CN103888013A - 基于高频交流降压理论的微型逆变器及其数字控制装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于高频交流降压理论的微型逆变器及其数字控制装置，包括输入电源U_in，正弦调制高频逆变器、能量缓冲电感、高频变压器、不控桥式整流器、π型滤波器、工频开关逆变器。控制装置包括电压传感器、电流传感器以及DSP数字控制器。其中，正弦调制高频逆变器和工频开关逆变器都是由四个电力MOSFET构成；高频变压器的原边和副边都为单绕组结构；不控桥式整流器由四个快恢复二极管构成；π型滤波器由两个电容C₁、C₂和一个电感L_G，互相连接成π形状。本发明实现了输入、输出的高频电气隔离，开关器件电压应力小，并网电流质量高，并具有体积小、重量轻、效率高的优点，非常适用于小功率光伏并网发电系统。

Description

基于高频交流降压理论的微型逆变器及其数字控制装置

技术领域

本发明涉及一种基于高频交流降压理论的微型并网逆变器及其数字控制装

置，属于电力电子变换器及其控制技术领域。

背景技术

近年多发大范围的雾霾，这使得政府重新审视现有的能源政策。一系列扶持新能源发展的法律法规和政策相继出台，鼓励单位与个人使用清洁的可再生能源，风电和光伏发电由于各自的特点从众多的新能源发电方式中脱颖而出。近年来，光伏电池单位功率的价格持续走低，再加上安装方便，易于维护，特别是电网公司收购个人多余光伏电能政策出台以来，住宅光伏并网发电得到了较快发展，预计在今后的几年时间里保持较快增速。

目前，住宅光伏并网发电有两种实现方式，集中并网式和分散并网式。其中，集中并网式将光伏电池模块串联或并联得到与电网匹配的电压，单台逆变器向电网输送能量，最大的优点是并网逆变器的相对成本较低，变换效率较高，但是当由云块、树荫或者其它建筑物造成部分光伏电池阴影时，整个串并联的光伏电池模块组的最大输出功率会受到极大影响，因此近来有较多的文献研究分散并网实现方式。由于分散并网用单块光伏电池供电，功率一般在200-300W，因此对应的并网逆变器被称为微逆变器，即使出现局部阴影，对未被阴影遮挡的光伏电池正常输出各自的最大功率，因此光伏电池的利用率得到了较大提高。此外，微逆变器还有易于设计和安装、安全性高等一系列优点。

在光伏电池输出电压在45V以下时，如果逆变器不借助于变压器，其能量变换效率难以提高；为了解决输入、输出侧的接地问题以及共模漏电流的问题，逆变器中一般都接入变压器参与能量变换，有工频变压器和高频变压器两种形式，由于工频变压器的体积和重量较大，因此难以应用在微逆变器中。目前，交错反激式电路是微逆变器的主要实现形式，虽然其电路结构简单，但是电路中的双变压器的结构、变压器漏感引起的开关管电压尖峰、变压器铁芯局部磁化等问题，使得电路的效率难以进一步提高。

常见的高频链逆变器主要电路拓扑有：①具有高频电气隔离的DC/DC变换器+SPWM逆变器；②高频逆变器+高频变压器+周波变换器；③高频逆变器+高频变压器+同步整流器+SPWM逆变器；④高频逆变器+能量缓冲单元+高频变压器+整流器+逆变器。第一、第二和第三种电路中变压器副边整流开关管承受了由变压器漏感谐振引起的电压尖峰，而耐压较高的器件导通时产生的损耗大，因此前三种电路不适合对效率要求极高的微逆变器。第四种电路中，变压器前级与后级电路都有电容钳位电压，不存在谐振电压尖峰问题；而整流器输出直流有两种方式，即恒定直流和正弦半波脉动直流，由于正弦脉动直流对应后级逆变器工频工作，因此该方案更适合小功率逆变器。目前一些研究方案分别提出了采用LCL导抗网络、LC串联谐振与LCC串并谐振单元作为从输入向输出侧的能量缓冲单元，但是这些电路的采用的无源器件较多，本身就有损耗，造成效率难以有较大提升。因此选取简单、配合控制策略实现器件软开关的能量缓冲单元就成为进一步提高逆变器效率的关键。

因此，寻找适合微逆变器的电路结构及其相应的控制策略，以保证高效、可靠的电能变换是非常有必要的，本方案由此产生。

发明内容

发明目的：针对现有的微逆变器拓扑技术和控制技术的不足，本发明采用最简单的电感作为能量缓冲单元，依据高频交流降压理论实现从输入到输出的能量变换；针对采用单个电感作为能量缓冲单元时调制信号非线性变化这一情况，采用调制比预计算与闭环微调相结合的控制策略，可有效提高并网电流的质量；将能量缓冲电感电流设计在断续工作模式，可实现器件的零电流开关，有效提升了逆变器的变换效率。

技术方案：一种基于高频交流降压理论的微型逆变器，其特征在于：包括输入电源U_in、正弦调制高频逆变器、能量缓冲电感、高频变压器、不控桥式整流器、π型滤波器和工频开关逆变器。

正弦调制高频逆变器包括带反并二极管的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正极连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间；输入电源的负极连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；

不控桥式整流器包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，第一二极管的阳极与第三二极管的阴极连接，第二二极管的阳极与第四二极管的阴极连接，且第一二极管的阴极连接第二二极管的阴极，第三二极管的阳极连接第四二极管的阳极；

能量缓冲电感的一端连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间；

高频变压器包括原边绕组和副边绕组，其中变压器原边绕组为两个端子，分别为第一端子、第二端子，变压器副边绕组也有两个端子，分别为第三端子、第四端子，其中变压器第一端子与能量缓冲电感的另一端连接，变压器第二端子连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；变压器第三端子连接在第一二极管的阳极与第三二极管的阴极之间，变压器第四端子连接在第二二极管的阳极与第四二极管的阴极连接之间；

工频开关逆变器包括带反并二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极连接第六开关管的漏极，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；

π型滤波器中，滤波电感一端与第一滤波电容的一端、第一二极管的阴极、第二二极管的阴极连接在一起；滤波电感的另一端与第二滤波电容的一端、第五开关管的漏极、第六开关管的漏极连接在一起；第一滤波电容的另一端与第二滤波电容的另一端、第三二极管的阳极、第四二极管的阳极、第七开关管的源极、第八开关管的源极连接在一起；

电网的火线连接在第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间；电网的零线连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间。

一种基于高频交流降压理论的微型逆变器的数字控制装置，包括第一电压传感器、第二电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括锁相环、第一绝对值电路、第二绝对值电路、占空预计算模块、减法器、PI调节器、加法器、信号调制器和极性识别器；

第一电压传感器的输入端连接在上述输入电源U_in的两端，第二电压传感器的输入端连接在上述电网的两端，电流传感器输入端与所述滤波电感相串联；

第二电压传感器的输出端接锁相环的输入端、第二绝对值电路的输入端和极性识别器的输入端；锁相环的输出端接第一绝对值电路的输入端；调制比预计算模块共有四个输入端子和一个输出端子，其中调制比预计算模块第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子和第四输入端子分别接第一绝对值电路的输出端、第二绝对值电路的输出端、第一电压传感器的输出端和一个固定的L值；减法器的正输入端接第一绝对值电路的输出端，减法器的负输入端接电流传感器的输出端，减法器的输出端接PI调节器的输入端；加法器的两个输入端分别接调制比预计算模块的输出端和PI调节器的输出端，加法器的输出端接信号调制器的输入端；信号调制器输出四路PWM信号，分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的驱动信号；极性识别器输出四路PWM信号，分别为第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的驱动信号。

基于高频交流降压理论的微型逆变器中，正弦调制高频逆变器、能量缓冲电感与不控桥式整流器相互配合，实现从能量缓冲电感输入侧到输出侧的高频交流降压；通过检测电网电压的极性，实现控制工频开关逆变器的驱动，这样可以减小因高频开关带来的额外功率损耗；将检测到的输入电压、电网电压、基准电流信号经调制比预计算模块得到并网逆变器的预调制比，通过滤波器电感电流闭环实现调制比的微调，这样可以减小完全靠闭环调节器控制并网电流带来的缺点，实现高质量、高可靠性的并网。

有益效果：本发明中，π型滤波器的结构保证了逆变器中所有器件都有电容电压钳位，因此没有电压谐振尖峰，可选取耐压较小，导通电阻和导通压降降低的开关器件，保证器件的导通损耗较小；由于能量缓冲电感上电流在一个开关周期内的平均值与并网电流相等，因此可通过检测输入电压、电网电压等参数预先计算调制比的大小，这样可有效降低闭环调节器的工作负担，提高并网电流的质量；正弦调制在变压器前级电路中执行后，不控桥式整流器的输出电压为正弦半波直流电，因此后级电网侧的逆变器只需要工频开关即可，大大降低了器件的开关损耗，提高了逆变器的效率。

附图说明

图1为本发明实施例的框图；

图2为本发明实施例的一个工频周期主要波形示意图；

图3为本发明实施例的在电网电压大于0时一个开关周期主要波形示意图；

图4为本发明实施例在电网电压大于0时模态1的工作原理图；

图5为本发明实施例在电网电压大于0时模态2的工作原理图；

图6为本发明实施例在电网电压大于0时模态3的工作原理图；

图7为本发明实施例在电网电压大于0时模态4的工作原理图；

图8为本发明实施例在电网电压大于0时模态5的工作原理图；

图9为本发明实施例在电网电压大于0时模态6的工作原理图；

图中符号名称：U_in——输入电压；S1-S8——第一开关管至第八开关管；D1——D4——第一二极管至第四二极管；T——高频变压器；n——变压器副边与原边的匝比；W₁——高频变压器原边绕组；W₂——高频变压器副边绕组；u_W1——高频变压器原边电压；u_W2——高频变压器副边电压；u_AB——正弦调制高频逆变器输出电压；i_L——能量缓冲电感电流；i_R——不控桥式整流器输出电流；C₁——第一滤波电容；u_C1——第一滤波电容电压；L_G——滤波电感；i_LG——滤波电感电流；C₂——第二滤波电容；u_C2——第二滤波电容电压；u_G——电网电压；i_G——电网电流；U_in-f——输入电压反馈信号；u_G-f——电网电压反馈信号；i_LG-f——滤波电感电流反馈信号；i_G*——并网电流基准值；

——并网电流基准绝对值；|u_G-f|——电网电压反馈信号绝对值；L_value——能量缓冲电感的感值；i_LG-e——滤波电感电流反馈误差信号；D_y——调制比预计算值；D_w——调制比闭环微调值；D_a——调制比实际值；u_S1～u_S8——开关管S1～S8的驱动信号；

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

如图1所示，基于高频交流降压的微型并网逆变器电路，包括输入电源U_in、正弦调制高频逆变器、能量缓冲电感L、高频变压器T、不控桥式整流器、π型滤波器和工频开关逆变器。以下将就其相互连接关系及组成部件进行详细说明。

正弦调制高频逆变器采用移相控制方式，虽然移相角度呈非线性规律变化，但调制的最终结果是得到与电网电压同步的并网电流，因此变压器前级逆变器仍称为正弦调制高频逆变器。该逆变器包括带反并二极管的电力MOSFET，标号分别为S1-S4，S1的源极与S3的漏极连接，S2的源极与S4的漏极连接，且S1的漏极连接S2的漏极，S3的源极连接S4的源极；输入电源的正极连接在S1的漏极与S2的漏极之间；输入电源的负极连接在S3的源极与S4的源极之间。

不控桥式整流器由四个快恢复二极管构成，标号分别为D1-D4，D1的阳极与D3的阴极连接，D2的阳极与D4的阴极连接，且D1的阴极连接D2的阴极，D3的阳极连接D4的阳极。

高频变压器T包括原边绕组和副边绕组，其中变压器原边绕组为两个端子，分别为第1端子、第2端子，变压器副边绕组也有两个端子，分别为第3端子、第4端子，其中变压器第二端子连接在S2的源极与S4的漏极之间；变压器第3端子连接在D1的阳极与D3的阴极之间，变压器第四端子连接在D2的阳极与D4的阴极连接之间；能量缓冲电感L的一端连接在S1的源极与S3的漏极之间，而能量缓冲电感L的另一端连接于变压器第1端子。

工频开关逆变器包括带反并二极管的电力MOSFET构成，标号分别为S5-S8，S5的源极与S7的漏极连接，S6的源极与S8的漏极连接，且S5的漏极连接S6的漏极，S7的源极连接S8的源极。

π型滤波器中，滤波电感L_G一端与第一滤波电容C₁的一端、D1的阴极、D2的阴极连接在一起；滤波电感L_G的另一端与第二滤波电容C₂的一端、S5的漏极、S6的漏极连接在一起；第一滤波电容C₁的另一端与第二滤波电容C₂的另一端、D3的阳极、D4的阳极、S7的源极、S8的源极连接在一起。

电网的火线连接在S5的源极与S7的漏极之间；电网的零线连接在S6的源极与S8的漏极之间。

基于高频交流降压微型并网逆变器的控制装置，包括第一电压传感器、第二电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括锁相环、第一绝对值电路、第二绝对值电路、占空预计算模块、减法器、PI调节器、加法器、信号调制器和极性识别器。

第一电压传感器的输入端连接在上述输入电源U_in的两端，第二电压传感器的输入端连接在上述电网的两端，电流传感器输入端与所述滤波电感相串联。

第二电压传感器的输出电压u_G-f接锁相环的输入端、第二绝对值电路的输入端和极性识别器的输入端；锁相环的输出电压为并网电流基准值i_G*，i_G*接第一绝对值电路的输入端；调制比预计算模块共有4个输入端子和1个输出端子，其中调制比预计算模块第1输入端子、第2输入端子、第3输入端子和第4输入端子分别接第一绝对值电路的输出电压

第二绝对值电路的输出电压|u_G-f|、第一电压传感器的输出电压U_in-f和一个固定的L值L_value；减法器的正输入端接第一绝对值电路的输出电压

减法器的负输入端接电流传感器的输出电压i_LG-f，减法器的输出信号i_LG-e接PI调节器的输入端；加法器的两个输入端分别接调制比预计算模块的输出信号D_y和PI调节器的输出信号D_w，加法器的输出端信号D_a接信号调制器的输入端；信号调制器输出四路PWM信号u_S1～u_S4，分别为开关管S1、S2、S3、S4的驱动信号；极性识别器输出四路PWM信号u_S5～u_S8，分别为开关管S5、S6、S7、S8的驱动信号。

所提并网逆变器系统在一个工频周期内的主要波形示意如图2所示，通过占空比预计算与闭环微调共同得到逆变器的调制比，将该调制比经信号调制器得到开关管S1-S4的驱动信号，最终得到电压u_AB。对于缓冲电感输入端电压为u_AB，输出端电压为u_W1，只有保证电压u_AB的幅值大于u_W1的幅值，才能保证能量从输入侧流向电网侧。而电压u_W1的幅值随电网电压周期波动，因此在一个工频周期内，u_AB的幅值必须大于电网电压峰值折算到变压器原边的值。通过控制u_AB的脉宽，控制能量缓冲电感电流i_L的大小，该电流经变压器和不控整流器，得到脉动的直流电流i_R。电流i_R经滤波后得到基本不含高次谐波的双倍工频脉动的直流电流，经工频开关逆变器后得到与电网电压同步的并网电流。

在电网电压大于0时，工频开关逆变器中开关管S5、S8导通；在电网电压小于0时，开关管S6、S7导通。这就是图1中极性识别器的功能。

由于第一滤波电容C₁在半个开关周期内电压基本不变，因此第一滤波电容C₁在半个开关周期内的电流平均值近似为0，那么即可以得到不控整流器输出电流i_R的平均值I_R等于滤波电感电流i_LG的平均值，即

I_R＝i_LG-f                (1)

由于工频开关逆变器的作用，并且第二滤波电容C₂的容值设计的非常小，因此电网电流i_G与滤波电感i_LG-f的关系为：

i_LG-f＝|i_G|               (2)

因此，式(1)和式(2)所示关系是占空比预计算模块计算的依据，即能量缓冲电感电流平均值等于并网电流折算到变压器原边的电流大小，即

I_L＝n|i_G|              (3)

由于本发明针对小功率逆变器，因此在滤波电感L_G上的基波电压降相对于电网电压而言可忽略，因此，可以认为滤波电容电压近似等于电网电压的翻转电压：

u_C1＝|u_G-f|               (4)

图2中，t₀-t₃为半个开关周期的时间，t₀-t₆为一个开关周期的时间，数字控制策略下，调制比每半个开关周期变化一次，定义调制比D_y、ΔD为：

$\left\{\begin{array}{c}{D}_y=\frac{t_1-t_0}{t_3-t_0}=\frac{t_1-t_0}{T_s/2}\\ \mathrm{\ΔD}=\frac{t_2-t_1}{t_3-t_0}=\frac{t_2-t_1}{T_s/2}\end{array}\right.---\left(5\right)$

式中，T_s为开关周期。由图2可以看出，半个开关周期内，电感电流上升、下降一次，在下半个开关周期开始之前，缓冲电感电流必须下降至零，则

$\left\{\begin{array}{c}{\mathrm{\Δi}}_L=\frac{U_{\mathrm{in}-f}-\left|u_{G-f}\right|/n}{L_{\mathrm{value}}}\×D_y\×\frac{T_s}{2}=\frac{\left|u_{G-f}\right|/n}{L_{\mathrm{value}}}\×\mathrm{\ΔD}\×\frac{T_s}{2}\\ \mathrm{\ΔD}\≤1-D_y\end{array}\right.---\left(6\right)$

由式(6)得到

$\mathrm{\ΔD}=\frac{n{U}_{\mathrm{in}-f}-\left|u_{G-f}\right|}{\left|u_{G-f}\right|}{D}_y---\left(7\right)$

由式(6)和式(7)得到缓冲电感在半个开关周期内的平均值为：

$I_L=\frac{U_{\mathrm{in}-f}(n{U}_{\mathrm{in}-f}-|u_{G-f}\left|\right)D_y^2{T}_s}{4n{L}_{\mathrm{value}}\left|u_{G-f}\right|}=\left|i_G^{*}\right|---\left(8\right)$

由此可得到理论上逆变器的调制比：

$D_y=\sqrt{\frac{4n{L}_{\mathrm{value}}\left|u_{G-f}\right|\left|i_G^{*}\right|}{T_s{U}_{\mathrm{in}-f}(n{U}_{\mathrm{in}-f}-|u_{G-f}\left|\right)}}---\left(9\right)$

式(9)就作为图1中调制比预计算模块的计算公式。如果所有信号检测没有误差，则理论上只需要通过式(9)的计算就可以保证并网电流的质量，但是由于系统中检测误差与缓冲电感感值会在工作过程中微变，因此增加滤波电感电流的闭环调节，对所计算得到的调制比进行微调，得到高质量的并网电流。

本发明所提基于高频交流降压原理的微型并网逆变器的输出电流始终控制在与电网电压同步，也就是说对于电网电压u_G和电网电流i_G来说，只有两种情况，即①u_G>0，i_G>0；②u_G<0，i_G<0。两种情况下，所提逆变器只有工频开关逆变器工作情况存在差异，其余部分电路工作情况一致。当第一种情况时，开关管S5、S8导通；当第二种情况时，开关管S6、S7导通。鉴于上述原因，以下仅仅将对本发明对应的第一种工作情况进行详细分析。

当u_G>0，i_G>0时，逆变器在一个开关周期内的主要波形如图3所示，由于正弦调制高频逆变器中同一桥臂上的两个开关管，S1与S3或者S2与S4之间存在的死区持续时间非常短，因此在分析电路模态时，认为器件之间的换流是瞬时完成的，因此一个开关周期内分为6个开关模态，分别对应图4到图9。

开关模态1[对应图4]：

t₀时刻前，变压器前级电路以及后级的不控桥式整流器中没有电流流过。t₀时刻，开关管S4导通，变压器前级正弦调制高频逆变器输出电压u_AB由零变为正值，变压器原边侧电流开始从0变大，电流经过S1、能量缓冲电感L、变压器原边绕组和S4；变压器副边不控整流器中D1和D4导通，工频开关逆变器中，开关管S5和S8导通。此时变压器原边电压近似为u_G/n，输入电源同时向电网与能量缓冲电感输送电能，能量缓冲电感电流i_L线性从0增加，因此开关管S4零电流导通。

开关模态2[对应图5]：

t₁时刻，开关管S1关断，S3导通，则变压器前级正弦调制高频逆变器输出电压u_AB变为0。能量缓冲电感中存储的能量需要释放，其电流流通回路为能量缓冲电感、变压器原边绕组、开关管S4、开关管S3及其体二极管；变压器副边电路中电流流通路径不变。此阶段中，储存在能量缓冲电感中的能量得到释放，传输到电网侧。

开关模态3[对应图6]：

t₂时刻，能量缓冲电感中的存储能量完全释放，其电流i_L变为零，开关管S3、S4均为零电流关断。此时存储在第一滤波电容中的能量继续向电网侧输送能量。

开关模态4[对应图7]：

t₃时刻，S4关断，S2开通，变压器原边侧正弦调制高频逆变器输出电压u_AB由零变负，则能量缓冲电感电流i_L由零开始变大，其电流流经开关管S3、输入电源U_in，开关管S2和变压器原边绕组。变压器副边电路中，不控桥式整流器的二极管D2和D3导通，滤波器电路和工频开关逆变器工作情况不变。此阶段中，能量缓冲电感电流从零变负，大小线性增加，输入电源一边向能量缓冲电感输送能量，一边向电网输送能量。

开关模态5[对应图8]：

t₄时刻，开关管S3关断，S1导通，则变压器前级正弦调制高频逆变器输出电压u_AB由负变为0。能量缓冲电感中存储的能量需要释放，其电流流通回路为能量缓冲电感、开关管S1及其体二极管、开关管S2、变压器原边绕组；变压器副边电路中电流流通路径不变。此阶段中，储存在能量缓冲电感中的能量得到释放，传输到电网侧。

开关模态6[对应图9]：

t₅时刻，能量缓冲电感中的存储能量完全释放，其电流i_L变为零，开关管S1、S2均为零电流关断。此时存储在第一滤波电容中的能量继续向电网侧输送能量。

t₆时刻以后，下一个开关周期开始，重复t₀-t₆的工作过程。

从上述模态图可以看出，能量缓冲电感电流工作于断续模式的并网逆变器，在半个开关周期内的工作情况类似于降压型变换器(Buck)在电流断续时的三个模态，即开关管开通时电感电流从零上升、开关管关断时电感电流下降至零、电感电流保持为零并等待下一开关周期到来。在一个开关周期内，一个正向的能量缓冲电感电流波动和一个负向的能量缓冲电感电流波动共同构成了基于高频交流降压原理的小功率并网逆变器。

综上所述，本发明采用单个电感作为能量缓冲元件实现将能量从输入端向电网端的变换，并且将能量缓冲电感的电流设计在断续模式，可使电路中的开关管工作于零电流开关状态，提高了变换效率；本发明所提逆变器中，所有开关器件都有电容电压钳位，因此不会出现电压尖峰，可以选择耐压较低的器件，保证了较小的器件导通损耗；通过调制比预计算模块得到预调制比，降低了对电网电流闭环调节器的调节负担，保证了高质量的并网电流。因此本发明具有变换效率高、散热要求低、重量小、并网电流质量高的优点。

Claims (5)

1.一种基于高频交流降压理论的微型逆变器，其特征在于：包括输入电源U_in、正弦调制高频逆变器、能量缓冲电感、高频变压器、不控桥式整流器、π型滤波器和工频开关逆变器。

2.如权利要求1所述的基于高频交流降压理论的微型逆变器，其特征在于：

所述正弦调制高频逆变器包括带反并二极管的第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，且第一开关管的漏极连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极连接第四开关管的源极；输入电源的正极连接在第一开关管的漏极与第二开关管的漏极之间；输入电源的负极连接在第三开关管的源极与第四开关管的源极之间；

不控桥式整流器包括第一二极管、第二二极管、第三二极管和第四二极管，第一二极管的阳极与第三二极管的阴极连接，第二二极管的阳极与第四二极管的阴极连接，且第一二极管的阴极连接第二二极管的阴极，第三二极管的阳极连接第四二极管的阳极；

能量缓冲电感的一端连接在第一开关管的源极与第三开关管的漏极之间；

高频变压器包括原边绕组和副边绕组，其中变压器原边绕组为两个端子，分别为第一端子、第二端子，变压器副边绕组也有两个端子，分别为第三端子、第四端子，其中变压器第一端子与能量缓冲电感的另一端连接，变压器第二端子连接在第二开关管的源极与第四开关管的漏极之间；变压器第三端子连接在第一二极管的阳极与第三二极管的阴极之间，变压器第四端子连接在第二二极管的阳极与第四二极管的阴极连接之间；

工频开关逆变器包括带反并二极管的第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，且第五开关管的漏极连接第六开关管的漏极，第七开关管的源极连接第八开关管的源极；

π型滤波器中，滤波电感一端与第一滤波电容的一端、第一二极管的阴极、第二二极管的阴极连接在一起；滤波电感的另一端与第二滤波电容的一端、第五开关管的漏极、第六开关管的漏极连接在一起；第一滤波电容的另一端与第二滤波电容的另一端、第三二极管的阳极、第四二极管的阳极、第七开关管的源极、第八开关管的源极连接在一起；

电网的火线连接在第五开关管的源极与第七开关管的漏极之间；电网的零线连接在第六开关管的源极与第八开关管的漏极之间。

3.一种基于高频交流降压理论的微型逆变器的数字控制装置，其特征在于：包括第一电压传感器、第二电压传感器、电流传感器和DSP数字控制器；其中DSP数字控制器包括锁相环、第一绝对值电路、第二绝对值电路、调制比预计算模块、减法器、PI调节器、加法器、信号调制器和极性识别器；

第一电压传感器的输入端连接在上述输入电源U_in的两端，第二电压传感器的输入端连接在上述电网的两端，电流传感器输入端与所述滤波电感相串联；

第二电压传感器的输出端连接锁相环的输入端、第二绝对值电路的输入端和极性识别器的输入端；锁相环的输出端接第一绝对值电路的输入端；调制比预计算模块共有四个输入端子和一个输出端子，其中调制比预计算模块第一输入端子、第二输入端子、第三输入端子和第四输入端子分别接第一绝对值电路的输出端、第二绝对值电路的输出端、第一电压传感器的输出端和一个固定的L值；减法器的正输入端接第一绝对值电路的输出端，减法器的负输入端接电流传感器的输出端，减法器的输出端接PI调节器的输入端；加法器的两个输入端分别接调制比预计算模块的输出端和PI调节器的输出端，加法器的输出端接信号调制器的输入端；信号调制器输出四路PWM信号，分别为第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的驱动信号；极性识别器输出四路PWM信号，分别为第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管的驱动信号。

4.如权利要求3所述的基于高频交流降压理论的微型逆变器的数字控制装置，其特征在于：设第一绝对值电路的输出信号为第二绝对值电路的输出信号为|u_G-f|、第一电压传感器的输出信号为U_in-f、固定的L值为L_value，则调制比预计算模块计算的调制比为D_y：

$D_y=\sqrt{\frac{4n{L}_{\mathrm{value}}\left|u_{G-f}\right|\left|i_G^{*}\right|}{T_s{U}_{\mathrm{in}-f}(n{U}_{\mathrm{in}-f}-|u_{G-f}\left|\right)}},$

其中，n为变压器副边与原边的匝比，T_s为开关管开关周期。

5.如权利要求3所述的基于高频交流降压理论的微型逆变器的数字控制装置，其特征在于：在电网电压大于0时，极性识别器使第五开关管和第八关管导通；在电网电压小于0时，极性识别器使第六开关管、第七开关管导通。

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