CN110277933A - 电力转换装置的控制装置以及控制方法 - Google Patents

电力转换装置的控制装置以及控制方法 Download PDF

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Abstract

根据实施方式，提供通过多个转换器以及多个变压器将直流电力转换为交流电力的电力转换装置的控制装置(1)，该电力转换装置的控制装置(1)具备：整体偏磁抑制控制部(62)，包含如下控制要素，该控制要素生成使所述多个变压器各自的励磁电流的平均值所含的直流成分收敛于零的第一校正信号，作为叠加于向所述多个转换器发送的转换器输出电压指令信号的校正信号；以及单个偏磁抑制控制部(63)，包含如下多个控制要素，该多个控制要素生成使所述多个变压器各自的励磁电流收敛于所述多个变压器各自的励磁电流的平均值的第二校正信号，作为对所述第一校正信号进一步叠加的校正信号。

Description

电力转换装置的控制装置以及控制方法
本申请以日本专利申请2018－048031(申请日：2018年3月15日)作为基础，通过该申请享受优先权。本申请通过参照该申请而包含该申请的全部内容。
技术领域
本发明的实施方式涉及电力转换装置的控制装置以及控制方法。
背景技术
使转换器以及变压器多重化而成的多重电力转换装置是将多个转换器经由多个变压器以串联的方式连接而构成的，能够输出几kV～几百kV的高电压。另外，通过错开各转换器的开关定时，能够减小输出高次谐波电压，将纹波(ripple)小且平稳的电流供给到负载。因此，多重电力转换装置被使用于电力系统电压稳定化装置、铁路车辆、工业用驱动装置等各种用途。
在这种多重电力转换装置中，由于转换器的输出电压、负载系统电压所含的直流电压成分，因此有可能变压器铁芯内的磁通偏向一个方向，变压器磁饱和。若变压器磁饱和，则变压器铁芯的电感成分接近零，因此变压器的励磁电流增大，转换器中流过过大的电流。该电流有导致构成转换器的开关器件破坏的可能性。因此，在电力转换装置中，一般来说，具备检测过电流而使转换器停止的保护功能。但是，该保护功能所带来的电力转换装置的频繁停止会使装置运行率降低，导致经济上的损失。
作为解决这种课题的技术，有抑制多重电力转换装置的变压器的直流偏磁的直流偏磁抑制控制的技术。利用该技术，检测各级的变压器的励磁电流，向该励磁电流减少的方向调整转换器输出电压，从而能够避免变压器的磁饱和。
在直流偏磁抑制控制的技术中，一般来说，检测变压器的励磁电流的直流成分，将直流偏磁校正量叠加于转换器输出电压指令值，以使该直流成分成为零。
然而，由于为了检测励磁电流的直流成分而使用滤波器，因此存在控制上的空耗时间，控制响应产生延迟。在该情况下，若调整增益以使控制响应变大，则存在该控制响应振动、变得不稳定的可能性。这样，直流偏磁抑制控制的控制响应的调整存在极限，因此有在转换器间输出电压产生偏差的情况，且有其所引起的在变压器间励磁电流产生偏差的情况。
另外，在稳定状态下，励磁电流的偏差较小，不担心变压器磁饱和至达到过电流，但若例如负载系统电压产生突发性的不平衡而导致各级的变压器的励磁电流的偏差变大，则有某转换器的励磁电流达到过电流的可能性。
由于上述情况，因此期望提出能够减少变压器间的励磁电流的偏差的技术。
发明内容
根据实施方式，提供通过多个转换器以及多个变压器将直流电力转换为交流电力的电力转换装置的控制装置，该电力转换装置的控制装置具备：整体偏磁抑制控制部，包含如下控制要素，该控制要素生成使所述多个变压器各自的励磁电流的平均值所含的直流成分收敛于零的第一校正信号，作为叠加于向所述多个转换器发送的转换器输出电压指令信号的校正信号；以及单个偏磁抑制控制部，包含如下多个控制要素，该多个控制要素生成使所述多个变压器各自的励磁电流收敛于所述多个变压器各自的励磁电流的平均值的第二校正信号，作为对所述第一校正信号进一步叠加的校正信号。
附图说明
图1是表示一实施方式的控制装置所应用的电力转换装置的构成例的图。
图2是表示该实施方式的控制装置的功能构成的一个例子的图。
图3是表示用于实现基于该实施方式的控制装置的直流偏磁抑制控制的构成的一个例子的图。
图4是表示U相的第一级的变压器的二次电流与一次电流的关系、以及U相的第二级的变压器的二次电流与一次电流的关系的波形曲线图。
图5是表示U相的第一级的变压器的励磁电流、U相的第二级的变压器的励磁电流、以及U相的全部变压器的励磁电流的平均之间的关系的波形曲线图。
图6是表示抑制U相的第一级的变压器的偏磁的校正电压指令值、以及抑制U相的第二级的变压器的偏磁的校正电压指令值之间的关系的波形曲线图。
图7是表示成为U相的基准的转换器输出电压指令值、面向U相的第一级的转换器的转换器输出电压指令值、以及面向U相的第二级的转换器的转换器输出电压指令值之间的关系的波形曲线图。
具体实施方式
以下，参照附图，对实施方式进行说明。
图1是表示一实施方式的控制装置所应用的电力转换装置的构成例的图。
本实施方式的电力转换装置具备关于三相交流的U相、V相、W相的各相构成为多个级的转换器以及多个变压器的组合，通过它们将直流电力转换为交流电力。这里，例示关于三相交流的U相、V相、W相的各相将转换器以及多个变压器的组合构成为两级的情况。
更具体而言，例如如图1所示，多重电力转换装置具备与U相的负载31(l_u)对应地设置的转换器11、12(cnv_u2、cnv_u1)以及变压器21、22(tr_u2、tr_u1)、与V相的负载32(l_v)对应地设置的转换器13、14(cnv_v2、cnv_v1)以及变压器23、24(tr_v2、tr_v1)、和与W相的负载33(l_w)对应地设置的转换器15、16(cnv_w2、cnv_w1)以及变压器25、26(tr_w2、tr_w1)，利用它们，将从直流电源10供给的直流电压v_dc转换为三相交流电压，向负载31～33(l_u、l_v、l_w)供给交流电力。
如图1所示，供给直流电压v_dc的直流电源10分别连接于U相的转换器11、12(cnv_u2、cnv_u1)的各输入端子、V相的转换器13、14(cnv_v2、cnv_v1)的各输入端子以及W相的转换器15、16(cnv_w2、cnv_w1)的各输入端子。
U相的转换器11(u2)的输出端子连接于U相的变压器21(tr_u2)的二次侧，U相的转换器12(u1)的输出端子连接于U相的变压器22(tr_u1)的二次侧。变压器21、22(tr_u2、tr_u1)中的、位于低电压侧的变压器22(tr_u1)的一次侧的负端子连接于基准电位点，变压器22(tr_u1)的一次侧的正端子连接于变压器21(tr_u2)的一次侧的负端子，变压器21(tr_u2)的一次侧的正端子连接于负载31(l_u)。
通过像这样将各级的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)串联连接，从而向负载31(l_u)供给将转换器11(cnv_u2)的电压与转换器12(cnv_u1)的电压相加而得到的较高的交流电压。
关于V相以及W相，也是与上述U相相同的构成，仅输出交流电压的相位各错开120度这一点不同。
另外，这里例示了多重数(级数)为2的情况，但也可以构成为，通过使多重数(级数)为3以上，从而进一步增加串联数、进一步提高交流电压输出。
在上述多重电力转换装置还设置有分别检测变压器21～26(tr_u2、tr_u1、tr_v2、tr_v1、tr_w2、tr_w1)的二次电流i_u2、i_u1、i_v2、i_v1、i_w2、i_w1的值的电流检测器41～46、以及分别检测变压器21、23、25(r_u2、tr_v2、tr_w2)的一次电流i_u、i_v、i_w的值的电流检测器51～53。
由各电流检测器检测的电流值被传向该多重电力转换装置所具备的控制装置1。
控制装置1根据来自上位系统的电力指令，对各级的转换器11～16(cnv_u2、cnv_u1、cnv_v2、cnv_v1、cnv_w2、cnv_w1)分别供给转换器输出电压指令值Vref_u2、Vref_u1、Vref_v2、Vref_v1、Vref_w2、Vref_w1，并且基于由电流检测器41～46、51～53分别检测的电流值，调整转换器输出电压指令值Vref_u1、Vref_u2、Vref_v1、Vref_v2、Vref_w1、Vref_w2，以抑制可在变压器21～26(tr_u2、tr_u1、tr_v2、tr_v1、tr_w2、tr_w1)中产生的直流偏磁且抑制各相的变压器间的励磁电流的偏差。
这里，将控制装置1的功能构成的一个例子表示在图2中。
控制装置1包含信号接收部61、整体偏磁抑制控制部62、单个偏磁抑制控制部63、以及信号发送部64等的功能。
该控制装置1实施对上述多重电力转换装置的各变压器的直流偏磁进行抑制的直流偏磁抑制控制。直流偏磁抑制控制被分为整体偏磁抑制控制与单个偏磁抑制控制。整体偏磁抑制控制由整体偏磁抑制控制部62实施，单个偏磁抑制控制由单个偏磁抑制控制部63实施。
信号接收部61的功能是，接收表示由电流检测器41～46检测的变压器21～26(tr_u2、tr_u1、tr_v2、tr_v1、tr_w2、tr_w1)的二次电流i_u2、i_u1、i_v2、i_v1、i_w2、i_w1值的信号，并且取得表示由电流检测器51～53检测的变压器21、23、25(r_u2、tr_v2、tr_w2)的一次电流i_U、i_v,i_w的值的信号。
整体偏磁抑制控制部62的功能是：基于根据由电流检测器41～46检测的电流值以及由电流检测器51～53检测的电流值求出的各变压器的励磁电流的值，进行分别抑制U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)整体的直流偏磁、V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)整体的直流偏磁以及W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)整体的直流偏磁的控制(整体偏磁抑制控制)。
例如，整体偏磁抑制控制部62为了抑制U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)的直流偏磁，具有控制要素，该控制要素生成使U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)各自的励磁电流的平均值所含的直流成分收敛于零的第一校正信号(U相用)，作为叠加于向U相的转换器11、12(cnv_u2、cnv_u1)发送的转换器输出电压指令信号的校正信号。
同样，整体偏磁抑制控制部62为了抑制V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)的直流偏磁，具有控制要素，该控制要素生成使V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)各自的励磁电流的平均值所含的直流成分收敛于零的第一校正信号(V相用)，作为叠加于向V相的转换器13、14(cnv_v2、cnv_v1)发送的转换器输出电压指令信号的校正信号。
同样，整体偏磁抑制控制部62为了抑制W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)的直流偏磁，具有控制要素，该控制要素生成使W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)各自的励磁电流的平均值所含的直流成分收敛于零的第一校正信号(W相用)，作为叠加于向W相的转换器15、16(cnv_w2、cnv_w1)发送的转换器输出电压指令信号的校正信号。
单个偏磁抑制控制部63的功能是：基于根据由电流检测器41～46检测的电流值以及由电流检测器51～53检测的电流值求出的各变压器的励磁电流的值，进行分别抑制U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)间的直流偏磁的偏差、V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)间的直流偏磁的偏差以及W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)间的直流偏磁的偏差的控制(单个偏磁抑制控制)。该单个偏磁抑制控制部63未将在产生控制上的空耗时间的滤波器中经过的信号用于控制，仅将未经过该滤波器的信号用于控制。
例如，单个偏磁抑制控制部63为了抑制U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)间的直流偏磁的偏差，包含两个控制要素，该两个控制要素按照U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)各自的励磁电流，生成使U相的变压器21、22(tr_u2、tr_u1)各自的励磁电流收敛到该各个励磁电流的平均值的第二校正信号(U相用)，作为对第一校正信号(U相用)进一步叠加的校正信号。
同样，单个偏磁抑制控制部63为了抑制V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)间的直流偏磁的偏差，包含两个控制要素，该两个控制要素按照V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)各自的励磁电流，生成使V相的变压器23、24(tr_v2、tr_v1)各自的励磁电流收敛到该各个励磁电流的平均值的第二校正信号(V相用)，作为对第一校正信号(V相用)进一步叠加的校正信号。
同样，单个偏磁抑制控制部63为了抑制W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)间的直流偏磁的偏差，包含两个控制要素，该两个控制要素按照W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)各自的励磁电流，生成使W相的变压器25、26(tr_w2、tr_w1)各自的励磁电流收敛到该各个励磁电流的平均值的第二校正信号(W相用)，作为对第一校正信号(W相用)进一步叠加的校正信号。
信号发送部64的功能是：将对基于来自上位系统的电力指令的面向各转换器的转换器输出电压指令(基准值)叠加了上述第一校正信号以及上述第二校正信号后得到的转换器输出电压指令值Vref_u1、Vref_u2、Vref_v1、Vref_v2、Vref_w1、Vref_w2，分别发送到转换器11～16(cnv_u2、cnv_u1、cnv_v2、cnv_v1、cnv_w2、cnv_w1)。
图3是表示用于实现基于控制装置1的直流偏磁抑制控制的构成的一个例子的图。这里，仅图示了U相、V相、W相中的与U相相关的构成。
控制装置1例如包括减法部71、72、加法部73、乘法部74、低通滤波器75、比例积分控制部76、减法部81、91、比例积分控制部82、92、减法部83、93、减法部84、94。另外，虽然这里例示使用用于进行比例积分控制(PI控制)的比例积分控制部76、82、92的情况，但也可以取代于此而使用用于进行比例积分微分控制(PID控制)的比例积分微分控制部。
减法部71从变压器tr_u1的二次电流的值i_u1中减去一次电流的值i_u，计算出变压器tr_u1的励磁电流(U相一级励磁电流)的值i_m_u1。同样，减法部72从变压器tr_u2的二次电流的值i_u2中减去一次电流的值i_u，计算出变压器tr_u2的励磁电流(U相二级励磁电流)的值i_m_u2。
加法部73将U相一级励磁电流的值i_m_u1和U相二级励磁电流的值i_m_u2相加，输出加法结果。乘法部74对其加法结果乘以0.5(或者除以2)，输出U相励磁电流的值i_m_u。即，由加法部73与乘法部74的组合计算出U相的变压器tr_u1、tr_u2的励磁电流的平均值。
这里，例示了多重数(级数)为2的情况，在使多重数(级数)为n(n：3以上的整数)的情况下，加法部73将n个励磁电流的值相加，乘法部74对该加法结果乘以1/n(或者除以n)。
滤波器75从自加法部73输出的U相励磁电流的值i_m_u中提取变压器tr_u1、tr_u2的励磁电流直流成分(U相励磁电流直流成分)i_m_u_dc。该滤波器75中可以应用一般的低通滤波器(使比某一频率低的频率的信号通过的滤波器)，但为了更加精度良好地检测该直流成分，也可以替换为例如将信号的一定期间的移动平均(例如交流输出电压周期的移动平均)依次输出的移动平均滤波器。
比例积分控制部76构成上述整体偏磁抑制控制部62的至少一部分。该比例积分控制部76是实现整体偏磁抑制控制的控制要素，为了将U相励磁电流直流成分i_m_u_dc收敛为零，例如实施比例积分运算PI，生成作为对于面向U相的转换器的U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u的校正值的U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u(相当于上述第一校正信号(U相用))。另外，关于比例积分运算PI中使用的比例积分增益，考虑到低通滤波器75(或者移动平均滤波器)的相位延迟量，设定在控制系统稳定的范围内。
减法部81、比例积分控制部82、减法部83、减法部84构成上述单个偏磁抑制控制部63的一部分。同样，减法部91、比例积分控制部92、减法部93、减法部94也构成上述单个偏磁抑制控制部63的一部分。
减法部81从由乘法部74计算出的U相励磁电流的值i_m_u中减去由减法部71计算出的U相一级励磁电流的值i_m_u1，并输出U相励磁电流的值i_m_u与U相一级励磁电流的值i_m_u1的差分。
比例积分控制部82为了将U相励磁电流的值i_m_u与U相一级励磁电流的值i_m_u1的差分收敛为零，例如实施比例积分运算PI1，生成对于上述U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u的校正值(相当于上述第二校正信号(U相用)的一个)。减法部83将该生成的校正值从U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u中减去，生成对于U相转换器输出电压指令值(基准值)ref_u的校正值(U相一级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u1。
减法部84将生成的校正值(U相一级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u1从U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u中减去，生成面向U相的一级转换器cnv_u1的转换器输出电压指令值vref_u1。
同样，减法部91从由乘法部74计算出的U相励磁电流的值i_m_u中减去由减法部72计算出的U相二级励磁电流i_m_u2，输出U相励磁电流的值i_m_u与U相二级励磁电流的值i_m_u2的差分。
比例积分控制部92为了使U相励磁电流的值i_m_u与U相二级励磁电流的值i_m_u2的差分收敛于零，例如实施比例积分运算PI2，生成对于上述U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u的校正值(相当于上述第二校正信号(U相用)的一个)。另外，该比例积分控制部92被设定为，相比于上述比例积分控制部76，控制增益更大。减法部93将该生成的校正值从U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u中减去，生成对于U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u的校正值(U相二级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u2。
减法部94将生成的校正值(U相二级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u2从U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u中减去，生成面向U相的二级转换器cnv_u2的转换器输出电压指令值vref_u2。
上述比例积分控制部82、92使在产生控制上的空耗时间的低通滤波器等中经过的信号不用于控制。因此，比例积分控制部82、92即使以控制响应不产生较大的延迟而使控制响应变大的方式调整增益，该控制响应振动而变得不稳定的可能性也较低。通过将比例积分控制部82、92各自的控制增益设定为例如大于比例积分控制部76的控制增益，能够加快控制响应，精度更加良好地抑制U相的变压器间的励磁电流的偏差。
另外，关于V相以及W相，也成为与上述U相相同的构成。
在这样构成的多重电力转换装置的运转中，由图1所示的电流检测器41～46以及电流检测器51～53检测出的各个电流值被连续地向控制装置1传送。在控制装置1中，基于由这些电流检测器41～46以及电流检测器51～53检测的各个电流值，调整向转换器11～16(cnv_u2、cnv_u1、cnv_v2、cnv_v1、cnv_w2、cnv_w1)供给的转换器输出电压指令值Vref_u1、Vref_u2、Vref_v1、Vref_v2、Vref_w1、Vref_w2，以便抑制可能在变压器21～26(tr_u2、tr_u1、tr_v2、tr_v1、tr_w2、tr_w1)中产生的直流偏磁、且抑制各相的变压器间的励磁电流的偏差。
例如关于U相，如图3所示，在减法部71中，从变压器tr_u1的二次电流的值i_u1减去一次电流的值i_u，计算U相一级励磁电流的值i_m_u1。同样，在减法部72中，从变压器tr_u2的二次电流的值i_u2减去一次电流的值i_u，计算U相二级励磁电流的值i_m_u2。
这里，在图4的波形曲线图中示出变压器tr_u1的二次电流的值i_u1与一次电流的值i_u的关系以及变压器tr_u2的二次电流的值i_u2与一次电流的值i_u的关系。
图4的波形曲线图所示的变压器tr_u1的二次电流的值i_u1与一次电流的值i_u的差分相当于变压器tr_u1的励磁电流(U相一级励磁电流)的值i_m_u1。另外，变压器tr_u2的二次电流的值i_u2与一次电流的值i_u的差分相当于变压器tr_u2的励磁电流(U相二级励磁电流)的值i_m_u2。
接下来，在加法部73中，将U相一级励磁电流的值i_m_u1、U相二级励磁电流的值i_m_u2相加，输出加法结果。另外，在乘法部74中，对该加法结果乘以0.5，输出U相励磁电流的值i_m_u。即，这里，计算U相的变压器tr_u1、tr_u2的励磁电流的平均值。
这里，在图5的波形曲线图中示出U相一级励磁电流的值i_m_u1和U相二级励磁电流的值i_m_u2、U相励磁电流的值i_m_u的关系。
根据图5的波形曲线图可知，U相一级励磁电流的值i_m_u1与U相二级励磁电流的值i_m_u2的平均值相当于U相励磁电流的值i_m_u。
接下来，在滤波器75中，从自加法部73输出的U相励磁电流的值i_m_u提取变压器tr_u1、tr_u2的励磁电流直流成分(U相励磁电流直流成分)i_m_u_dc。另外，在比例积分控制部76中，为了使该U相励磁电流直流成分i_m_u_dc收敛于零，例如实施比例积分运算PI，生成作为对于U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u的校正值的U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u。
另一方面，在减法部81中，从利用乘法部74计算出的U相励磁电流的值i_m_u减去利用减法部71计算出的U相一级励磁电流的值i_m_u1，输出U相励磁电流的值i_m_u与U相一级励磁电流的值i_m_u1的差分。另外，在比例积分控制部82中，为了使该差分收敛于零，例如实施比例积分运算PI1，生成对于上述U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u的校正值。然后，在减法部83中，从U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u减去该生成的校正值，生成对于U相转换器输出电压指令值(基准值)ref_u的校正值(U相一级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u1。
同样，在减法部91中，也从利用乘法部74计算出的U相励磁电流的值i_m_u减去利用减法部72计算出的U相二级励磁电流i_m_u2，输出U相励磁电流的值i_m_u与U相二级励磁电流的值i_m_u2的差分。另外，在比例积分控制部92中，为了使该差分收敛于零，例如实施比例积分运算PI2，生成对于上述U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u的校正值。然后，在减法部93中，从U相偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u减去该生成的校正值，生成对于U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u的校正值(U相二级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u2。
这里，在图6的波形曲线图中示出U相一级偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u1和U相二级偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u2的关系。
根据图6的波形曲线图可知，面向U相的一级转换器cnv_u1的U相一级偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u1和面向U相的转换器cnv_u2的U相二级偏磁抑制校正电压指令值vref_m_u2是分别不同的值，并且是按照每个转换器单独生成的值。
接下来，在减法部84中，从U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u减去利用减法部83生成的校正值(U相一级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u1，生成面向U相的一级转换器cnv_u1的转换器输出电压指令值vref_u1。同样，在减法部94中，也从U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u减去利用减法部93生成的校正值(U相二级偏磁抑制校正电压指令值)vref_m_u2，生成面向U相的二级转换器cnv_u2的转换器输出电压指令值vref_u2。
这里，在图7的波形曲线图中示出U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u、面向U相的一级转换器cnv_u1的转换器输出电压指令值vref_u1、以及面向U相的二级转换器cnv_u2的转换器输出电压指令值vref_u2的关系。
根据图7的波形曲线图可知，面向U相的一级转换器cnv_u1的转换器输出电压指令值vref_u1和面向U相的二级转换器cnv_u2的转换器输出电压指令值vref_u2是相对于U相转换器输出电压指令值(基准值)vref_u分别不同的值，并且是按照每个转换器单独生成的值。
这样生成的转换器输出电压指令值vref_u1、vref_u2分别向转换器11、12(cnv_u2、cnv_u1)分开地供给。
由此，转换器11、12(cnv_u2、cnv_u1)分别生成与转换器输出电压指令值vref_u1、vref_u2相应的输出电压。利用该转换器输出电压指令值vref_u1、vref_u2，抑制了转换器11、12(cnv_u2、cnv_u1)间的输出电压的偏差，因此也抑制了变压器间的励磁电流的偏差。
另外，关于V相以及W相，也成为与上述U相相同的动作。
这样，根据本实施方式，除了整体偏磁抑制控制之外，还实施单个偏磁抑制控制，从而能够抑制三相交流的各相中的变压器间的直流偏磁的偏差，能够避免各变压器的磁饱和。
另外，在本实施方式的单个偏磁抑制控制中，在产生控制上的空耗时间的滤波器中经过的信号不用于控制。例如，对于关于三相交流的各相实施单个偏磁抑制控制的各个控制要素而言，在产生控制上的空耗时间的低通滤波器等中经过的信号不用于控制。因此，实施单个偏磁抑制控制的各自的控制要素即使以控制响应不产生较大的延迟而使控制响应变大的方式调整增益，该控制响应振动而变得不稳定的可能性也较低，通过将该控制要素各自的控制增益设定为例如大于实施整体偏磁抑制控制的控制要素的控制增益，能够加快控制响应，更加精度良好地抑制因开关等引起的变压器间的励磁电流的偏差。
如以上详细叙述那样，根据实施方式，能够减少变压器间的励磁电流的偏差。
虽然说明了本发明的几个实施方式，但这些实施方式是作为例子而提出的，并不意图限定发明的范围。这些新的实施方式能够以其他各种方式实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、替换、变更。这些实施方式及其变形包含在发明的范围及主旨中，并且包含在权利要求书所记载的发明及其等价的范围内。

Claims (7)

1.一种电力转换装置的控制装置(1)，通过多个转换器以及多个变压器将直流电力转换为交流电力，其中，该电力转换装置的控制装置(1)具备：
整体偏磁抑制控制部(62)，包含如下控制要素，该控制要素生成使所述多个变压器各自的励磁电流的平均值中包含的直流成分收敛于零的第一校正信号，作为叠加于向所述多个转换器发送的转换器输出电压指令信号的校正信号；以及
单个偏磁抑制控制部(63)，包含如下多个控制要素，该多个控制要素生成使所述多个变压器各自的励磁电流收敛于所述多个变压器各自的励磁电流的平均值的第二校正信号，作为对所述第一校正信号进一步叠加的校正信号。
2.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置(1)，其中，
所述单个偏磁抑制控制部(63)所包含的多个控制要素的各个控制要素被设定为，相比于所述整体偏磁抑制控制部(62)所包含的控制要素，控制增益更大。
3.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置(1)，其中，
所述单个偏磁抑制控制部(63)所包含的多个控制要素的各个控制要素实施比例积分控制(PI控制)或比例积分微分控制(PID控制)。
4.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置(1)，其中，
所述整体偏磁抑制控制部(62)通过使用低通滤波器，从所述多个变压器各自的励磁电流的平均值提取直流成分。
5.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置(1)，其中，
所述整体偏磁抑制控制部(62)通过使用移动平均滤波器，从所述多个变压器各自的励磁电流的平均值提取直流成分。
6.如权利要求1所述的电力转换装置的控制装置(1)，其中，
所述单个偏磁抑制控制部(63)不将在产生控制上的空耗时间的滤波器中经过的信号用于控制，而是仅将未经过该滤波器的信号用于控制。
7.一种电力转换装置的控制方法，通过多个转换器以及多个变压器将直流电力转换为交流电力，其中，该电力转换装置的控制方法具备如下步骤：
利用第一控制部(62)，生成使所述多个变压器各自的励磁电流的平均值中包含的直流成分收敛于零的第一校正信号，作为叠加于向所述多个转换器发送的转换器输出电压指令信号的校正信号；以及
利用第二控制部(63)，生成使所述多个变压器各自的励磁电流收敛于所述多个变压器各自的励磁电流的平均值的第二校正信号，作为对所述第一校正信号进一步叠加的校正信号。
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