CN103219896A - 三相高压级联型ac-dc-ac双向变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器及其控制方法，其基本级联单元由两个背靠背的单相桥式逆变器组成。一边单相桥式逆变器进行PWM整流稳压吸收能量，一边单相桥式逆变器进行PWM逆变释放能量，实现了有功能量的转移；将N个级联单元的输入级和输出级分别串联，通过采用多电平PWM调制技术实现输入级联型多电平PWM整流和输出级联型多电平PWM逆变。此种结构能直接实现高压交交变换，能够实现能量的双向流动，可以广泛应于高压变频。与传统的高压变频器相比，本发明的高压级联型AC-DC-AC双向变换器不需要移相变压器，可以直接进行高压变换，采用PWM整流技术，实现了高功率因数整流，提高了配电网的电能质量。

Description

三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种三相变换器,特别是一种大功率三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器及其控制方法。

背景技术

传统的交流电压变换采用电磁变压器技术，低频电磁变压器广泛应用于工矿企业、科研院所和大学实验室等领域，实现了AC/AC变压与电气隔离等功能，功率传递效率高。但传统的电磁变压器体积大且笨重、音频噪音大、无稳压功能、对非线性负载(如典型的二极管整流、电容滤波电路)供电时谐波污染电网现象严重，满足不了电气电子设备小型化的需要。

随着电力电子技术的发展，各种功率变换装置应用而生。电力电子装置种类繁多，交流－交流变换（AC/AC变换）是一种用应很广泛的功率变换装置。利用半导体开关型电力变换电路，可以将一种频率、电压、波形的电能变换为另一种频率、电压、波形的电能，再对负载供电，可以大大提高用电效率和经济效益。AC/AC变换器主要可分为可控硅相控变频器、具有谐振交流环节的AC/AC变换器、矩阵变换器和间接AC-DC-AC变换器。

尤其在大功率高压变频方面，间接AC-DC-AC型交交变换器是目前的主流交交变换技术。目前大功率高压变频的最通用结构是前级采用多重化整流，后级采用功率单元串联形成多电平输出。输入侧采用大功率移相降压变压器组，通过多重化移相整流方式，将三相高压交流转换成多个低压直流源，这样可有效降低不可控整流器对电网产生的谐波污染。输出侧采用PWM逆变器和多电平PWM调制技术，将多个低压功率单元串联实现高压输出，可适用于任何电压的普通电机。同时，在某个功率单元出现故障时，可自动退出系统，而其余的功率单元可继续保持电机的运行，减少停机所造成的损失。但是，该种结构仍然采用移相变压器，具有结构复杂、体积大，效率低、可靠性差等缺点。前级采用不可控整流，会产生一定量的谐波电流，为抑制谐波分量而加装的滤波器还带来附加损耗，故其长期运行费用相对较高。同时有功能量不能双向流动，不能进行电机的能量回馈控制。随着高压变频技术的发展，特别是新的大功率可关断器件的成功研制和高压变频技术的发展，该种高一低一高变频调速方式由于其自身的缺点，在今后的发展中有被淘汰的趋势。

图1为传统的输出单元级联型多电平高压变频器。

该结构前级采用多重化整流，后级采用功率单元串联形成多电平输出是目前大功率高压变频的最通用结构。输入侧首先采用移相降压变压器组，通过移相方式实现多重化整流，将三相高压交流转换成多个低压直流源，这样可有效降低不可控整流器对电网产生的谐波污染。输出侧采用单相PWM逆变器将直流电转换成交流电，然后利用多电平PWM调制技术将多个低压的功率单元串联实现高压输出，可适用于任何电压等级的普通电机。该种结构仍然采用多个移相变压器，具有结构复杂、体积大，效率低、可靠性差等缺点。同时前级采用不可控整流，谐波含量高。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器及其控制方法，减小变换器的体积和损耗，实现能量的高效变换与双向传输，降低谐波，提高电网的电能质量。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器，包括三个输入滤波电感、输入侧三相级联型多电平PWM整流器、输出侧三相级联型多电平PWM逆变器和三个输出滤波电感，其特征在于，所述输入侧三相级联型多电平PWM整流器通过三个输入滤波电感连接电网，所述输出侧三相级联型多电平PWM逆变器通过三个输出滤波电感连接负载或者下级电网；所述输入侧三相级联型多电平PWM整流器的每一相由若干个级联单元的输入侧串联组成，所述三相输出侧级联型多电平PWM逆变器的每一相由所述若干个级联单元的输出侧串联组成，所述级联单元包括两个单相桥式逆变器，所述单相桥式逆变器的交流侧与隔离变压器连接，所述两个单相桥式逆变器的直流侧通过公共电容连接在一起。

一种三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的控制方法，该方法为：

1）分别检测A、B、C三相级联单元直流侧电容电压的平均值U_avea、U_aveb、U_avec：U_avea=∑u_dan/N，U_aveb=∑u_dbn/N，U_avec=∑u_dcn/N，其中u_dxn,x∈[a,b,c]分别表示A，B，C三相第n个级联单元的直流侧电压值，N为每相级联单元级联数量；

2）将A，B，C三相的级联单元直流侧电容电压参考信号分别与A，B，C三相的级联单元直流侧电容电压平均值相减，相减后的值进行PI调节后与A，B，C三相级联单元的电压同步信号相乘，得到A，B，C三相级联单元直流侧电容电压的调节指令i_pa，i_pb，i_pc；

3）将直流侧电容电压的调节指令i_pa，i_pb，i_pc分别与期望的三相无功和有功指令信号i_ar，i_br，i_cr叠加，得到电流内环的参考指令信号

4）将电流内环的参考指令信号

与检测到的三相输出电流i_a，i_b，i_c相减，得到电流跟踪误差信号e_a，e_b，e_c，电流跟踪误差信号e_a，e_b，e_c经过PI调节后得到A，B，C三相的调制波信号u_a，u_b，u_c；

5）利用上述调制波信号u_a，u_b，u_c得到A，B，C三相的各级联单元实际调制波信号

6）将上述实际调制波信号

送入移相载波调制单元，得到A，B，C三相各个级联单元的PWM驱动信号，并驱动功率开关管输出期望的电压电流信号。

所述步骤5）中，实际调制波信号

和

的计算过程如下：

1）将检测到的A，B，C三相级联单元直流侧电容电压平均值U_avex,x∈[a,b,c]分别与每相内第n个级联单元直流侧电容电压u_dxn,x∈[a,b,c]相减后进行P调节，然后与每相的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘，得到每相第n个级联单元的直流侧电容电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]；

2）将直流侧电容电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]叠加到每相的调制波信号u_a，u_b，u_c上，得到每相的第n个级联单元的实际调制波信号

$u_a^{*}=(u_a+{\mathrm{\Δu}}_{a1},...,u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{an}},...,u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{aN}}),$ $u_b^{*}=(u_b+{\mathrm{\Δu}}_{b1},...,u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bn}},...,u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bN}}),$ $u_c^{*}=(u_c+{\mathrm{\Δu}}_{c1},...,u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cn}},...,u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cN}});$ 其中

分别表示A，B，C三相的第n个级联单元的实际调制波信号。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明的三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器由输入级联型多电平PWM整流器和输出级联型多电平PWM逆变器组成，输入和输出可以直接进行高压变换，无需移相降压变压器，能大大减少装置的体积和损耗，实现能量的高效变换与传输；由于输入和输出均采用的PWM变换技术，可以实现系统的四象限运行，实现有功能量的双向变换，同时采用PWM整流技术实现了输入级的高功率因数整流，大大减小了变换器的谐波污染，改善了电网的电能质量。

附图说明

图1为传统的输出单元级联型多电平高压变频器结构意图；

图2为本发明一实施例三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器拓扑结构图；

图3为本发明一实施例级联单元电路图；

图4为本发明一实施例三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的控制框图；

图5为本发明一实施例三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的相内电压平衡控制框图。

具体实施方式

如图2所示，本发明一实施例三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器包括三个输入滤波电感，输入级联型多电平PWM整流器，输出级联型多电平PWM逆变器和三个输出滤波电感，输入侧级联型多电平PWM整流器通过输入滤波电感连接电网，输出侧级联型多电平PWM逆变器通过输出滤波电感连接负载或者下级电网。该结构的基本级联单元为两个背靠背连接的单相桥式逆变器。通过采用多电平PWM调制技术，输入侧单相桥式逆变器串联实现高压整流，输出侧单相桥式逆变器串联实现高压输出。同理，其他两相的结构相同。级联单元中的两个单相桥式逆变器通过公用的直流侧电容形成了背靠背结构，可以实现一边PWM整流和一边PWM逆变功能，这样可以实现电网的高功率因数运行、同时可以实现有功能量的动态转移，动态补偿无功、负序和谐波。该高压级联型变频结构不需要工频移相变压器，可以大大降低高压变频装置的体积和损耗，同时大大提高了电网的电能质量。

参见图3，为本发明基于单相半桥逆变器的级联单元。

该三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的级联单元是由两个背靠背连接的单相半桥逆变器组成，而两个背靠背的单相半桥逆变器通过公用直流侧电压连接在一起，两单相半桥逆变器接隔离变压器输出。输入级单相全桥逆变器由功率开关管T_al，T_a2，以及直流侧电容C₃和C₄组成；输出级单相全桥逆变器由功率开关管T_A1，T_A2，以及直流侧电容C₁和C₂组成。这样，该种级联单元通过一边PWM整流和一边PWM逆变功能，可以实现有功能量的动态转移，同时可以实现电网的高功率因数运行、动态补偿无功、负序和谐波。

参见图4，为本发明三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的控制框图。

由于输入级联型多电平PWM整流器和输出级联型多电平PWM逆变器结构对称，两者的控制框图类似。从整体上讲，三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的控制框图由电压外环，电流内环，相内电压平衡控制环及移相载波调制单元组成。

首先分别检测A、B、C三相的级联单元直流侧电容电压的平均值，有如下表达：U_avea=∑u_dan/N，U_aveb=∑u_dbn/N，U_avec=∑u_dcn/N。其中u_dxn,x∈[a,b,c]分别表示A，B，C三相第n个级联单元的直流侧电压值，N为每相级联单元级联数量。

直流侧电容电压参考信号

分别与A，B，C三相的级联单元直流侧电容电压平均值相减，然后进行PI调节，再与A，B，C三相的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘可得三相直流侧电压的调节指令i_pa，i_pb，i_pc。

三相直流侧电压的调节指令i_pa，i_pb，i_pc分别与期望的三相无功和有功指令信号i_ar，i_br，i_cr叠加之后，可以得到电流内环的参考指令信号

输入级联型多电平PWM整流器和输出级联型多电平PWM逆变器分别通过叠加对应的有功指令信号，可以实现有功能量的转移。同时可以分别叠加一定的无功指令电流，这样输入级联型多电平PWM整流器和输出级联型多电平PWM逆变器可以分别向所连接电网补偿相应的无功功率。

电流内环指令信号

与检测到三相输出电流i_a，i_b，i_c相减可以得到电流跟踪误差信号e_a，e_b，e_c，电流的跟踪误差信号经过PI调节可以得到A，B，C三相的调制波信号u_a，u_b，u_c。

调制波信号u_a，u_b，u_c经过相内直流侧电压平衡控制可以得到A，B，C三相的各级联单元实际调制波信号 $u_a^{*}=(u_{a1}^{*},...,u_{\mathrm{an}}^{*},...,u_{\mathrm{aN}}^{*}),$ $u_b^{*}=(u_{b1}^{*},...,u_{\mathrm{bn}}^{*},...,u_{\mathrm{bN}}^{*}),$ $u_c^{*}=(u_{c1}^{*},...,u_{\mathrm{cn}}^{*},...,u_{\mathrm{cN}}^{*}).$ 其中

分别表示A，B，C各相的第n个级联单元的实际调制波。

最后将三相的实际调制波信号

送入移相载波调制单元，可以得到A，B，C三相各个功率级联单元的PWM驱动信号，并驱动功率开关管输出期望的电压电流信号。

如果级联单元采用单相全桥逆变器，则单相全桥逆变器采用单极性调制方法，对于同一相的N个级联单元，每个单元的载波相角相差π/N；如果级联单元采用单相半桥逆变器，则单相半桥逆变器采用双极性调制方法，对于同一相的N个级联单元，每个单元的载波相角相差2π/N。

参见图5，为本发明三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的相内电压平衡控制框图。

该相内电压平衡控制的目的是实现本相内各个直流侧电容电压的动态平衡。将检测到各相直流侧电压平均值U_avex,x∈[a,b,c]分别与每相内第n个级联单元直流侧电容电压u_dxn,x∈[a,b,c]相减然后进行P调节，然后与每相的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘，可以得到第n个级联单元的直流侧电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]，将该信号叠加到每相的调制波信号u_a，u_b，u_c上，则可以得到每相第n个级联单元的实际调制波信号，则有：

$u_a^{*}=(u_a+{\mathrm{\Δu}}_{a1},...,u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{an}},...,u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{aN}}),$ $u_b^{*}=(u_b+{\mathrm{\Δu}}_{b1},...,u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bn}},...,u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bN}}),$ $u_c^{*}=(u_c+{\mathrm{\Δu}}_{c1},...,u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cn}},...,u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cN}}).$

Claims (4)

1.一种三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器，包括三个输入滤波电感、输入侧三相级联型多电平PWM整流器、输出侧三相级联型多电平PWM逆变器和三个输出滤波电感，其特征在于，所述输入侧三相级联型多电平PWM整流器通过三个输入滤波电感连接电网，所述输出侧三相级联型多电平PWM逆变器通过三个输出滤波电感连接负载或者下级电网；所述输入侧三相级联型多电平PWM整流器的每一相由若干个级联单元的输入侧串联组成，所述三相输出侧级联型多电平PWM逆变器的每一相由所述若干个级联单元的输出侧串联组成，所述级联单元包括两个单相桥式逆变器，所述单相桥式逆变器的交流侧与隔离变压器连接，所述两个单相桥式逆变器通过直流侧电容连接。

2.根据权利要求1所述的三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器，其特征在于，所述单相桥式逆变器为单相全桥逆变器或单相半桥逆变器。

3.一种权利要求1或2所述三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的控制方法，其特征在于，该方法为：

1）分别检测A、B、C三相级联单元直流侧电容电压的平均值U_avea、U_aveb、U_avec：U_avea=∑u_dan/N，U_aveb=∑u_dbn/N，U_avec=∑u_dcn/N，其中u_dxn,x∈[a,b,c]分别表示A，B，C三相第n个级联单元的直流侧电压值，N为每相级联单元级联数量；

2）将A，B，C三相的级联单元直流侧电容电压参考信号

分别与A，B，C三相的级联单元直流侧电容电压平均值相减，相减后的值进行PI调节后与A，B，C三相级联单元的电压同步信号相乘，得到A，B，C三相级联单元直流侧电容电压的调节指令i_pa，i_pb，i_pc；

3）将直流侧电容电压的调节指令i_pa，i_pb，i_pc分别与期望的三相无功和有功指令信号i_ar，i_br，i_cr叠加，得到电流内环的参考指令信号

4）将电流内环的参考指令信号

与检测到的三相输出电流i_a，i_b，i_c相减，得到电流跟踪误差信号e_a，e_b，e_c，电流跟踪误差信号e_a，e_b，e_c经过PI调节后得到A，B，C三相的调制波信号u_a，u_b，u_c；

5）利用上述调制波信号u_a，u_b，u_c得到A，B，C三相的各级联单元实际调制波信号

6）将上述实际调制波信号

送入移相载波调制单元，得到A，B，C三相各个级联单元的PWM驱动信号，并驱动功率开关管输出期望的电压电流信号。

4.根据权利要求3所述的三相高压级联型AC-DC-AC双向变换器的控制方法，其特征在于，所述步骤5）中，实际调制波信号

和的计算过程如下：

1）将检测到的A，B，C三相级联单元直流侧电容电压平均值U_avex,x∈[a,b,c]分别与每相内第n个级联单元直流侧电容电压u_dxn,x∈[a,b,c]相减后进行P调节，然后与每相的电压同步信号syn_x,x∈[a,b,c]相乘，得到每相第n个级联单元的直流侧电容电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]；

2）将直流侧电容电压调节指令Δu_xn,x∈[a,b,c]叠加到每相的调制波信号u_a，u_b，u_c上，得到每相的第n个级联单元的实际调制波信号

$u_a^{*}=(u_a+{\mathrm{\Δu}}_{a1},...,u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{an}},...,u_a+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{aN}}),$ $u_b^{*}=(u_b+{\mathrm{\Δu}}_{b1},...,u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bn}},...,u_b+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bN}}),$ $u_c^{*}=(u_c+{\mathrm{\Δu}}_{c1},...,u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cn}},...,u_c+{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{cN}});$ 其中

分别表示A，B，C三相的第n个级联单元的实际调制波信号。

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