CN104380586A - 功率转换装置 - Google Patents

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Abstract

功率转换装置包括：变压器(20n)，该变压器(20n)包括一次绕组和二次绕组，该一次绕组与输入端子(R、S、T)相连接，该二次绕组由多个相互绝缘的单相开式绕组构成；多个转换器单元(30Xn)，该多个转换器单元(30Xn)与变压器(20n)的二次绕组相连接；以及控制电路(601)，该控制电路(601)对开关元件的导通/断开进行控制。转换器单元(30Xn)包括具备开关元件的整流器(3a)和逆变器(3b)，输入端通过与各单相开式绕组相连接，从而经由变压器(20n)相对于各相的输入端子(R、S、T)相互并联连接，输出端相对于各相的输出端(U、V、W)相互串联连接，进行三电平以上的电压转换。

Description

功率转换装置
技术领域
本发明涉及将交流功率转换成交流功率的功率转换装置，例如涉及应用于可变速地驱动电动机的装置的功率转换装置。
背景技术
图17表示现有的第一功率转换装置的电路结构的一个示例。图17的功率转换装置以向与输出端子相连接的电动机输出高压的输出电压为目的，具有各交流端子串联连接的多台单相转换器。以向上述多台单相转换器供电为目的，利用具有多个线圈的变压器和多台二极管整流器生成相互绝缘的多个直流电源，并分别与上述单相转换器的直流部相连接。此外，以抑制输入侧的高次谐波电流为目的，上述变压器成为具有彼此相位产生偏移的多个绕阻3～11的变压器(移相变压器)(例如参照专利文献1)。
另一方面，图18表示现有的第二功率转换装置的电路结构的一个示例。图18的功率转换装置使用具有共用的直流电压的多台三相转换器和三相变压器并进行多路复用，具有将变压器的二次绕阻作为开式绕组而串联连接的电路结构(例如参照专利文献2)。
并且，图19表示现有的第三功率转换装置的电路结构的一个示例。图19的功率转换装置中，单相变压器的一次侧与其它的单相变压器多路串联连接，其端末与输入端子相连接，上述单相变压器的二次侧绕组分别与图20所示的具有单相全桥的整流器/逆变器的转换器单元相连接，该单相全桥的整流器/逆变器由能输出双电平的电压的支路构成。逆变器的交流端子与其它逆变器的交流端子多路串联连接(例如参照专利文献3)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利第5,625,545号公报(图1)
专利文献2：日本专利第3019655号公报(图1)
专利文献3：日本专利特开2009-106081号公报(图1、图2)
发明内容
发明所要解决的技术问题
图17的第一功率转换装置中，为了抑制输入侧的高次谐波电流，需要具备相位相互偏移的多个绕组的变压器(移相变压器)。这种变压器结构复杂，因此存在大型、高成本的问题。此外，还具有以下缺点：即、因二极管整流器而导致功率流被限制在一个方向。
在图18的第二功率转换装置中，由于在输出侧使用变压器，因此设想当输出侧与电动机等需要电压变化的负载相连接时，由于担心变压器的磁饱和而运行会受到限制。具体而言，认为功率转换装置无法输出低频率的电压。此外，为了生成共用的直流电源，探讨使用二极管整流器、开关元件的自换流式整流器(self-commutated converter)等结构，但在由高压电源生成直流电源时，设想会具有如下问题：需要追加变压器，特别是为了降低高次谐波而需要移相变压器。
并且，在图19的第三功率转换装置中，使用自换流式的整流器，因此能具有双向的功率流，但由于使用单相变压器，因此变压器的台数增多。此外，直接串联连接单相变压器，因此在整流器不输出电压的情况下，无法对变压器的一次侧电压进行适当分压。专利文献3中也具有使用5脚铁心的三相变压器来取代单相变压器的记载。
但是，即使使用5脚铁心，由于没有实施绕组的第四只脚及第五只脚的铁心截面积是有限的，因此若不考虑磁饱和来进行控制，则可能会产生磁饱和。防止磁饱和，并同时控制输入电流、输出电压、各转换器单元的直流母线电压的方法并非是已知的，因此担心其可靠性。并且，使用能向转换器单元输出双电平电压的支路，因此具有每一个单元的输出电压较小，转换器单元的台数、变压器的台数增多的缺点。
本发明是为了解决上述问题而完成的，其目的在于获得一种功率转换装置，该功率转换装置无需结构复杂的移相变压器，能抑制变压器台数的增加并能进行再生动作，且其可靠性较高、小型、轻量、低成本。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明所涉及的功率转换装置是在多相交流的输入端子与多相交流的输出端子之间进行功率转换的功率转换装置，包括：变压装置，该变压装置包括一次绕组和二次绕组，其中，该一次绕组与所述输入端子相连接，该二次绕组由相互绝缘的多个单相开式绕组构成；多个转换器单元，该多个转换器单元包括开关元件，其输入端与各所述单相开式绕组相连接，输出端相互串联并与各相的所述输出端子相连接，以进行单相交流/单相交流的转换；以及控制电路，该控制电路对所述开关元件的导通/断开进行控制。然后，各所述转换器单元包括：电容器串联体；将来自所述输入端的单相交流电压转换成三电平以上的直流电压并输出至所述电容器串联体的整流器；以及将来自所述电容器串联体的直流电压转换成单相交流电压并输出至所述输出端的逆变器。
发明效果
本发明所涉及的功率转换装置如上所述那样构成，因能以简便轻量的结构构成变压装置。此外，转换器单元能改善电压波形，并能实现高电压规格，因此，能在抑制高次谐波分量的产生的同时，降低所需的台数，从而能实现小型、轻量、低成本的功率转换装置。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的功率转换装置的主要电路结构的电路图。
图2是表示实施方式1的变压器的绕组结构的图。
图3是表示实施方式1的转换器单元的主要电路结构的图。
图4是对实施方式1的控制电路的内部结构进行说明的图。
图5是表示实施方式1的控制电路内的输入电流控制部的框图。
图6是表示实施方式1的控制电路内的输出电压控制部的框图。
图7是表示实施方式1的控制电路内的平均电压控制部的框图。
图8是表示实施方式1的控制电路内的相间平衡控制部的框图。
图9是表示实施方式1的控制电路内的相内平衡控制部的框图。
图10是表示实施方式1的控制电路内的单元内平衡控制部的框图。
图11是表示实施方式1的控制电路内的调制部的框图。
图12是对实施方式1的整流器一侧的PWM控制器的动作进行说明的时序图。
图13是对实施方式1的逆变器一侧的PWM控制器的动作进行说明的时序图。
图14是对实施方式1的PWM控制器所使用的三角波载波的相位关系进行说明的时序图。
图15是表示本发明的实施方式2的功率转换装置的主要电路结构的电路图。
图16是表示实施方式2中的变压器的绕组结构的图。
图17是表示现有的第一功率转换装置的电路结构的一个示例的电路图。
图18是表示现有的第二功率转换装置的电路结构的一个示例的电路图。
图19是表示现有的第三功率转换装置的电路结构的一个示例的电路图。
图20是表示现有的第三功率转换装置的转换器单元的电路图。
具体实施方式
实施方式1.
图1示出本发明的实施方式1的功率转换装置的主要电路结构的一个示例。图1示出功率转换装置的输入端子R、S、T与三相电压源101相连，输出端子U、V、W与三相电动机401相连的示例。即，图1示出将本发明的功率转换装置应用为电动机驱动装置的示例。
本发明的实施方式1的功率转换装置的主电路包括：由多个变压器20n(n＝1，2，3，…)构成的变压装置、以及多个转换器单元30Xn(X＝U，V，W，…、n＝1，2，3，…)。本发明中，施加于输入端子、输出端子的多相交流并不限于三相。也能将本申请发明应用于例如包括3台二相/二相的变压器和6台转换器单元，并将来自输入端子的二相交流转换成三相交流并从输出端子输出的装置。此外，转换器单元的串联数n也不限于3。
本实施方式1的图1的示例中，电压源101、电动机401均为三相交流，使用3台变压器201、202、203和每一相3台、合计9台转换器单元30U1、30U2、30U3、30V1、30V2、30V3、30W1、30W2、30W3，以该示例进行以下说明。此外，包括控制电路601，该控制电路601对功率转换装置内的开关元件的导通/断开进行控制。
图2(a)是表示变压器20n的绕组结构的一个示例的图，其详细结构如图2(b)所示。变压器20n的一次绕组具有三相的星形联接(Y联接)的绕组结构，各端子与功率转换装置的输入端子R、S、T相连接。一次绕组可以使用三角形联接(Δ联接)，在施加于变压器20n的二次绕组的电压总和不为零的情况下，三角形联接内有循环电流流动，损耗增大。由此，优选为一次绕组为星形联接。
二次绕组为多个相互绝缘的单相开式绕组。一次侧的端子R、S、T与星形联接的中性点N之间的电压，即、与R-N间、S-N间、T-N间的电压相对应且依赖于匝数比的电压在二次绕组中的Rs-Na间、Ss-Nb间、Ts-Nc间产生。由于二次绕组是开式绕组，因此每一个二次绕组中生成一个绝缘的电压源。因此，无需如图17所示的现有的第一功率转换装置那样，为了生成一个绝缘电压源而需要3个以上的二次绕组。
另外，以实现后述的输入电流控制部610为目的，一次绕组与二次绕组合计的漏电感优选设计为具有5％以上的％阻抗。
电流的控制性主要与％阻抗(转换器单元30Xn的输出侧的电感分量)及开关频率相关，双方均较大时控制性较高。即，％阻抗成为决定电流的控制性的重要因素。一般而言，若考虑作为目标的电压等级/容量带(6.6kV、1MVA等)，则开关频率被一定程度限制，因此％阻抗在5％～10％左右较为恰当。
此外，变压器20n的铁心使用三脚以上的铁心。在三脚铁心的脚上分别卷绕有绕组的情况下，当各绕组的合计电压不为零时，可能会引起磁饱和。因此，优选使用四脚或五脚铁心。但，追加的脚(第四只脚或第五只脚)的有效截面积是有限的，因此为了不引起后述的控制电路601中的磁饱和，需要进行控制。
图3(a)所示的转换器单元30Xn的主电路的详细结构在图3(b)中示出。转换器单元30Xn包括具有能输出三电平以上的电压的支路的单相全桥的整流器3a和逆变器3b，进行单相交流/单相交流的转换。整流器3a的直流端子与逆变器3b的直流端子分别与电容器串联体CP-CN相连。在图3所示的转换器单元30Xn的示例以二极管钳位形三电平转换器的电路为基本，该二极管钳位形三电平转换器的电路中，串联连接分别与回流二极管FD反向并联连接的4个开关元件SW，并利用钳位二极管CD与中性点相连接。
该二极管钳位形三电平转换器使用4个支路。4个支路内，2个支路作为整流器3a来动作。
转换器单元30Xn的输入端即整流器3a的交流端子IN1及IN2与变压器20n的二次侧的一个绕组、例如图2的单相开式绕组的两端Rs、Na相连接。因此，转换器单元30Xn的输入端经由变压器20n相对于各相的输入端子相互并联连接。例如，转换器单元30U1、30U2、30U3的输入端经由变压器201、202、203与R相的输入端子相互并联连接。
其它的2个支路作为逆变器3b进行动作。转换器单元30Xn的输出端即逆变器3b的输出端子OUT1及OUT2与同相的其它转换器单元30Xn的输出端子串联连接，三相进行星形联接，并且各相与功率转换装置的各输出端子U、V、W相连接。因此，转换器单元30Xn的输出端与各相的输出端子相互串联连接。例如，转换器单元30U1、30U2、30U3的输出端相互串联连接，并与U相的输出端子串联连接。
然后，该相互串联连接的转换器单元30Xn的输出端(逆变器3b一侧)连接的输出端子的相与该转换器单元30Xn的输入端(整流器3a一侧)连接的输入端子的相为同相。即，输入侧的R相与输出侧的U相为同相，输入侧的S相与输出侧的V相为同相，输入侧的T相与输出侧的W相为同相。
支路的两端连接至正极侧电容器CP与负极侧电容器CN的串联体即电容器串联体CP-CN。以下，将施加于该电容器串联体CP-CN两端的电压定义为直流母线电压，施加于正极侧电容器CP的电压定义为正极侧直流母线电压，施加于负极侧电容器CN的电压定义为负极侧直流母线电压。
本发明的功率转换装置具有如上所述的电路结构，因此具有以下优点。由于使用了作为自换流式转换器的转换器单元30Xn，因此对整流器3a一侧的开关元件SW的导通/断开进行控制，从而能抑制输入侧的高次谐波电流。因此，无需结构复杂、大型、高成本的移相变压器。此外，由于在变压器20n的二次绕组中使用单相开式绕组，因此能以较少的绕组数确保较多的相互绝缘的电压源。并且，转换器单元30Xn中使用能输出三电平的电压的支路来力图实现高电压化，因此能削减单元数，并且也能使变压器20n的二次绕组个数减少。
尤其，通过使用能输出三电平的电压的支路，与使用能输出双电平的电压的支路的情况相比，具有能将转换器单元30Xn的个数减至一半的优点。将转换器单元30Xn的个数减至一半是指所需的绝缘电源的个数变成一半，因此变压器20n的绕组的个数也能减至一半。并且，由于使用能输出三电平的电压的支路，因此所输出的电压或者电流的高次谐波分量也降低。该高次谐波分量的降低进一步给本发明的电路结构带来优点。该优点是通过降低施加于变压器20n的高次谐波电压、流过的高次谐波电流，降低了变压器20n的损耗。由此，能进一步使变压器20n轻量化、小型化，对节能做出贡献。
此外，近年来，出现了将包含能输出三电平的电压的支路、即由4个开关元件SW、回流二极管FD及2个钳位二极管CD构成的支路的一组半导体元件收纳于一个模块中的情况。因此，即使采用能输出三电平的电压的支路，也能使一个转换器单元30Xn与输出双电平的转换器单元的尺寸差较小。即，能与转换器单元30Xn的个数减少量相应地降低功率转换装置整体的体积、重量、成本。
接着，对控制电路601进行说明。控制电路601的主要目的在于以下三点：使流过输入端子的电流接近理想的正弦波电流(降低高次谐波)；将电动机401控制在所希望的转速或者转矩；以及将转换器单元30Xn的直流母线电压控制在适当的值以防止半导体元件的过电压破坏。然后，控制电路601使用流过功率转换装置的输入端子的电流、或者流过转换器单元30Xn的电流、功率转换装置的输入端子的电压、转换器单元30Xn的直流母线电压(正极侧直流母线电压、负极侧直流母线电压、双方的合计电压这三个电压)等的检测值，最终导出对转换器单元30Xn的开关元件SW的导通/断开进行控制的选通信号。
控制电路601的内部结构如图4所示。控制电路601包括输入电流控制部610、输出电压控制部620、母线电压控制部630、调制部640这四个控制部，母线电压控制部630还具有平均电压控制部631、相间平衡控制部632、相内平衡控制部633、单元内平衡控制部634。
输入电流控制部610的处理反映到整流器3a一侧的控制，输出电压控制部620的处理反映到逆变器3b一侧的控制。在母线电压控制部630内，平均电压控制部631的处理反映到整流器3a一侧的控制，相间平衡控制部632的处理反映到逆变器3b一侧的控制，相内平衡控制部633的处理反映到逆变器3b一侧的控制。此外，单元内平衡控制部634的处理反映到整流器3a一侧以及逆变器3b一侧这双方的控制，或者其中的任一方的控制。调制部640的处理最终反映到整流器3a一侧以及逆变器3b一侧的开关元件SW的控制。
在对控制电路601进行详细说明之前，对各变量进行定义。首先，将输入端子R、S、T的电压(电源电压)设为Vr、Vs、Vt，将流过输入端子R、S、T的电流设为Ir、Is、It。将流过变压器20n的二次侧的电流设为IRsn、ISsn、ITsn。另外，n对应于变压器201、202、203的顺序，设为n＝1、2、3。将转换器单元30Xn的直流母线电压设为VdcXn。X是U、V、W的某一个，n是1、2、3的某一个。
此外，将转换器单元30Xn的整流器3a一侧的电压指令值设为VCXn*，其中，将提供给向正极侧的交流端子IN1输出电压的支路(下面称为正极侧支路)的开关元件SW的电压指令值设为VCXnP*，将提供给向交流端子IN2输出电压的支路(下面称为负极侧支路)的开关元件SW的电压指令值设为VCXnN*(参照图3(b))。同样，将逆变器3b一侧的电压指令值设为VIXn*，其中，将提供给正极侧支路的开关元件SW的电压指令值设为VIXnP*，将提供给负极侧支路的开关元件SW的电压指令值设为VIXnN*。
表示输入电流控制部610的一个示例的控制框图如图5所示。输入电流控制部610的主要目的在于，使流过输入端子R、S、T、或者变压器20n的二次侧的电流IRsn、ISsn、ITsn跟踪电流指令值。输入电流控制部610将与一台变压器20n相连接的3台转换器单元30Xn作为一组，与其它组独立地进行控制。
首先，检测出转换器单元30Xn的输入电流IRsn、ISsn、ITsn。dq转换器51对这些检测值使用电源相位θ并实施dq转换，从而导出d轴电流Idn与q轴电流Iqn。另外，假设电源电压三相平衡时，d轴电流相当于无功电流(无功电力)，q轴电流相当于有功电流(有功电力)的情况，并进行以下说明。对获取到的dq轴电流Idn、Idq与各自的电流指令值Idn*、Iqn*之间的偏差进行计算，并提供给各控制器Gc(s)。控制器Gc(s)中能应用PI控制等，进行运算使得偏差成为0。此处，Idn*是相当于无功电流的指令值，因此为了使功率因数大致成为1，设为Idn*＝0、Iqn*相当于有功电流，因此利用后述的平均电压控制部631来导出。
另一方面，电源电压Vr、Vs、Vt在由dq转换器52进行转换后，乘上变压器20n的匝数比TR，从而获得电源电压的d轴电压Vds与q轴电压Vqs。然后，控制器Gc(s)的输出中，作为前馈量考虑电源电压的d轴电压Vds与q轴电压Vqs。其结果是，通过反向dq转换器53进行反向dq转换，从而获得转换器单元30Xn的整流器3a一侧的电压指令值VCUn*、VCVn*、VCWn*。另外，整流器3a一侧连接变压器20n，因此以防止磁饱和为目的，需要不输出零相电压。或者，也可以进行控制使得根据输入电流IRsn、ISsn、ITsn的总和导出的零相电流为零，从而防止磁饱和。
上述是一个示例，也可以将不会与d轴、q轴的电流发生干扰的非干扰电流控制等已知方法进行组合。此外，也可以使用PQ转换而非dq转换，更为严格地对有功功率P和无功功率Q进行区分与控制。
接着，表示输出电压控制部620的一个示例的控制框图如图6所示。图6中，通过使用已知的电动机控制技术(例如、V/f恒定控制、矢量控制、直接转矩控制等)的指令值生成部61来获得各相的逆变器3b一侧合计的电压指令值VIU*、VIV*、VIW*。并且，对这些电压指令值加上3倍的输出频率的零相电压分量Vz*，来提高电压利用率。
该方式本身是已知的，因此省略细节，是加上共用的零相电压Vz*以使逆变器3b一侧各相的波峰值部分的振幅变小的方式。通过该加法，电压波形产生失真，但波形失真的原因是零相电压，因此在以三相三线提供给负载时，作为电压向负载仅提供去除了该失真波形后的完美的正弦波。
另外，在整流器3a一侧不应用该方式。其理由是，整流器3a一侧连接变压器20n，因此若加上零相电压并进行输出，则在变压器20n中会产生三相合计不为零的磁通，需要增加变压器20n的第四只脚、第五只脚的铁心，因此较为不利。
之后，输出电压控制部620将由后述的相间平衡控制部632所决定的零相电压指令值Vzb*与电压指令值相加，并将相加后的值除以每一相的单元台数(＝3)，来作为逆变器3b一侧的每一个单元的电压指令值的假设值输出VIU**、VIV**、VIW**。
母线电压控制部630利用平均电压控制部631、相间平衡控制部632、相内平衡控制部633、单元内平衡控制部634这四个控制部631～634将各转换器单元30Xn的直流母线电压控制为规定电压。
表示平均电压控制部631的一个示例的控制框图如图7所示。在平均电压控制部631中，在平均值计算器71中运算与一台变压器20n相连接的三台转换器单元30Xn的直流母线电压VdcUn、VdcVn、VdcWn的平均值，即U、V、W三相的平均值VdcAVGn。
然后，决定相当于变压器20n的一次绕组的输入电流有功分量的q轴电流指令值Iqn*，以使平均值VdcAVGn跟踪规定的母线电压指令值Vdc*。具体而言，计算VdcAVGn与Vdc*的偏差，并计算提供给控制器Gv(s)的Iqn*。控制器Gv(s)能利用PI控制器等。Iqn*是相当于有功功率的电流，因此能使VdcAVGn跟踪Vdc*。另外，如上所述，在输入电流控制部610中使用PQ转换的情况下，对有功功率的指令值P*进行调整。
关于转换器单元30Xn的连接，在逆变器3b一侧串联连接的转换器单元30Xn彼此在整流器3a一侧经由变压器20n并联连接，这些相互串联、并联连接的转换器单元30Xn彼此均与同相相连接。然后，平均电压控制部631将与一台变压器20n相连接的三台转换器单元30Xn作为一组进行控制。其结果是，在求取直流母线电压的平均值VdcAVGn的情况下，各个直流母线电压中产生的电压振动被消除。
一般而言，在输出单相电压的情况下，输出电压以其2倍的频率进行振动。由此，直流母线电压也以2倍的频率进行振动。三台转换器单元30Xn的直流母线电压VdcUn、VdcVn、VdcWn各自的振动相位每个相差120゜，因此在三相的平均值VdcAVGn中被消除，2倍频率的振动分量变成零。因此，能更容易地实现平均电压控制部631。
接着，表示相间平衡控制部632的一个示例的控制框图如图8所示。相间平衡控制部632通过对与各相的逆变器3b一侧的电压指令值重叠的零相电压Vzb*进行调整(参照图6)，从而对各相的直流母线电压的平均电压VdcUAVG(VdcU1～VdcU3的平均值)、VdcVAVG(VdcV1～VdcV3的平均值)、VdcWAVG(VdcW1～VdcW3的平均值)进行平衡，使其相互均匀。
具体而言，利用各计算器81计算各相的平均电压VdcUAVG、VdcVAVG、VdcWAVG，并且利用计算器82计算整体的平均电压VdcAVG。然后，分别计算各相的平均电压VdcUAVG、VdcVAVG、VdcWAVG和整体的平均电压VdcAVG之间的偏差，然后经由LPF(低通滤波器)提供给控制器Gp(s)。在各相中计算控制器Gp(s)的输出与逆变器3b一侧的电压指令值VIU*、VIV*、VIW*的乘积，对其结果进行合计，从而获得零相电压指令值Vzb*。实施LPF所进行的处理的理由在于，如上所述，是为了去除直流母线电压中产生的输出频率的2倍频率分量。另外，控制器Gp(s)能利用PI控制器等。
若进行上述控制，则在电动机动力运行时，直流母线电压的平均值降低的相的电压变小，因此该相的输出功率变小，该相的直流母线电压恢复。其结果是，所有相的母线电压平均值得到平衡。
另外，在电动机再生时，能通过使控制器Gp(s)的极性反转来应对。
接着，表示相内平衡控制部633的一个示例的控制框图如图9所示。相内平衡控制部633通过对相内的逆变器3b的输出电压分担进行调整，从而对相内的直流母线电压进行平衡，使其相互均匀。具体而言，分别计算相内的各直流母线电压VdcX1～VdcX3与相内的母线电压平均值VdcXAVG之间的偏差，并且将其提供给控制器Gb(s)。其结果是，该偏差相当于输出电压分担的调整比率，通过与输出电压控制部620中假设的电压指令值VIX**(参照图6)相乘，导出调整幅度。将该调整幅度与VIX**相加，从而导出最终的电压指令值VIX1*、VIX2*、VIX3*。
通过进行上述控制，在电动机动力运行时，直流母线电压相对较小的转换器单元30Xn的逆变器3b的输出电压变小，因此能抑制输出电压。结果能使相内的直流母线电压平衡。
另外，在电动机再生时，能通过使控制器Gb(s)的极性反转来应对。
接着，图10示出了单元内平衡控制部634的一个示例。单元内平衡控制部634通过对正极侧支路与负极侧支路的电压比率进行调整，来对正极侧直流母线电压与负极侧直流母线电压进行平衡，使其相互均匀。该控制通过反映到整流器3a一侧、逆变器3b一侧的某一侧或者两侧能得以实现。
首先，利用图10(a)对整流器3a一侧进行说明。对整流器3a的电压指令值VCXn*乘以1/2，计算出正极侧支路的电压指令值VXnP*，然后再乘上-1来计算出负极侧支路的电压指令值VXnN*。此外，计算出施加于负极侧电容器CN的电压即负极侧直流母线电压VdcXnN与施加于正极侧电容器CP的电压即正极侧直流母线电压VdcXnP之间的偏差，提供给控制器Gcz(s)，从而计算VXnCz*。之后，分别将VXnCz*与各电压指令值VXnP*、VXnN*相加，从而计算出最终的正极支路的电压指令值VCXnP*和负极支路的电压指令值VCXnN*。
若进行上述控制，则在电动机动力运行时(在处于向整流器3a输入电力的状态时)，电压较低的电容器一侧的电压指令值增加，从而能使正极侧及负极侧的直流母线电压平衡。
另外，在电动机再生时，能通过使控制器Gcz(s)的极性反转来应对。
关于图10(b)所示的逆变器3b一侧，基本原理也相同。但是，在电动机动力运行时，逆变器3b不输出电力，因此通过从正极支路、负极支路的各电压指令值减去由控制器Giz(s)计算的VXnIZ*，从而计算最终的电压指令值VIXnP*、VIXnN*。在该情况下，在电动机再生时，也能通过使控制器Giz(s)的极性反转来应对。
最后，对调制部640进行说明。图11表示调制部640的控制的一个示例，尤其图11(a)表示整流器3a一侧的控制，图11(b)表示逆变器3b一侧的控制。调制部640基于由上述各控制部610～630导出的整流器3a一侧的电压指令值VCXnP*、VCXnN*、以及逆变器3b一侧的电压指令值VIXnP*、VIXnN*，进行脉宽调制(PWM)，并导出对各开关元件SW的导通/断开进行控制的选通信号。
具体而言，将各个电压指令值提供给PWM控制器801(整流器3a一侧)或者PWM控制器802(逆变器3b一侧)，并且以上升沿具有延迟的方式分别实施死区时间处理，输出对各开关元件SW的导通/断开进行控制的选通信号。
在关注三电平转换电路的一个支路时，其调制单元是各种已知例，本发明不对其具体的调制单元作进行限定。本发明的调制部640的意图在于，极力使正极侧支路与负极侧支路的开关时刻不重叠，并且极力使经由变压器20n并联连接的整流器3a的开关时刻不重叠，极力使串联连接的逆变器3b的各个开关时刻不重叠，来获得高次谐波分量较少的输入电流、输出电压。
下面，基于图12、图13说明如下示例：即、对于一个支路使用正电压输出用和负电压输出用2个三角波载波的组来进行调制的情况。图12表示整流器3a一侧的控制，图13表示逆变器3b一侧的控制。
关于整流器3a一侧的支路，如图12所示，分别对三角波载波CarCPn、CarCNn和正极侧支路的电压指令值VCXnP*、负极侧支路的电压指令值VCXnN*进行比较。2个三角波载波CarCPn、CarCNn是相同相位，正电压输出用的三角波载波CarCPn的振幅相当于所对应的转换器单元30Xn的正极侧电容器CP的两端电压，负电压输出用的三角波载波CarCNn的振幅相当于负极侧电容器CN的两端电压。
提供给整流器3a一侧的正极侧支路的4个各开关元件SW的选通信号从正极的直流端子侧的开关元件SW开始设为GXnCP1、GXnCP2、GXnCP3、GXnCP4。提供给负极侧支路的4个各开关元件SW的选通信号从正极的直流端子侧的开关元件SW开始设为GXnCN1、GXnCN2、GXnCN3、GXnCN4。
根据正电压输出用的三角波载波CarCPn与正极侧支路的电压指令值VCXnP*之间的大小关系来决定选通信号GXnCP1、GXnCP3。根据负电压输出用的三角波载波CarCNn与正极侧支路的电压指令值VCXnP*之间的大小关系来决定选通信号GXnCP2、GXnCP4。根据正电压输出用的三角波载波CarCPn与负极侧支路的电压指令值VCXnN*之间的大小关系来决定选通信号GXnCN1、GXnCN3。根据负电压输出用的三角波载波CarCNn与负极侧支路的电压指令值VCXnN*之间的大小关系来决定选通信号GXnCN2、GXnCN4。
在电压指令值比三角波载波大的情况下，使正极侧开关元件SW导通，负极侧开关元件SW断开，在大小关系相反的情况下，导通/断开也相反。最后，以使各个选通信号的上升沿延迟的方式实施死区时间处理，从而决定最终的选通信号。死区时间处理是已知的，因此省略说明。
同样，关于逆变器3b一侧的支路，如图13所示，分别对三角波载波CarIPn、CarINn和正极侧支路的电压指令值VIXnP*、负极侧支路的电压指令值VIXnN*进行比较。2个三角波载波CarIPn、CarINn是相同相位，正电压输出用的三角波载波CarIPn的振幅相当于所对应的转换器单元30Xn的正极侧电容器CP的两端电压，负电压输出用的三角波载波CarINn的振幅相当于负极侧电容器CN的两端电压。
另外，图13中，电压指令值VIXnP*以及VIXnN*的波形从正弦波发生了失真是由于以下原因：在图6所说明的输出电压控制部620中，加上了零相电压分量Vz*。
提供给逆变器3b一侧的正极侧支路的4个各开关元件SW的选通信号从正极的直流端子侧的开关元件SW开始设为GXnIP1、GXnIP2、GXnIP3、GXnIP4，提供给负极侧支路的4个各开关元件SW的选通信号从正极的直流端子侧的开关元件SW开始设为GXnIN1、GXnIN2、GXnIN3、GXnIN4。
根据正电压输出用的三角波载波CarIPn与正极侧支路的电压指令值VIXnP*之间的大小关系来决定选通信号GXnIP1、GXnIP3。根据负电压输出用的三角波载波CarINn与正极侧支路的电压指令值VIXnP*之间的大小关系来决定选通信号GXnIP2、GXnIP4。根据正电压输出用的三角波载波CarIPn与负极侧支路的电压指令值VIXnN*之间的大小关系来决定选通信号GXnIN1、GXnIN3。根据负电压输出用的三角波载波CarINn与负极侧支路的电压指令值VIXnN*之间的大小关系来决定选通信号GXnIN2、GXnIN4。
在电压指令值比三角波载波大的情况下，使正极侧开关元件SW导通，负极侧开关元件SW断开，在大小关系相反的情况下，导通/断开也相反。最后实施死区时间处理，来决定最终的选通信号。
在上述调制部640中，三角波载波的相位关系较为重要。在一个支路输出的电压中，载波频率附近的高次谐波分量处于支配地位。在关注一台整流器3a或者逆变器3b时，各个正极侧支路与负极侧支路的电压指令值大致反转(乘以-1来计算负极侧)，因此等效地抵消了载波频率分量，载波频率的2倍频率附近的高次谐波分量处于支配地位。
并且，能对正电压输出用和负电压输出用的2个三角波载波使用分别使相位移位的多个三角波载波，基于图14在以下进行说明。图14(a)表示整流器3a一侧的控制，图14(b)表示逆变器3b一侧的控制。
关于整流器3a一侧，如图14(a)所示，通过使三角波载波CarCP1、CarCP2、CarCP3(CarCN1、CarCN2、CarCN3)的相位每个移位60度(π/3rad)，从而能抵消输入电流中所包含的载波频率的2倍频率附近的高次谐波分量。最终，载波频率的K1倍(K1＝支路数×并联多路的台数、此时2×3＝6)频率附近的高次谐波分量处于支配地位。由此，能抵消振幅较大的低次的高次谐波分量，因此能获得高次谐波分量较小的输入电流。
此外，残留的高次谐波分量在载波频率的6倍频率附近、是非常高的高频率，因此仅通过在输入端子或转换器单元30Xn的整流器3a一侧追加一个较小的滤波器，就能容易地去除该高次谐波分量。
另一方面，关于逆变器器3b一侧，如图14(b)所示，通过使三角波载波CarIP1、CarIP2、CarIP3(CarIN1、CarIN2、CarIN3)的相位每个移位60度(π/3rad)，从而能抵消输出电压中所包含的载波频率的2倍频率附近的高次谐波分量。最终，载波频率的K2倍(K2＝支路数×串联多路的台数、此时2×3＝6)频率附近的高次谐波分量处于支配地位。由此，能抵消振幅较大的低次的高次谐波分量，因此能获得高次谐波分量较小的输出电压。
此外，在逆变器3b一侧串联连接，因此通过使开关时刻移位，能根据电容器具有的电位个数来增加输出电压电平。
如上所述，若使用本发明的功率转换装置，则无需现有那样的结构复杂的移相变压器。通过使转换器单元30Xn采用三电平以上的转换器，能降低转换器单元30Xn的个数、变压器20n的绕组数，能实现小型、轻量、低成本化。并且，转换器单元30Xn中使用自换流式整流器，因此能进行再生动作。并且，利用控制电路601来抑制变压器20n的磁饱和，对转换器单元30Xn的直流母线电压进行适当的控制，从而提高可靠性。
实施方式2.
图15示出本发明的实施方式2的功率转换装置的主要电路结构的一个示例。图15中，其变压装置与上述实施方式1的图1所示的变压装置(变压器20n)不同。
图16(a)是表示作为本实施方式2的变压装置的变压器211的绕组结构的一个示例的图，其详细结构如图16(b)所示。
变压器211的一次绕组与实施方式1同样是三相星形联接(Y联接)的绕组结构。然后，对于一个相的一次绕组，具备由多个(此处为3个)绕组构成的二次绕组，将实施方式1的变压器201、202、203汇集在一台变压器211中来构成。二次绕组而言，每一相具有3个单相开式绕组，通过一台变压器211确保了由合计9个相互绝缘的单相开式绕组构成的电源。
通过像这样将3台变压器汇集为一台，以一台变压器211构成变压装置，从而能实现变压装置的进一步小型、轻量、低成本化。此外，关于对变压器进行汇集，由于在本发明的2次绕组中使用了开式绕组，因此更能发挥效果。这是由于增加了控制的组合自由度。在上述实施方式1中，在与一台变压器20n相连接的转换器单元30Xn的组(例如30U1、30V1、30W1的组)中应用输入电流控制部610。与此相对，通过将变压器211汇集成一台，例如将转换器单元30U1、30V2、30W3设为一组等，来提高控制的组合自由度，利用上述能实现考虑了控制线、控制信号间的绝缘等的最合适的设计。
另外，与实施方式1相同，在变压器的铁心中能使用三脚以上的铁心，此外，优选将漏电感设为5％左右以上。
此外，实施方式1及2中，考虑变压器的漏电感在5％左右，但也可以插入追加的电抗器。可以将其插入变压器的一次侧，也可以插入二次侧，并且也可以追加电容器，并将LC滤波器追加到变压器的一次侧或二次侧。若如上所述追加电抗器、LC滤波器，则能进一步抑制输入电流的高次谐波分量。
并且，在实施方式1及2中，作为开关元件SW假设使用IGBT(InsulatedGate Bipolar Transistor：绝缘双栅极晶体管)，但也可以使用MOSFET(MetalOxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等其他类型的开关元件SW。
通常在构成开关元件SW、二极管FD、CD的半导体元件的材料中使用硅，但若使用碳化硅、氮化稼类材料或者金刚石等带隙比硅的带隙要大的宽带隙材料，则能实现半导体元件的高耐压化，从而能进一步降低上述转换器单元30Xn的台数。并且，还能实现开关的高速化，因此能获得高次谐波分量更小的输入电流、输出电压。通过在开关元件SW及二极管FD、CD中的一方或者双方半导体元件中使用宽带隙材料，从而能获得上述效果。此外，通过应用于转换器单元30Xn的整流器3a、逆变器3b中的任一方或者双方，能获得效果。
此外，本发明可以在该发明的范围内对各实施方式自由地进行组合，或对各实施方式进行适当的变形、省略。

Claims (16)

1.一种功率转换装置，该功率转换装置在多相交流的输入端子与多相交流的输出端子之间进行功率转换，其特征在于，包括：
变压装置，该变压装置包括一次绕组和二次绕组，其中，该一次绕组与所述输入端子相连接，该二次绕组由相互绝缘的多个单相开式绕组构成；
多个转换器单元，该多个转换器单元包括开关元件，该转换器单元的输入端与各所述单相开式绕组相连接，输出端相互串联并且与各相的所述输出端子相连接，以进行单相交流/单相交流的转换；以及
控制电路，该控制电路对所述开关元件的导通/断开进行控制，
各所述转换器单元包括：电容器串联体；将来自所述输入端的单相交流电压转换成三电平以上的直流电压并输出至所述电容器串联体的整流器；以及将来自所述电容器串联体的直流电压转换成单相交流电压并输出至所述输出端的逆变器。
2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路包括母线电压控制部，该母线电压控制部对设定直流母线电压的母线电压指令值进行控制，该直流母线电压是各所述转换器单元的所述电容器串联体的电压。
3.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述母线电压控制部包括平均电压控制部，该平均电压控制部对连接所述输出端子的互不相同的相的所述转换器单元的所述直流母线电压的平均值进行控制，该平均电压控制部对所述变压装置的一次绕组的输入电流有功分量进行控制，使得所述平均值成为所述母线电压指令值。
4.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述母线电压控制部包括相间平衡控制部，该相间平衡控制部使连接所述输出端子的互不相同的相的所述转换器单元的所述直流母线电压平衡，该相间平衡控制部对所述转换器单元的逆变器的电压指令值进行控制，以对多个所述直流母线电压进行平衡使其相互均匀。
5.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述母线电压控制部包括相内平衡控制部，该相内平衡控制部使在所述输出端子的各相分别串联连接的多台所述转换器单元的所述直流母线电压平衡，该相内平衡控制部对多台所述转换器单元的逆变器的电压指令值进行控制，以对多个所述直流母线电压进行平衡使其相互均匀。
6.如权利要求2所述的功率转换装置，其特征在于，
所述电容器串联体由相互串联连接的正极侧电容器与负极侧电容器构成，所述转换器单元的所述直流母线电压由施加于所述正极侧电容器的正极侧直流母线电压和施加于所述负极侧电容器的负极侧直流母线电压构成，
所述母线电压控制部包括单元内平衡控制部，该单元内平衡控制部在各所述转换器单元中，使所述正极侧直流母线电压与所述负极侧直流母线电压平衡，该单元内平衡控制部对提供给构成所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件的电压指令值进行控制，以对所述正极侧直流母线电压与所述负极侧直流母线电压进行平衡使其相互均匀。
7.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路使构成多台所述转换器单元的所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件在所述多台所述转换器单元中的开关时刻相互移位，以降低输入至所述输入端子的输入电流及来自所述输出端子的输出电压中的至少一方中所包含的高次谐波分量，多台所述转换器单元在所述输出端子的各相分别相互串联连接。
8.如权利要求7所述的功率转换装置，其特征在于，
所述控制电路包括调制部，该调制部使用载波信号来进行PWM控制，所述调制部通过在所述多台所述转换器单元中使所述载波信号的相位相互移位，从而在所述多台所述转换器单元中使所述开关元件的开关时刻相互移位。
9.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述变压装置由多台变压器构成，该多台变压器的各个所述一次绕组与所述输入端子相互并联连接。
10.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述变压装置由一台变压器构成，该变压器相对于一个相的所述一次绕组具有多个所述二次绕组。
11.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述输入端子的多相交流与所述输出端子的多相交流的相数相互相同，
其输出端相互串联并与所述输出端子相连接的多台所述转换器单元的所述输入端经由所述变压装置与所述输入端子相互并联连接，该输入端子与该输出端所连接的所述输出端子的相为同相。
12.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
所述多相交流为三相交流，所述变压装置的一次绕组为三相的星形联接。
13.如权利要求12所述的功率转换装置，其特征在于，
所述变压装置的铁心由4脚以上的铁心来构成。
14.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
将包含构成各所述转换器单元的所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件及二极管的一组半导体元件收纳于一个模块中来构成。
15.如权利要求1至6的任一项所述的功率转换装置，其特征在于，
构成各所述转换器单元的所述整流器及所述逆变器中的至少一方的所述开关元件及二极管中的至少一方由带隙比硅宽的宽带隙半导体材料形成。
16.如权利要求15所述的功率转换装置，其特征在于，
所述宽带隙半导体材料是碳化硅、氮化镓类材料、或金刚石。
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