CN111800031B - 一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法，通过在三个桥臂的中点与直流母线的正负极之间设置谐振电容，和输出电感组成谐振单元，无需增加开关管，为软开关的实现建立了谐振网络，相较于现有技术中三相逆变器的软开关实现方式，节约了电路器件，简化了控制流程，降低了系统的硬件和软件开销。通过控制该三相逆变器工作在断续模式下工作，利用谐振达到开关管零电压开通的状态，并且同时实现同步整流，降低了开关管的开关损耗和开关管内续流二极管的导通损耗，提高了转换效率的同时也减小了开关管所带来的电磁噪声，输出高质量的电网电流。

Description

一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，特别是涉及一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法。
背景技术
逆变器是将直流电转变成交流电的一种设备，它由逆变桥、控制逻辑和滤波电路组成，例如常见的用于光伏发电的并网逆变器。
在逆变器中，实现软开关能减小开关损耗，提高转换效率的同时减小开关管应力提高变流器可靠性、减小EMI噪声。
图1为现有技术中的第一种三相逆变器的电路图；图2为现有技术中的第二种三相逆变器的电路图；图3为现有技术中的第三种三相逆变器的电路图。
图1为目前最为常见的三相三桥臂的逆变器的拓扑结构，三个桥臂上各设有两个开关管(如图1中的开关管Q1'、开关管Q'2、开关管Q3'、开关管Q'4、开关管Q'5、开关管Q'6)，输出电感(如图1中的L'1、L'2、L'3)的一端分别连接各桥臂的中点，输出电感的另一端与滤波电容(如图1中的C'1、C'2、C'3)对应连接。该拓扑结构的逆变器工作在连续模式下，无法直接实现软开关。这种拓扑结构的逆变器在进行输出滤波时，只有当对应的桥臂下方的开关管导通时，才能形成滤波回路，进而滤除高频开关谐波电流，而桥臂下方的功率管关断时，高频开关谐波电流就会与电网电流一起输出，滤波电路就不能很好地滤除高频开关谐波电流，当输出低功率时，高频开关谐波电流在总电流的占比就会很大，导致输出的电网电流波形质量低。此外，由于该拓扑结构的逆变器只能工作在连续模式下，在起步功率较大时，这种拓扑结构的逆变器对输出电感、滤波电容以及开关管的要求很高，实现起来困难，因此，常见的这类逆变器都是工作在连续模式下的逆变器。
图2和图3为目前的三相软开关变流器的拓扑结构，在图1的基础上，具体通过在直流侧(Vdc)或者在交流侧添加辅助谐振网络来实现滤除高频开关谐波电流。但这种拓扑结构电路较为复杂，需要在辅助谐振网络中增加额外的开关管控制谐振，增加了整个系统的硬件和软件开销。
提供一种更为简易地实现三相逆变器软开关的方案，是本领域技术人员需要解决的技术问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法，可以更为简易地实现三相逆变器的软开关，有效滤除高频开关谐波电流污染。
为解决上述技术问题，本发明提供一种三相逆变器，包括：三个桥臂，谐振电容，输出电感，滤波电容，以及控制器；
其中，各所述桥臂均设有两个开关管，所述控制器分别与各所述开关管的控制端连接；所述桥臂的一个所述开关管的第一端与直流母线的正极连接，所述桥臂的另一个所述开关管的第二端与所述直流母线的负极连接，且所述桥臂的一个所述开关管的第二端与所述桥臂的另一个所述开关管的第一端连接为所述桥臂的中点；
一个所述桥臂对应两个所述谐振电容、一个所述输出电感和一个所述滤波电容，一个所述谐振电容的第一端与所述直流母线的正极连接，另一个所述谐振电容的第二端与所述直流母线的负极连接，且一个所述谐振电容的第二端与另一个所述谐振电容的第一端与所述中点及所述输出电感的第一端连接，所述输出电感的第二端与所述滤波电容的第一端连接；
各所述滤波电容的第二端相互连接。
可选的，各所述滤波电容的第二端均接地。
可选的，所述控制器具体为数字信号处理器或现场可编程门阵列。
为解决上述技术问题，本发明还提供一种三相逆变器的控制方法，基于上述任意一项所述的控制器，包括：
在当前相产生并网电流后，检测所述当前相达到软开关条件后，控制与所述当前相对应的桥臂的主控开关管导通；
在所述当前相对应的桥臂的输出电感的电流峰值达到预设基准电流值时、或所述主控开关管的导通时间达到预设时间时，控制所述主控开关管关断；
当所述同步开关管的体二极管开始导通续流时，控制所述同步开关管导通以进行同步整流，并在所述当前相对应的桥臂的输出电感的电流值降为零时，控制所述同步开关管关断；
在所述当前相的死区时间内，所述当前相对应的桥臂的谐振电容、输出电感和滤波电容发生自然谐振时，当检测达到所述软开关条件后，返回所述控制与所述当前相对应的桥臂的主控开关管导通的步骤；
其中，所述主控开关管为所述当前相对应的桥臂首先开通的开关管，所述同步开关管为所述当前相对应的桥臂的另一个开关管。
可选的，在控制所述当前相对应的桥臂的开关管的开通与关断时，具体控制所述当前相对应的桥臂的输出电感的基波分量为工频正弦波，以使所述当前相的输出电流为正弦波。
可选的，所述控制所述当前相对应的桥臂的输出电感的基波分量为工频正弦波，以使所述当前相的输出电流为正弦波，具体为：
控制每个开关周期内所述平均等效电流值均呈正弦变化，以使所述当前相的输出电流为正弦波；
其中，所述开关周期为所述当前相产生并网电流的周期。
可选的，所述控制所述当前相对应的桥臂的输出电感的基波分量为工频正弦波，以使所述当前相的输出电流为正弦波，具体为：
对所述开关管进行变频控制，以使所述当前相的输出电流为正弦波。
可选的，所述预设基准电流满足下述公式：
Figure GDA0002635763750000031
其中，Iref为所述预设基准电流，Ton为所述主控开关管的开通时间，Toff为所述同步开关管的开通时间，T为开关周期，Ioutsin(ωt+θ)为所述当前相对应的桥臂的输出电感的一个所述开关周期在所述当前相的平均等效电流值，ω为电网工频，θ为所述预设基准电流和电网电压的相位差。
可选的，在控制所述当前相对应的桥臂的开关管的开通与关断时，通过控制所述相位差以进行功率因数调节。
可选的，所述通过控制所述相位差以进行功率因数调节，具体包括：
当进行完全有功输出控制时，控制所述相位差为零；
当进行非完全有功输出控制时，控制所述相位差不为零，并通过控制所述相位差以调节无功功率。
本发明所提供的三相逆变器，包括：三个桥臂，谐振电容，输出电感，滤波电容，以及控制器，各桥臂设有两个开关管，两个开关管的一端分别与直流母线的正、负极连接，另一端相连作为桥臂中点，各桥臂中点均连接两个谐振电容和输出电感，谐振电容的另一端分别连接直流母线的正、负极，输出电感另一端连接滤波电容，滤波电容另一端接地。通过输出电感和谐振电容组成谐振单元，无需增加开关管，为软开关的实现建立了谐振网络，相较于现有技术中三相逆变器的软开关实现方式，节约了电路器件，简化了控制流程，降低了系统的硬件和软件开销。
本发明还提供一种三相逆变器的控制方法，通过控制三相逆变器工作在断续模式下工作，利用谐振达到开关管零电压开通的状态，并且同时实现同步整流，降低了开关管的开关损耗和开关管内续流二极管的导通损耗，提高了转换效率的同时也减小了开关管所带来的电磁噪声。
附图说明
为了更清楚的说明本发明实施例或现有技术的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单的介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为现有技术中的第一种三相逆变器的电路图；
图2为现有技术中的第二种三相逆变器的电路图；
图3为现有技术中的第三种三相逆变器的电路图；
图4为本发明实施例提供的一种三相逆变器的电路图；
图5为本发明实施例提供的一种三相逆变器的控制方法的流程图；
图6为本发明实施例提供的一种三相逆变器的六个工作模态的示意图；
图7为本本发明实施例提供的一种三相逆变器的第一至第三工作模态的示意图；
图8为本发明实施例提供的第一至第三工作模态下各桥臂的驱动波形的示意图；
图9为本发明实施例提供的一种a相桥臂对应的桥臂中点电压和输出电感电流的波形图；
图10(a)为本发明实施例提供一种a相桥臂第一控制状态的示意图；
图10(b)为本发明实施例提供一种a相桥臂第二控制状态的示意图；
图10(c)为本发明实施例提供一种a相桥臂第三控制状态的示意图；
图10(d)为本发明实施例提供一种a相桥臂第四控制状态的示意图；
图10(e)为本发明实施例提供一种a相桥臂第五控制状态的示意图；
图11是本发明实施例提供的一种开关管的控制效果示意图；
图12为本发明实施例提供的一种完全有功输出时的波形示意图；
图13为本发明实施例提供的一种非完全有功输出时的波形示意图。
具体实施方式
本发明的核心是提供一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法，可以更为简易地实现三相逆变器的软开关，有效滤除高频开关谐波电流污染。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图4为本发明实施例提供的一种三相逆变器的电路图。
本发明实施例提供的三相逆变器包括：三个桥臂，谐振电容，输出电感，滤波电容，以及控制器；
其中，各桥臂均设有两个开关管，控制器分别与各开关管的控制端连接；桥臂的一个开关管的第一端与直流母线的正极连接，桥臂的另一个开关管的第二端与直流母线的负极连接，且桥臂的一个开关管的第二端与桥臂的另一个开关管的第一端连接为桥臂的中点；
一个桥臂对应两个谐振电容、一个输出电感和一个滤波电容，一个谐振电容的第一端与直流母线的正极连接，另一个谐振电容的第二端与直流母线的负极连接，且一个谐振电容的第二端与另一个谐振电容的第一端与中点及输出电感的第一端连接，输出电感的第二端与滤波电容的第一端连接；
各滤波电容的第二端相互连接。
记三相逆变器的a相对应的桥臂的两个开关管分别为Q1和Q2，对应的谐振电容为C1和C2，输出电感为L1，滤波电容为Ca；b相对应的桥臂的两个开关管分别为Q3和Q4，对应的谐振电容为C3和C4，输出电感为L2，滤波电容为Cb；c相对应的桥臂的两个开关管分别为Q5和Q6，对应的谐振电容为C5和C6，输出电感为L3，滤波电容为Cc。
则如图4所示，开关管Q1的第一端、开关管Q3的第一端和开关管Q5的第一端与直流母线Vdc的正极连接，开关管Q2的第二端、开关管Q4的第二端和开关管Q6的第二端与直流母线的负极连接，开关管Q1的第二端和开关管Q2的第一端连接为a相对应的桥臂的中点，开关管Q3的第二端和开关管Q4的第一端连接为b相对应的桥臂的中点，开关管Q5的第二端和开关管Q6的第一端连接为c相对应的桥臂的中点；输出电感L1的第一端、谐振电容C1的第二端、谐振电容C2的第一端与a相对应的桥臂的中点连接；输出电感L2的第一端、谐振电容C3的第二端、谐振电容C4的第一端与b相对应的桥臂的中点连接；输出电感L3的第一端、谐振电容C5的第二端、谐振电容C5的第一端与从c相对应的桥臂的中点连接；输出电感L1的第二端与滤波电容Ca的第一端连接，输出电感L2的第二端与滤波电容Cb的第一端连接，输出电感L3的第二端与滤波电容Cc的第一端连接；滤波电容Ca的第二端、滤波电容Cb的第二端和滤波电容Cc的第二端相互连接。
连续模式和断续模式可以根据开关管在高频开关(开通和关断)的时间内，输出电感上流过的电流是否为零来确定，即在下一个桥臂的开关管导通时，若前一桥臂中的输出电感的电流已减小为零，此时为断续模式，否则为连续模式。
现有技术中的三相变流实现软开关需要在主电路中添加辅助谐振网络，不管是添加在直流侧或是交流侧，这些辅助谐振网络电路复杂，往往带有开关管，为了实现谐振，工作状态变得繁多，增加了控制难度。同时这些开关管需要额外增加辅助电源和驱动电路，升高了整个系统的成本。而本发明实施例没有添加额外的开关管辅助谐振，利用输出电感充当谐振电感，为软开关的实现建立了谐振网络，使输出电感和谐振电容自然谐振，为开关管零电压开通创造了条件，继而可以在降低开关损耗、提高转换效率、减小EMI噪声的同时减小开关管应力，提高系统可靠性。由于不需要再设置较大的输出电感，多机并联系统(多台三相逆变器的输出端子连接到电网的同一接口)也能够稳定工作。
在具体实施中，控制器可以采用数字信号处理器(Digital Signal Process，DSP)或现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array，FPGA)或其他功能类似的控制器。开关管可以采用MOS管或IGBT或晶闸管等。
现有技术中三相逆变器各个桥臂的输出端的滤波电容的第一端与该桥臂的输出电感连接，第二端连接在一起，即如图1所示。当输出低功率时，由于三相逆变器的母线电压和输出电网电压是固定的，当电感值确定后，无论输出的功率是多少，电感上的高频开关谐波电流就固定了。随着输出功率的增加，高频开关谐波电流占总电流的比例逐渐减小，可以理解的是，当输出低功率时，高频开关谐波电流占比就会很大，这个时候要保证并网电流的总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)满足国家标准要求，必然需要增大输出电感以减小高频开关谐波电流，但是，增大电感又会带来新的问题，例如多机并联系统容易发生谐振。
故如图4所示，在本发明实施例中，将各个桥臂的滤波电容的第一端与该桥臂的输出电感连接，第二端直接与输入直流母线的负极连接(接地)。可见本发明实施例改变了三相逆变器的输出滤波方式，提供了合适的滤波器以及滤波回路，则输出滤波器主要为滤波电容，传统三相逆变器的输出滤波器为输出电感和滤波电容，相对于传统三相逆变器，本发明实施例提供的三相逆变器就不在受限于输出电感，无需增大电感。通过滤波电容为高频开关谐波电流形成了新的滤波回路，无论桥臂下方的功率管是关断还是开通，高频开关谐波电流均可通过该滤波回路完全从滤波电容流回输入直流母线，也就是说，该滤波回路能够很好地滤除高频开关谐波电流，从而输出无高频开关谐波电流污染的电网电流，即使在输出低功率时，也可以输出高质量的电网电流。并且，相较于现有技术中的三相逆变器来说，也无需设置较大的滤波电容。
受拓扑结构的限制，传统三相逆变器开关频率一般在20kHz以下，而本发明实施例通过滤波电容滤除了高频开关谐波电流，则本发明实施例提供的三相逆变器的开关频率可以达到200kHz以上，且能够保证电网电流波形质量。
上文详述了三相逆变器对应的各个实施例，在此基础上，本发明还公开了与上述三相逆变器对应的三相逆变器的控制方法。
图5为本发明实施例提供的一种三相逆变器的控制方法的流程图；图6为本发明实施例提供的一种三相逆变器的六个工作模态的示意图；图7为本本发明实施例提供的一种三相逆变器的第一至第三工作模态的示意图；图8为本发明实施例提供的第一至第三工作模态下各桥臂的驱动波形的示意图；图9为本发明实施例提供的一种a相桥臂对应的桥臂中点电压和输出电感电流的波形图；图10(a)为本发明实施例提供一种a相桥臂第一控制状态的示意图；图10(b)为本发明实施例提供一种a相桥臂第二控制状态的示意图；图10(c)为本发明实施例提供一种a相桥臂第三控制状态的示意图；图10(d)为本发明实施例提供一种a相桥臂第四控制状态的示意图；图10(e)为本发明实施例提供一种a相桥臂第五控制状态的示意图。
图10(a)～图10(e)为本申请所提供的一种实现软开关的三相逆变器的各个工作状态的示意图。
如图5所示，基于上述任意一项实施例中所述的控制器，本发明实施例提供的三相逆变器的控制方法包括：
S501：在当前相产生并网电流后，检测当前相达到软开关条件后，控制与当前相对应的桥臂的主控开关管导通。
S502：在当前相对应的桥臂的输出电感的电流峰值达到预设基准电流值时、或主控开关管的导通时间达到预设时间时，控制主控开关管关断。
S503：当同步开关管的体二极管开始导通续流时，控制同步开关管导通以进行同步整流，并在当前相对应的桥臂的输出电感的电流值降为零时，控制同步开关管关断。
S504：在当前相的死区时间内，当前相对应的桥臂的谐振电容、输出电感和滤波电容发生自然谐振时，返回步骤S501。
其中，主控开关管为当前相对应的桥臂首先开通的开关管，同步开关管为当前相对应的桥臂的另一个开关管。
在具体实施中，本发明实施例提供一种三相逆变器在断续模式下的三相输出。在本发明实施例中，无论是输出有功功率，还是输出无功功率，均是以三相输出电流过零点作为工作模态转换点。根据三相电流过零点，本发明实施例提供的三相逆变器可以分为六个工作模态。如图6所示，以a相电流ia的过零点为启动和终点为例，工作模态1、2、3为ia的正电流半周期，工作模态4、5、6为ia的负电流半周期。
本发明实施例中实现同步整流，每一相在每个工作模态有两个开关管工作，分别定义为主控开关管和同步开关管。其中，主控开关管负责控制对应的输出电感的电流波形，同步开关管在主控开关管关闭时开通，代替体二极管续流以减小损耗。
具体地，对于步骤S501来说，由于输出电感工作在断续模式下，任何时候开通开关管都满足零电流，则软开关条件为开关管两端电压为零。在产生三相并网电流的其中一相并网电流时，控制器在通过零电压检测电路检测到主控开关管两端电压为零时控制主控开关管开通。
对于步骤S502来说，在主控开关管开通后，相应的输出电感的电流增加，通过设置电流检测电路的方式来检测当前相对应的桥臂的输出电感的电流，在当前相对应的桥臂的输出电感的电流峰值达到预设基准电流值时，控制主控开关管关断。
此外，还可以通过预先计算在主控开关管开通后，当前相对应的桥臂的输出电感的电流峰值达到预设基准电流值的时间记为预设时间，当主控开挂管的导通时间达到预设时间时，控制主控开关管关断。
考虑到交流电网正负半周的对称性及三相交流电网的对称性，在工作模态1、2、3下各开关管的工作模式如图7所示，工作模态4、5、6可以以此类推。
按照三相交流电压电流的关系，控制与a相、b相和c相对应的开关管其中三个桥臂各自独立工作。在输出电流为正时，开关管Q1、开关管Q3、开关管Q5为主控开关管，开关管Q2、开关管Q4、开关管Q6为同步开关管。在输出电流为负时，开关管Q2、开关管Q4、开关管Q6为主控开关管，开关管Q1、开关管Q3、开关管Q5为同步开关管。根据图6，可以推导出在工作模态1、2、3下各开关管的工作模式如图7所示，工作模态4、5、6可以以此类推。在工作模态1、2、3下各桥臂的驱动信号的波形如图8所示，较宽的高电平信号是主控开关管的开通信号，较窄的高电平信号是同步开关管的开通信号。
以工作模态1的工作区间a相为例，从图6可知，此时主控开关管是Q1，同步开关管是Q2，则a相桥臂对应的桥臂中点电压Ua和输出电感L1的电流iL1的波形如图9所示。
基于图9，对a相桥臂主要有五个控制状态。
图9的t0～t1时段的控制状态如图10(a)所示，在t0时刻a相桥臂中点电压Ua谐振至波峰时，开通开关管Q1，此时，由于谐振电容C1两端电位上负下正出现反压，开关管Q1的体二极管开通，开关管Q1两端的直流母线电压Vdc和a相桥臂中点电压Ua的压差约为零，实现零电压开通。
图9的t1～t2时段的控制状态如图10(b)所示，在输出电感L1的电流iL1的峰值达到预设基准电流值或开关管Q1的开通时间达到预设时间时，关断开关管Q1，输出电感L1续流，使开关管Q2的体二极管导通。
图9的t2～t3时段的控制状态如图10(c)所示，当a相桥臂中点电压Ua降至最低，控制器驱动开关管Q2开通，开关管Q2开通后实现同步整流。
图9的t3～t4时段的控制状态如图10(d)所示，当流经开关管Q2的续流电流减小至零时，控制器对开关管Q2的驱动信号置低，使开关管Q2关断。电网对输出电感L1、谐振电容C2反向充电，电流iL1反向，在电流iL1到达反向峰值时，输出电感L1反向释放能量，输出电感L1的电压反向，使开关管Q1的体二极管导通，从而a相桥臂中点电压Ua被钳位为直流母线电压Vdc，从而输出电感L1的能量反馈到直流母线。
图9的t4～t5时段的控制状态如图10(e)所示，当输出电感L1的能量释放完毕，输出电感L1、谐振电容C2和滤波电容Ca以及输出电感L1、谐振电容C1、直流母线和滤波电容Ca形成两个谐振回路，发生自然谐振，其中，滤波电容Ca被电网钳位不参与谐振。在t4～t5时段中，在波峰开通开关管Q1以进入下个开关周期，或在波谷开通开关管Q1以进入工作模态4。
可以理解的是，在其他工作模态及其他工作区间下对相应的主控开关管和同步开关管的控制方式可以参考图9、图10(a)～图10(e)设置，在此不再赘述。
在上述实施例的基础上，对应电网工频，在控制当前相对应的桥臂的开关管的开通与关断时，具体控制当前相对应的桥臂的输出电感的基波分量为工频正弦波，以使当前相的输出电流为正弦波。
在具体实施中，可以通过控制每个开关周期内平均等效电流值均呈正弦变化，以使当前相的输出电流为正弦波；其中，开关周期为当前相产生并网电流的周期。
或者，还可以通过对对开关管进行变频控制，以使当前相的输出电流为正弦波。
图11是本发明实施例提供的一种开关管的控制效果示意图；图12为本发明实施例提供的一种完全有功输出时的波形示意图；图13为本发明实施例提供的一种非完全有功输出时的波形示意图。
在上述实施例中，通过主控开关管控制输出电感输出的电流，主控开关管的开关节点需参照预设基准电流。
本发明实施例提供一种以预设基准电流为参考来控制主控开关管的具体实施方式，如图11所示，若采用基准电流的方式来控制主控开关管在主控开关管开通后，相应的输出电感的电流iL增加。设置电流检测电路检测当前相对应的桥臂的输出电感的电流iL，在输出电感的电流iL峰值与预设基准电流Iref的值相等时，关断主控开关管，这段开通时间记为ton。
主控开关管关断后开始续流，电流iL下降，经过toff时间降到零后经过一段死区时间后再开通开关管。ton、toff和死区时间的总和为一个开关周期T，1/T为开关频率。
若采用预设时间的方式来控制主控开关管，则预先计算得到ton的基准值，在主控开关管开通后，通过计时器计时ton后，认为输出电感的电流iL峰值与预设基准电流Iref的值相等。
则上述实施例中所述的通过对开关管进行变频控制，以使当前相的输出电流为正弦波，即为控制在不同的相位，开关周期T的值不同，以使当前相的输出电流为正弦波。另外，可以指定在主控开关管关断后的第几个波峰或波谷进入下个开关周期，即通过控制死区时间的长度来控制开关的频率。
需要说明的是，预设基准电流的半个周期里，可能会控制开关管进行上千次启停，图11为简略画法。
在本发明实施例提供的三相逆变器的控制方法中，预设基准电流满足下述公式：
Figure GDA0002635763750000121
其中，Iref为预设基准电流，Ton为主控开关管的开通时间，Toff为同步开关管的开通时间，T为开关周期，Ioutsin(ωt+θ)为当前相对应的桥臂的输出电感的一个开关周期在当前相的平均等效电流值，ω为电网工频，θ为预设基准电流和电网电压的相位差。
需要说明的是，为了满足开关管零电压开通的时机，
Figure GDA0002635763750000122
并非固定值。故虽然为了保证输出电流质量，通过控制每个开关周期内平均等效电流值均呈正弦变化，以使当前相的输出电流为正弦波，但预设基准电流的波形并非正弦波，即输出电感的平均等效电流值与预设基准电流的变化不同。
在此基础上，在控制当前相对应的桥臂的开关管的开通与关断时，通过控制相位差以进行功率因数调节。
在具体实施中，当进行完全有功输出控制时，控制相位差为零；当进行非完全有功输出控制时，控制相位差不为零，并通过控制相位差以调节无功功率。
在三相逆变器完全有功输出时，输出电流和电网的相位完全相同。以本发明实施例提供的图12所示，预设基准电流Iref和电网电压Ugrid的相位完全相同时，相位差为零即Δθ＝0，即过零点都相同，正负也相同。基于上文描述的控制方式，输出电流iL与预设基准电流Iref的相位相同，也就是和电网电压Ugrid的相位相同即Δθ＝0，实现完全有功输出
当要求输出无功或者是进行功率因数调节的时候，要求输出电流Iref和电网电压Ugrid的相位不同。以本发明实施例提供的图13所示，预设基准电流Iref和电网电压Ugrid的相位不同即Δθ≠0，过零点错开。基于上文描述的控制方式，输出电流iL与预设基准电流Iref的相位相同，则输出电流iL与电网电压Ugrid的相位不同即Δθ≠0，实现输出无功，通过设定，预设基准电流Iref和电网电压Ugrid之间的相位差Δθ，就可以调节无功功率的大小。
以上对本发明所提供的一种三相逆变器及三相逆变器的控制方法进行了详细介绍。说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明权利要求的保护范围内。
还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

Claims (1)

1.一种三相逆变器的控制方法，其特征在于，应用于三相逆变器中的控制器，包括：
在当前相产生并网电流后，检测所述当前相达到软开关条件后，控制与所述当前相对应的桥臂的主控开关管导通；
在所述当前相对应的桥臂的输出电感的电流峰值达到预设基准电流值时、或所述主控开关管的导通时间达到预设时间时，控制所述主控开关管关断；
当同步开关管的体二极管开始导通续流时，控制所述同步开关管导通以进行同步整流，并在所述当前相对应的桥臂的输出电感的电流值降为零时，控制所述同步开关管关断；
在所述当前相的死区时间内，所述当前相对应的桥臂的谐振电容、输出电感和滤波电容发生自然谐振时，当检测达到所述软开关条件后，返回所述控制与所述当前相对应的桥臂的主控开关管导通的步骤；
其中，所述主控开关管为所述当前相对应的桥臂首先开通的开关管，所述同步开关管为所述当前相对应的桥臂的另一个开关管；
所述三相逆变器包括：三个所述桥臂，所述谐振电容，所述输出电感，所述滤波电容，以及所述控制器；
其中，各所述桥臂均设有两个所述开关管，所述控制器分别与各所述开关管的控制端连接；所述桥臂的一个所述开关管的第一端与直流母线的正极连接，所述桥臂的另一个所述开关管的第二端与所述直流母线的负极连接，且所述桥臂的一个所述开关管的第二端与所述桥臂的另一个所述开关管的第一端连接为所述桥臂的中点；
一个所述桥臂对应两个所述谐振电容、一个所述输出电感和一个所述滤波电容，一个所述谐振电容的第一端与所述直流母线的正极连接，另一个所述谐振电容的第二端与所述直流母线的负极连接，且一个所述谐振电容的第二端与另一个所述谐振电容的第一端与所述中点及所述输出电感的第一端连接，所述输出电感的第二端与所述滤波电容的第一端连接；
各所述滤波电容的第二端相互连接，各所述滤波电容的第二端均接地；
所述控制器具体为数字信号处理器或现场可编程门阵列；
在控制所述当前相对应的桥臂的开关管的开通与关断时，具体控制所述当前相对应的桥臂的输出电感的基波分量为工频正弦波，以使所述当前相的输出电流为正弦波；具体为：控制每个开关周期内平均等效电流值均呈正弦变化，以使所述当前相的输出电流为正弦波；其中，所述开关周期为所述当前相产生并网电流的周期；或具体为：对所述开关管进行变频控制，以使所述当前相的输出电流为正弦波；
所述预设基准电流满足下述公式：
Figure DEST_PATH_IMAGE002
；
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE004
为所述预设基准电流，
Figure DEST_PATH_IMAGE006
为所述主控开关管的开通时间，
Figure DEST_PATH_IMAGE008
为所述同步开关管的开通时间，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
为开关周期，
Figure DEST_PATH_IMAGE012
为所述当前相对应的桥臂的输出电感的一个所述开关周期在所述当前相的平均等效电流值，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为电网工频，
Figure DEST_PATH_IMAGE016
为所述预设基准电流和电网电压的相位差；
在控制所述当前相对应的桥臂的开关管的开通与关断时，通过控制所述相位差以进行功率因数调节；具体包括：当进行完全有功输出控制时，控制所述相位差为零；当进行非完全有功输出控制时，控制所述相位差不为零，并通过控制所述相位差以调节无功功率。
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