸收方案2中使用LC谐振注入体积小、高次谐波含量低的优点，在注入电流大小的控制上利用二极管电流不能为负的特点，控制总的三次谐波电流的大小，并利用电容进行分流，使得注入电流以最佳比例注入输入侧，以达到使输入电流谐波含量最小的目的。

本发明的三相整流器包括由第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管构成的三相整流桥，还包括由第一、第二限流二极管、第一、第三三次谐振电感、第一、第二、第三、第四和第五三次谐振电容构成的三次谐波电流回路，三相整流桥中，第一、第三和第五二极管的阴极分别与第一限流二极管的阳极和第四三次谐振电容一端连接，第一限流二极管的阴极通过第一三次谐振电感与第一滤波电容的一端连接，第四三次谐振电容电容另一端与第一滤波电容的另一端连接；三相整流桥的第二、第四和第六二极管的阳极分别与第二限流二极管的阴极和第五三次谐振电容一端连接，第二限流二极管的阳极通过第二谐振电感与第二滤波电容一端连接，第五三次谐振电容另一端分别与第四三次谐振电容另一一端、第二滤波电容的另一端连接；第一、第二和第三三次谐振电容的一端分别与第四三次谐振电容另一端连接；第一三次谐振电容的另一端与第一二极管的阳极和第四二极管的阴极的连接点连接；第二三次谐振电容的另一端与第三二极管的阳极和第六二极管的阴极的连接点连接；第三三次谐振电容的另一端与第五二极管的阳极和第二二极管的阴极的连接点连接。

第一和第二谐振电感大小相等且电感值为L_I，第一至第三三次谐振电容大小相等且电容值为C_C，第四和第五三次谐振电容大小相等且电容值为C_N。若L_I/2＝L，3C_C+2C_N＝C，则LC工作在三次谐振频率处，产生三次谐波电流，即9ω²LC＝1，其中ω为基波角频率。两个滤波电容大小相等，电容值为C_O，且C_O远大于C，对三次谐波几乎不产生影响。两个限流二极管(D_O1、D_O2)起限制注入电流大小的作用，第四和第五电容起分流作用，调节注入整流器输入端的电流大小。

3、有益效果：相对于其他现有的方案，本发明的功率变换器没有使用复杂的模拟电阻电路，结构得到了简化，且损耗低。谐波注入电流与负载成固定比例，可适用于负载不固定的场合。两个谐振电感同时可起到输出电压滤波的作用，输出电压纹波低。

四、附图说明

图1为方案1的电路拓扑示意图；

图2为方案2的电路拓扑示意图；

图3为方案3的电路拓扑示意图，其中(a)为主电路图，(b)为注入谐波整形网路；

图4为方案4的电路拓扑示意图；

图5为本发明的基于三次谐波注入的高功率因数三相整流器电路示意图；

图6为本发明的整流器的工作波形图；

图7为THD与k关系曲线示意图；

图8为实际情况下整流器工作波形；

图9为L与THD、cos

及PF的关系示意图；

图10为I_O与THD的关系示意图；

图11-15为样机试验波形示意图；

图16为输出电压与负载电阻关系曲线示意图；

图17为效率曲线示意图。

五、具体实施方式

如图5所示，本实施例的高功率因数三相整流器包括由二极管D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆构成的三相整流桥，还包括由限流二极管D_O1、D_O2、三次谐振电感L₁、L₂、三次谐振电容C_A、C_B、C_C、C_N1、C_N2构成的三次谐波电流回路，二极管D₁、D₃、D₅的阴极分别与第一限流二极管D_O1的阳极和第四三次谐振电容C_N1一端连接，第一限流二极管D_O1的阴极通过第一三次谐振电感L₁与第一滤波电容C_O1的一端连接，第四三次谐振电容电容C_N1另一端与第一滤波电容C_O1的另一端连接；二极管D₂、D₄、D₆的阳极分别与第二限流二极管D_O2的阴极和第五三次谐振电容C_N2一端连接，第二限流二极管D_O2的阳极通过第二谐振电感L₂与第二滤波电容C_O2一端连接，第五三次谐振电容C_N2另一端与第二滤波电容C_O2的另一端连接；第一、第二和第三三次谐振电容C_A、C_B、C_C的连接点同时接于第四、第五三次谐振电容C_N1、C_N2和第一、第二滤波电容C_O1、C_O2之间。

两个三次谐振电感L₁、L₂大小相等且电感值为L_I，三个三次谐振电容C_A、C_B、C_C大小相等且电容值为C_C，第四和第五三次谐振电容C_N1、C_N2大小相等且电容值为C_N。若L_I/2＝L，3C_C+2C_N＝C，则LC工作在三次谐振频率处，产生三次谐波电流，即9ω²LC＝1，其中ω为基波角频率。两个滤波电容C_O1、C_O2大小相等，电容值为C_O，且C_O远大于C，对三次谐波几乎不产生影响。二个限流二极管D_O1、D_O2起限制注入电流大小的作用，C_NI、C_N2起分流作用，调节注入整流器输入端的电流大小。

为了具体分析本实施例的高功率因数三相整流器的工作原理，出于分析方便的目的，对电路作如下假设：

1)输出滤波电容足够大，输出电流I_O恒定；

2)注入谐波电流忽略三次以外的其它谐波；

3)认为电容C_A、C_B、C_C的电容值非常小，忽略流过其的基波电流；

4)电流i_CO1、i_CO2、i_CA、i_CB、i_CC、i_CN1、i_CN2满足式(1)关系。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{CO}1}=i_{\mathrm{CO}2}=i_1/2\\ i_{\mathrm{CA}}=i_{\mathrm{CB}}=i_{\mathrm{CC}}=i_C/3\\ i_{\mathrm{CN}1}=i_{\mathrm{CN}2}=i_{\mathrm{CN}}/2\end{array}\right.---\left(1\right)$

若i_I幅值为I_m，由于LC满足三次谐振，理想情形下I_m应为无穷大，但由于D_O1、D_O2的限制，I_O+i_I/2不能小于零，所以I_m＝2I_O。如图6所示，i_I为与共模电压(v_H+v_L)/2同相位的正弦波，即i_I＝-2I_O cos 3ωt。

定义k为谐波注入率，即i_C＝ki_I，则

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{CN}}=(1-k)i_1\\ i_{D1}=I_O-k{I}_O\cos 3\mathrm{\ω}\\ i_{D2}=I_O+k{I}_O\cos 3\mathrm{\ω}\end{array}\right.---\left(2\right)$

由于三相系统的对称性，此处将A相的一个周期分为四个阶段进行分析。

I.[0，2π/3]

此阶段与A相相连的二极管D₁导通，i_A＝i_D1-i_CA。

II.[2π/3，π]

此阶段与A相相连的两个二极管都不导通，i_A＝-i_CA。

III.[π，5π/3]

此阶段与A相相连的二极管D₂导通，i_A＝-i_D2-i_CA。

IV.[5π/3，2π]

此阶段与第二阶段情形完全相同。

由此可得A相输入电流i_A的表达式为：

$i_A=\left\{\begin{array}{c}{I}_O-\frac{k}{3}{I}_O\cos 3\mathrm{\&omega;t},(0\&le;\mathrm{\&omega;t}<\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;})\\ \frac{2k}{3}{I}_O\cos 3\mathrm{\&omega;t},(\mathrm{}\frac{2}{3}\mathrm{\&pi;}\&le;\mathrm{\&omega;t}<\mathrm{\&pi;},\frac{5}{3}\mathrm{\&pi;}\&le;\mathrm{\&omega;t}<2\mathrm{\&pi;})\\ -I_O-\frac{k}{3}{I}_O\cos 3\mathrm{\&omega;t}(\mathrm{\&pi;}\&le;\mathrm{\&omega;t}<\frac{5}{3}\mathrm{\&pi;})\end{array}\right.---\left(3\right)$

对i_A进行傅立叶分解知其只含零序以外的奇次谐波，且n次谐波的幅值I_A(n)为：

$I_{A\left(n\right)}=\frac{{4I}_O}{\mathrm{\&pi;}}[\frac{\mathrm{kn}}{9-n^2}+\frac{1}{n}]\cos \frac{\mathrm{n\&pi;}}{6}---\left(4\right)$

由式(4)可以绘出图7所示的THD与随k变化的关系曲线，可见当k＝0.75的时候，THD有最小值，约为5.08％。此时C_A＝C_B＝C_C＝0.25C，C_N1＝C_N2＝0.125C。

上述分析是在理想情形下进行的，实际情况下，除k外，其他各参数也会对整流器的特性产生一定的影响，对于系统中无源器件的选择，必须综合考虑性能、体积、成本等各个方面。

在整流器中，电感L₁、L₂同时起到对输出电压滤波和对注入电流滤波的作用。

由于LC工作在三次谐振频率点，在没有D_O1、D_O2时，i_I幅值很大，i_L1、i_L2有正有负。D_O1、D_O2起整流作用，电感L₁、L₂起到滤波作用，当L较小时，二极管截止时间长，i_D1、i_D2正弦度低，输入电流谐波含量高。v_LO1、v_LO2如图8所示，输出电压V_O为v_LO1-v_LO2的直流分量，可见V_O略大于传统三相整器的输出电压V_O’，随着电感值的减小，输出电压值略有增加。

由于C_A、C_B、C_C直接与输入主回路相连，在电容中会产生一个超前于输入相电压90°的基波电流，电流幅值为V_mωC_C，随电容值得增加而增加，其中V_m为输入相电压幅值，ω为基波角频率。即随着电容值增大，输入相电流与相电压的之间的相角差

增大。

图9是L与THD、cos

及功率因数(PF)的关系曲线，可见L的取值越大，对整个系统的性能越有利，然而也会带来体积和成本上的弊端，需综合考虑。

对于整流器输出端差模信号，其输出滤波电感、电容值分别为4L、C_O/2，由于差模信号中除直流分量外主要为六次谐波，定义d为输出电压中六次谐波与滤波前六次谐波之比，则d满足式(5)。要使得输出电压谐波含量较小，则要求d接近于0。

$d=\frac{1}{\sqrt{{(1-72{\mathrm{\&omega;}}^{2}L{C}_O)}^2+{(24\mathrm{\&omega;L}/R)}^2}}---\left(5\right)$

C_O1、C_O2主要起输出电压滤波作用，但同时它们也与三次谐波注入电路串联，为保证其对三次谐波的影响很小，C_O必须远大于C。

由图8可见，负载电流的大小也会影响二极管D_O1、D_O2的截止时间。在其他条件不变时，当I_O越小，二极管D_O1、D_O2截止时间越长，从而导致输入电流中的谐波含量也越高。

在实际电路中，也并非负载越大，输入电流质量越高，由于线路阻抗R_L的限制，i_I幅值的最大值为；

$I_{m\left(\max \right)}=\frac{3\sqrt{3}{V}_m}{8\mathrm{\&pi;}{R}_L}---\left(6\right)$

当I_O>I_m(max)/2时，随I_O增加，谐波注入率k偏离最佳值，THD随之增加。

负载电流的增加同时会引起输入电压、电流相角差的变化。在空载时，输入相电流只含有流过C_A、C_B、C_C的基波电流，所以相电流超前相电压90°，随着负载电流的增加，这个相角差不断减小，接近于0。

I0与THD、cos

的基本关系如图10所示，其中I_ON为额定负载电流，可见在很宽的负载范围内都能获得较高的功率因数。

由于整流器线路阻抗会产生一定的压降，负载电流越小，这个压降越小，输出直流电压越高。在空载时，整流器相当于两个三相带电容滤波的半桥整流器串联，输出电压为相电压包络线的峰值，即2V_m。

由功率因数PF的定义知，PF和THD以及电压电流的相角差

有关，由于THD对PF的影响较小，以最坏情况(THD＝15％)考虑，则

从而可得C_C满足式(6)关系。

$C_C=\frac{{2P}_O\mathrm{tg}\left[\arccos \left(1.01\mathrm{PF}\right)\right]}{3\mathrm{\&eta;}{V_m}^2\mathrm{\&omega;}}---\left(7\right)$

其中η为整流器的效率，P_O为输出功率。根据前面分析，可知L、C满足式(7)从而确定L、C的取值。

$\left\{\begin{array}{c}C=\frac{3}{k}{C}_C\\ L=\frac{1}{9{\mathrm{\&omega;}}^{2}C}\end{array}\right.---\left(8\right)$

输出滤波电容C_O主要由式(5)确定，由于C_O>>C，则72ω²LC_O>>1，72ω²LC_O>>24ωL/R，C_O可近似为：

$C_O\&ap;\frac{1}{72{\mathrm{\&omega;}}^2\mathrm{Ld}}---\left(9\right)$

图11-15是本实施例的不同负载时的试验波形(输入电压和输入电流及其频谱分析)，图16是输出电压曲线，其中R_N＝150Ω，为整流器的额定负载阻抗，可见在负载变化时，输出电压基本恒定。由于线路存在一定的阻抗，使得输出电压实验结果比仿真结果略低，

但仍比传统三相整流器高5％左右。从图中的输入电流谐波分析结果看，谐波含量较小。图17是效率曲线，可以看出其效率较高。

以上试验波形说明了本实施例的整流器具有结构简单，效率较高，在较大负载范围内都具有很好的谐波抑制效果，且输出电压随负载变化很小的优点。

Claims (2)

1、一种高功率因数三相整流器，包括由第一、第二、第三、第四、第五和第六二极管(D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆)构成的三相整流桥，其特征在于，还包括由第一、第二限流二极管(D_O1、D_O2)、第一、第二三次谐振电感(L₁、L₂)、第一、第二、第三、第四和第五三次谐振电容(C_A、C_B、C_C、C_N1、C_N2)构成的三次谐波电流回路，第一、第三和第五二极管(D₁、D₃、D₅)的阴极分别与第一限流二极管(D_O1)的阳极和第四三次谐振电容(C_N1)一端连接，第一限流二极管(D_O1)的阴极通过第一三次谐振电感(L₁)与第一滤波电容(C_O1)的一端连接，第四三次谐振电容(C_N1)另一端与第一滤波电容(C_O1)的另一端连接；第二、第四和第六二极管(D₂、D₄、D₆)的阳极分别与第二限流二极管(D_O2)的阴极和第五三次谐振电容(C_N2)一端连接，第二限流二极管(D_O2)的阳极通过第二三次谐振电感(L₂)与第二滤波电容(C_O2)一端连接，第五三次谐振电容(C_N2)另一端分别与第四三次谐振电容(C_N1)另一端、第二滤波电容(C_O2)的另一端连接；第一、第二和第三三次谐振电容(C_A、C_B、C_C)的一端分别与第五三次谐振电容(C_N2)另一端连接；第一三次谐振电容(C_A)的另一端与第一二极管(D₁)的阳极和第四二极管(D₄)的阴极的连接点连接；第二三次谐振电容(C_B)的另一端与第三二极管(D₃)的阳极和第六二极管(D₆)的阴极的连接点连接；第三三次谐振电容(C_C)的另一端与第五二极管(D₅)的阳极和第二二极管(D₂)的阴极的连接点连接。

2、如权利要求1所述的高功率因数三相整流器，其特征在于，第一和第二三次谐振电感(L₁、L₂)的电感值大小相等，第一、第二和第三三次谐振电容(C_A、C_B、C_C)的电容值大小相等，第四和第五三次谐振电容(C_N1、C_N2)的电容值大小相等，第一和第二滤波电容(C_O1、C_O2)的电容值大小相等。

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