JPH09247958A - 電力変換装置の偏磁抑制制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】重接続されたインバータの出力電流に含まれる
直流分をローパスフィルタ等の遅れ要素なしに検出でき
るため、検出遅れが小さく応答性が高く、変圧器の偏磁
を抑制する効果が高い電力変換装置の偏磁抑制制御回路
を得る。 【解決手段】少なくとも２台の電圧形インバータの出力
を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装置
において、前記多重変圧器の偏磁を抑制するため、前記
各電圧形インバータの出力電流を検出し、それらを平均
演算回路４２により出力電流の算術平均値と、減算器４
３ａ，４３ｂにより各々の電圧形インバータの出力電流
の差分を演算しそれが小さくなるよう負帰還制御するこ
とを特徴とした電力変換装置の偏磁抑制制御回路。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は電圧形インバータと
多重変圧器で構成される電力変換装置に用いる多重変圧
器の偏磁を抑制する偏磁抑制制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来の単相２直列多重インバータと多重
変圧器で構成される電力変換装置の一例を図１１に示
す。図１１において、１ａ，１ｂは多重変圧器、４ａ，
４ｂは変流器、２０ａ，２０ｂは電圧形インバータを示
し、電圧形インバータ２０ａ，２０ｂの詳細を図１２に
示す。

【０００３】図１２において２２Ｕ，２２Ｘ，２２Ｖ，
２２ＹはＧＴＯ等の自己消弧形半導体素子、２３Ｕ，２
３Ｘ，２３Ｖ，２３Ｙは自己消弧形半導体素子２２Ｕ，
２２Ｘ，２２Ｖ，２２Ｙにそれぞれ逆並列接続される帰
還ダイオード、２４ａ，２４ｂは直流コンデンサであ
る。

【０００４】このような構成の電力変換装置は多重接続
することによって、高調波の低減と大容量化が図れるこ
とは一般に知られている。図１１の単相２直列多重イン
バータの場合、Ｎｏ．１電圧形インバータ２０ａとＮ
ｏ．２電圧形インバータ２０ｂの搬送波に９０ｄｅｇ
（９０度）の位相差を設け各段の出力電圧に位相差を持
たせることで上記目的を達成することができる。

【０００５】インバータ出力電圧の波形例を図１３
（ａ）に示す。ここで、インバータの出力電流を急変さ
せた場合における各段の出力電圧のバラツキが変圧器偏
磁の原因となる。この現象について以下説明する。

【０００６】図１４に示すように電圧形インバータを交
流系統に接続した場合、その出力電流は次式で表すこと
ができる。 ｉ_c ＝（Ｖ_S −Ｖ_C ）／ｊωＬ …（１） ここで、Ｖ_S は交流系統の電圧、Ｖ_C は電圧形インバー
タの出力電圧、Ｌは連系リアクトル（変圧器）である。
（１）式より、インバータの出力電圧Ｖ_C は交流系統の
電圧Ｖ_S とその出力電流ｉ_c 、換言すれば電流基準より
求めることできる。

【０００７】多重変圧器１ａ，１ｂによって接続された
電力変換装置におけるインバータ２０ａ，２０ｂの出力
電圧は図１３（ａ）に示すように定常的には直流分を発
生しない。ところが、電流基準が急変した場合には図１
３（ｂ）に示すように、電流変化に必要な電圧として例
えばＮｏ．１インバータ２０ａの矩形波状出力電圧の斜
線部分が増加し、Ｎｏ．２インバータ２０ｂの矩形波点
線部分が減少したとすれば、瞬間的に大きな電圧時間積
の直流分が各インバータの出力電圧に現れており、電圧
の積分値に比例する磁束について考えればある巻線の磁
束は正方向に、他の巻線は負方向に偏磁することにな
る。この様な現象が繰り返されれば、変圧器の偏磁が急
速に進行し最終的には変圧器の鉄芯が飽和し過大な電流
が流れるため、電力変換装置を保護するために停止せざ
るを得ない結果となる。

【０００８】この様な多重変圧器の偏磁現象を抑制する
ことを目的とした従来の偏磁抑制制御回路を図１０に示
す。各インバータ２０ａ，２０ｂの出力電流はその各々
に取り付けられた変流器４ａ，４ｂによって制御回路４
０に入力される。この各インバータ２０ａ，２０ｂの個
別電流ｉ₁ 及びｉ₂ は制御回路４０内のローパスフィル
タ１４ａ，１４ｂに入力されその直流分が検出され、減
算器４１ａ，４１ｂにより各インバータの信号波ｅ₀₁及
びｅ₀₂にそれぞれ減算される。各インバータのゲート回
路３０ａ，３０ｂで各信号波と搬送波が比較され図１０
の各半導体素子（スイッチング素子）２２Ｕ〜２２Ｙを
オン、オフすることにより、出力電圧を制御する。この
様に、従来の偏磁抑制制御回路は多重変圧器に接続され
る各インバータの出力電流直流分を抑制することによ
り、変圧器の偏磁を抑制するものである。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の偏磁
抑制制御回路には以下の問題点がある。多重接続された
インバータの出力電流に含まれる直流分をローパスフィ
ルタ１４ａ，１４ｂにより検出しているので、出力電流
の基本波分を除去するためにローパスフィルタ１４ａ，
１４ｂの遮断周波数を低くする必要がある。このため直
流分の検出遅れが大きく制御性、応答性が悪くなり、変
圧器の偏磁を抑制する効果が低い。本発明の目的は前記
問題点を解決し、制御性、応答性の高い電力変換装置の
偏磁抑制制御回路を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１に対応する発明は、少なくとも２台の電圧
形インバータの出力を多重変圧器を介して直列接続され
てなる電力変換装置において、前記各電圧形インバータ
の出力電流を検出する手段と、それら出力電流の算術平
均を演算する算術平均演算手段と、前記各々の電圧形イ
ンバータの出力電流と前記算術平均演算手段の算術平均
の偏差を演算する手段と、該手段で求められた差分を負
帰還制御する手段と、を具備し、前記偏差が小さくなる
よう各電圧形インバータの信号波を補正することにより
前記多重変圧器の偏磁を抑制するようにした電力変換装
置の偏磁抑制制御回路である。

【００１１】請求項１に対応する発明によれば、各電圧
形インバータの出力電流の算術平均を演算することによ
ってあたかも偏磁していないときの電流信号を得ること
ができる。なぜならば従来の技術において説明したよう
に、電流基準が急変したとき多重変圧器におけるある巻
線の磁束は正方向に他の巻線の磁束は負方向に偏磁する
ので、各巻線の励磁回路に流れる偏磁電流すなわち各イ
ンバータ出力電流の偏磁電流分もまた互いに逆方向とな
り、その平均は零に近いものとなる。この各出力電流の
算術平均と各インバータの出力電流の偏差を演算するこ
とにより、当該インバータ出力電流に含まれる直流分す
なわち偏磁電流を検出することができる。しかも基本波
分に関して言えば各インバータは多重変圧器を介して直
列接続されているため、すべてのインバータについて等
しくなるのでそれらの平均値も同じ値である。従って、
前記各出力電流の算術平均と各インバータの出力電流の
偏差には基本波分が含まれない。この偏差が小さくなる
よう負帰還制御を行い各インバータの信号波を補正する
ことにより多重変圧器の偏磁を抑制できる。

【００１２】前記目的を達成するため、請求項２に対応
する発明は、少なくとも２台の電圧形インバータの出力
を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装置
において、前記電力変換装置の電流基準と前記各電圧形
インバータの出力電流の偏差を演算する偏差演算手段
と、前記偏差を負帰還制御する手段とを具備し、前記偏
差が小さくなるよう各電圧形インバータの信号波を補正
することにより前記多重変圧器の偏磁を抑制するように
した電力変換装置の偏磁抑制制御回路である。

【００１３】請求項２に対応する発明によれば、電流基
準と各インバータの出力電流の偏差を演算することによ
り偏磁に起因する直流電流を検出できる。すなわち、電
流基準には直流分が含まれておらず基本波分については
出力電流と等しいので、偏磁電流を高速に検出すること
が可能となる。前記偏差が小さくなるよう負帰還制御を
行い各インバータの信号波を補正することにより多重変
圧器の偏磁を抑制できる。

【００１４】前記目的を達成するために、請求項３に対
応する発明は、少なくとも２台の電圧形インバータの出
力を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装
置において、前記各電圧形インバータの出力電流を検出
する検出手段と、該検出手段で検出された正の波高値と
負の波高値を検出しその差分を演算する手段を具備し、
その差分が小さくなるよう各電圧形インバータの信号波
を補正することにより前記多重変圧器の偏磁を抑制する
ようにした電力変換装置の偏磁抑制制御回路である。

【００１５】請求項３に対応する発明によれば、各イン
バータの出力電流における正の波高値と負の波高値を検
出し、その差分を演算することにより偏磁に起因する直
流分を検出できる。すなわち、多重変圧器が偏磁してい
ないときには各インバータの出力電流の波高値は正負と
も同値となるが、偏磁が生じ直流分が出力電流に含まれ
ると正負の波高値が異なるのでその差分を演算すること
によって偏磁電流を検出することが可能となる。この差
分が小さくなるよう負帰還制御を行い各インバータの信
号波を補正することにより多重変圧器の偏磁を抑制でき
る。

【００１６】前記目的を達成するために、請求項４に対
応する発明は、少なくとも２台の電圧形インバータの出
力を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装
置において、前記各電圧形インバータの出力電流を検出
する検出手段と、該検出手段により検出された正の面積
値と負の面積値を検出しその差分を演算する手段を具備
し、その差分が小さくなるよう各電圧形インバータの信
号波を補正することにより前記多重変圧器の偏磁を抑制
するようにした電力変換装置の偏磁抑制制御回路であ
る。

【００１７】請求項４に対応する発明によれば、各イン
バータの出力電流における正の面積値と負の面積値を検
出し、その差分を演算することにより偏磁に起因する直
流分を検出できる。すなわち、多重変圧器が偏磁してい
ないときには各インバータの出力電流の面積値は正負と
も同値となるが、偏磁が生じ直流分が出力電流に含まれ
ると正負の面積値が異なるのでその差分を演算すること
によって偏磁電流を検出することが可能となる。この差
分が小さくなるよう負帰還制御を行い各インバータの信
号波を補正することにより多重変圧器の偏磁を抑制でき
る。

【００１８】請求項５の発明は請求項１における少なく
とも２台の電力変換装置を並列に設置されてなる電力変
換装置の多重変圧器の偏磁を抑制するため、各電圧形イ
ンバータの出力電流を検出する手段と、それら出力電流
の算術平均を演算する手段と、各々の電圧形インバータ
の出力電流と前記出力電流算術平均の偏差を演算する手
段と、その偏差を負帰還制御する手段を具備し、偏差が
小さくなるよう各電圧形インバータの信号波を補正する
ことにより前記多重変圧器の偏磁を抑制するようにした
電力変換装置の偏磁抑制制御回路である。

【００１９】請求項５に対応する発明によれば、各電力
変換装置における各インバータ出力電流の算術平均を演
算することによってあたかも偏磁していないときの電流
信号を得ることができる。なぜならば電流基準が急変し
たとき、ある電力変換装置における多重変圧器の直列多
重接続されている巻線の磁束の総和は正方向に、他の電
力変換装置における多重変圧器の直列多重接続されてい
る巻線の磁束の総和は負方向に偏磁するので、各巻線の
励磁回路に流れる偏磁電流すなわち各インバータ出力電
流の偏磁電流分もまた互いに逆方向となり、その平均は
零に近いものとなる。この各出力電流の算術平均と各イ
ンバータの出力電流の偏差を演算することにより、当該
インバータ出力電流に含まれる直流分すなわち偏磁電流
を検出することができる。しかも基本波分に関して言え
ば各電力変換装置は同一に制御されているので、すべて
のインバータについて等しくなりそれらの平均値も同じ
値である。従って、前記各出力電流の算術平均と各イン
バータの出力電流の偏差には基本波分が含まれない。こ
の偏差が小さくなるよう負帰還制御を行い各インバータ
の信号波を補正することにより多重変圧器の偏磁を抑制
できる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明するが、前述の従来例と同一部分
には、同一符号を付してその説明を省略する。また、こ
こでは２直列多重方式の電力変換装置について説明する
が、３直列以上についても同様であるため説明を省略す
る。

【００２１】＜第１の実施形態（請求項１に対応する発
明）＞図１に示すように、各電圧形インバータの出力電
流を検出し、それら出力電流の算術平均値と各々の電圧
形インバータの出力電流の差分を演算しそれが小さくな
るよう負帰還制御するように構成したものである。

【００２２】具体的には、図１において、Ｎｏ．１電圧
形インバータ電流ｉ₁ 及びＮｏ．２電圧形インバータ電
流ｉ₂ は、図９における変流器４ａ及び４ｂにより検出
される各インバータの出力電流である。これらを平均演
算回路４２に入力し次式に示されるその平均電流ｉ_m を
演算する。

【００２３】 ｉ_m ＝（ｉ₁ ＋ｉ₂ ）／２ …（２） 減算器４３ａ及び４３ｂは各電圧形インバータの出力電
流ｉ₁ またはｉ₂ と前記平均電流ｉ_m の偏差を演算する
ことにより、各出力電流に含まれる基本波分を除去する
と共に多重変圧器の偏磁に起因する直流分を検出する。

【００２４】増幅器４４ａ及び４４ｂは前述により検出
された直流分を増幅する機能を有し、その出力が減算器
４１ａ及４１ｂに入力され信号波ｅ₀₁及びｅ₀₂を補正す
る。ゲート回路３０ａはＮｏ．１電圧形インバータのゲ
ート信号を決定する回路であり、Ｕ，Ｘ相変調回路４６
ａは搬送波ｅ_s1と前述の補正された信号ｅ₀₁′を用いて
Ｎｏ．１電圧形インバータのＵ相ＧＴＯ及びＸ相ＧＴＯ
（図１０の２２Ｕ及び２２Ｘ）のゲート信号を決定する
ＰＷＭ変調回路である。Ｙ，Ｖ相変調回路４６ｂは搬送
波ｅ_s1を反転器４５で反転した信号と前述の補正された
信号波ｅ₀₁′を用いてＮｏ．１電圧形インバータのＹ相
ＧＴＯ及びＶ相ＧＴＯ（図１０の２２Ｙ及び２２Ｖ）の
ゲート信号を決定する。

【００２５】同様にして、ゲート回路３０ｂにより搬送
波ｅ_s2と前述の補正された信号波ｅ₀₂′を用いて、Ｎ
ｏ．２電圧形インバータの各ＧＴＯのゲート信号を決定
する。ここで、搬送波ｅ_s2は搬送波ｅ_s1に対して９０度
（９０ｄｅｇ）の位相差を設け多重化が図られている。

【００２６】以上のように構成することにより、第１の
実施形態によれば、以下のような作用が得られる。すな
わち、各電圧形インバータの出力電流ｉ₁ またはｉ₂ と
前記平均電流ｉ_m の偏差として検出された減算器４３ａ
及び４３ｂの出力としての偏磁電流信号は増幅器４４ａ
及び４４ｂにて増幅され、信号波ｅ₀₁及びｅ₀₂に補正信
号として合成され、ゲート回路３０ａ及び３０ｂによっ
て各ＧＴＯの通電期間を制御する。これによって、負帰
還制御回路が形成され前記偏差すなわち偏磁電流が抑制
される。

【００２７】この様な第１の実施形態によれば、以下の
ような効果が得られる。すなわち、各電圧形インバータ
の出力電流の平均と当該電圧インバータの出力電流の偏
差を演算することにより出力電流に含まれる基本波分を
除去できるので多重変圧器の偏磁に起因する直流分を遅
れなく検出できるため、偏磁抑制制御の応答が速く抑制
効果が高い。

【００２８】＜第２の実施形態（請求項２に対応する発
明）＞図１に示す実施形態の構成図と同一部には同一符
号を付してその説明を省略する。図２において、各イン
バータの出力電流ｉ₁ 及びｉ₂ と電流基準ｉ^* の偏差を
減算器４３ａ及び４３ｂにより演算する。ここで電流基
準ｉ^* はインバータの出力電流を制御するための指令信
号であり直流分を含まない。また、各インバータの出力
電流が電流基準に追従する様信号波ｅ₀₁及びｅ₀₂が制御
されるので、各インバータの出力電流ｉ₁ 及びｉ₂ と電
流基準ｉ^* の基本波分は一致する。したがって、減算器
４３ａ及び４３ｂの出力には多重変圧器の偏磁に起因す
る直流分のみが検出される。

【００２９】以上の様に第２の実施形態のように構成す
ることにより、以下の如く作用する。すなわち、各電圧
形インバータの出力電流ｉ₁ またはｉ₂ と電流基準ｉ^*
の偏差として検出された減算器４３ａ及び４３ｂの出力
としての偏磁電流信号は増幅器４４ａ及び４４ｂにて増
幅され、信号波ｅ₀₁及びｅ₀₂に補正信号として合成さ
れ、ゲート回路３０ａ及び３０ｂによって各ＧＴＯの通
電期間を制御する。これによって、負帰還制御回路が形
成され前記偏差すなわち偏磁電流が抑制される。

【００３０】この様な第２の実施形態によれば、以下の
効果を有する。各電圧形インバータの電流基準と当該電
圧形インバータの出力電流の偏差を演算することにより
出力電流に含まれる基本波分を除去できるので多重変圧
器の偏磁に起因する直流分を遅れなく検出できるため、
偏磁抑制制御の応答が速く抑制効果が高い。

【００３１】＜第３の実施形態（請求項３に対応する発
明）＞図３、図４および図５を参照して説明するが、図
１と同一部には同一符号を付してその説明を省略する。

【００３２】図３において、直流分検出回路５０ａ，５
０ｂは各電圧形インバータの出力電流の直流分を検出す
る。図３における直流分検出回路５０ａ，５０ｂの構成
図の詳細を図４に示している。図４および図５におい
て、正のピーク値ホールド回路５１は、インバータ出力
電流の最大値すなわち正の波高値を、負のピーク値ホー
ルド回路５２はインバータ出力電流の最小値すなわち負
の波高値を検出する。位相検出回路５３は交流系統電圧
が０ｄｅｇとなるタイミングで前記ピークホールド回路
５１及び５２をリセットするタイミング信号を出力す
る。従って、前記ピークホールド回路５１及び５２のリ
セット時の出力は１サイクルの正及び負の波高値とな
る。加算器５４により前記ピークホールド回路５１及び
５２の出力を加算し、サンプルホールド回路５５によっ
てリセット時の値をホールドする。サンプルホールド回
路５５は前記位相検出回路５３出力のタイミング信号に
てサンプルホールドされることにより、その出力はイン
バータ出力電流の直流分に比例した値となる。

【００３３】以上述べた様に第３の実施形態のように構
成することにより、以下の如く作用する。すなわち、各
電圧形インバータの出力電流の正の波高値と負の波高値
の差分として検出された偏磁電流信号は増幅器４４ａ及
び４４ｂにて増幅され、信号ｅ₀₁及びｅ₀₂に補正信号と
して合成され、ゲート回路３０ａ及び３０ｂによって各
ＧＴＯの通電期間を制御する。これによって、負帰還制
御回路が形成され前記差分すなわち偏磁電流が抑制され
る。

【００３４】以上述べた第３の実施形態によれば、以下
の効果を有する。各電圧形インバータ出力電流の正の波
高値と負の波高値の差分を演算することにより、出力電
流に含まれる基本波分を除去できるので多重変圧器の偏
磁に起因する直流分を高速に検出できるため、偏磁抑制
制御の応答が速く抑制効果が高い。

【００３５】＜第４の実施形態（請求項４に対応する発
明）＞次に、本発明による第４の実施形態について、図
３、図６および図７を参照して説明する。図１に示す第
１の実施形態の構成図と同一部には同一符号を付してそ
の説明を省略する。図３において、直流分検出回路５０
ａ，５０ｂは各電圧形インバータの出力電流の直流分を
検出する。

【００３６】各電圧形インバータの詳細は図６および図
７に示すように、積分器５６ａ，５６ｂはインバータ出
力電流を積分するが、その積分期間は極性判別回路５７
により決定される。すなわち、極性判別回路５７はイン
バータ出力電流の極性を判別し、正の期間では積分器５
６ｂを、負の期間では積分器５６ａをリセットする。こ
れにより積分器５６ａは出力電流の正の面積を、積分器
５６ｂは負の面積を演算することになる。サンプルホー
ルド回路５５ａ，５５ｂは前記積分器の最終値を各々サ
ンプルホールドする。そのタイミングはタイミング検出
器５９によって決定される。すなわち極性判別器５７の
出力信号の立ち上がりまたは立ち下がりのタイミングで
サンプルホールドを行う。加算器５４は上記サンプルホ
ールド回路５５ａ，５５ｂの出力を加算器５４にて加算
することにより、その出力はインバータ出力電流の直流
分に比例した値となる。

【００３７】以上の様に構成した第４の実施形態によれ
ば、以下の如く作用する。図３の各電圧形インバータの
出力電流の正の面積値と負の面積値の差分として検出さ
れた偏磁電流信号は増幅器４４ａ及び４４ｂにて増幅さ
れ、信号波ｅ₀₁及びｅ₀₂に補正信号として合成され、ゲ
ート回路３０ａ及び３０ｂによって各ＧＴＯの通電期間
を制御する。これによって、負帰還制御回路が形成され
前記差分すなわち偏磁電流が抑制される。

【００３８】以上のように構成した第４の実施形態によ
れば、以下の効果を有する。図７に示す各電圧形インバ
ータ出力電流の正の面積値と負の面積値の差分を演算す
ることにより、出力電流に含まれる基本波分を除去でき
るので、多重変圧器の偏磁に起因する直流分を高速に検
出できるため、偏磁抑制制御の応答が速く抑制効果が高
い。

【００３９】＜第５の実施形態（請求項５に対応する発
明）＞次に、第５の実施形態について、図８および図９
の構成図を参照して説明する。図１に示す構成図と同一
部分には同一符号を付してその説明を省略する。尚、こ
こでは２台の電力変換装置について説明するが、電力変
換装置が３台以上ある場合についても同様である。

【００４０】図８は第１の電力変換装置の制御回路を表
す構成図であり、第２の電力変換装置の制御回路につい
ても同様に構成されているのでその説明を省略する。同
図においてｉ₁ からｉ₄ は図７における変流器４ａから
４ｄにより検出される各インバータの出力電流である。
ここで、各インバータは図９に示すように、Ｎｏ．１と
Ｎｏ．２が多重変圧器を介して直列接続され第１の電力
変換装置を、Ｎｏ．３とＮｏ．４が他の多重変圧器を介
して直列接続され第２の電力変換装置を構成しており、
これら２台の電力変換装置が交流系統において並列接続
されている。平均演算回路４２は上記出力電流ｉ₁ から
ｉ₄ の平均を演算し、その出力と各インバータの出力電
流の偏差を減算器４４ａ及び４４ｂによって演算するこ
とにより多重変圧器の偏磁に起因する直流分を検出す
る。

【００４１】以上のように構成することにより、第５の
実施形態の発明は以下の如く作用する。各電圧形インバ
ータの出力電流ｉ₁ からｉ₄ と前記平均電流の偏差とし
て検出された減算器４３ａ及び４３ｂの出力としての偏
磁電流信号は増幅器４４ａ及び４４ｂにて増幅され、信
号波ｅ₀₁及びｅ₀₂に補正信号として合成され、ゲート回
路３０ａ及び３０ｂによって各ＧＴＯの通電期間を制御
する。これによって、負帰還制御回路が形成され前記偏
差すなわち偏磁電流が抑制される。

【００４２】この様に構成することによって、請求項５
の発明は以下の効果を有する。各電圧形インバータの出
力電流の平均と当該電圧形インバータの出力電流の偏差
を演算することにより出力電流に含まれる基本波分を除
去できるので多重変圧器の偏磁に起因する直流分を遅れ
なく検出できるため、偏磁抑制制御の応答が速く抑制効
果が高い。

【００４３】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、請求項
１から請求項５の発明によれば次のような利点が得られ
る。すなわち、多重接続されたインバータの出力電流に
含まれる直流分をローパスフィルタ等の遅れ要素なしに
検出できるため、検出遅れが小さく応答性が高く、変圧
器の偏磁を抑制する効果が高い電力変換装置の偏磁抑制
制御回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明における電力変換装置の偏磁抑制制御回
路の第１の実施形態の要部のみを示すブロック図。

【図２】本発明における電力変換装置の偏磁抑制制御回
路の第２の実施形態の要部のみを示すブロック図。

【図３】本発明における電力変換装置の偏磁抑制制御回
路の第３の実施形態の要部のみを示すブロック図。

【図４】図３における直流分検出回路の詳細を説明する
ための構成図。

【図５】図４の動作を説明するための波形図。

【図６】本発明における電力変換装置の偏磁抑制制御回
路の第４の実施形態の直流分検出回路の詳細を説明する
ための構成図。

【図７】図６の動作を説明するための波形図。

【図８】本発明における電力変換装置の偏磁抑制制御回
路の第５の実施形態を説明するための回路図。

【図９】本発明における電力変換装置の偏磁抑制制御回
路の第５の実施形態を説明するための回路図。

【図１０】従来の電力変換装置の偏磁抑制制御回路の問
題点を説明するための構成図。

【図１１】従来および本発明が適用される電力変換装置
の構成図。

【図１２】図９における電圧形インバータの構成図。

【図１３】多重変圧器のインバータ側と交流側の電圧及
びインバータ出力電流との関係を表す図で、（ａ）は定
常状態、（ｂ）は過渡状態を表す図。

【図１４】従来の電圧形インバータと交流系統の等価回
路を表す図。

【符号の説明】

１ａ，１ｂ…多重変圧器、 ４ａ，４ｂ…変流器、 ２０ａ，２０ｂ…電圧形インバータ、 ３０ａ，３０ｂ…ゲート回路、 ４１ａ，４１ｂ…減算器、 ４２…平均演算回路、 ４３ａ，４３ｂ…減算器、 ４４ａ，４４ｂ…増幅器、 ４５…反転器、 ４６ａ，４６ｂ…ＰＷＭ変調回路。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 少なくとも２台の電圧形インバータの出
   力を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装
   置において、 前記多重変圧器の偏磁を抑制するため、前記各電圧形イ
   ンバータの出力電流を検出し、それら出力電流の算術平
   均値と各々の電圧形インバータの出力電流の差分を演算
   しそれが小さくなるよう負帰還制御することを特徴とし
   た電力変換装置の偏磁抑制制御回路。
2. 【請求項２】 少なくとも２台の電圧形インバータの出
   力を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装
   置において、 前記多重変圧器の偏磁を抑制するため、電力変換装置の
   電流基準と前記各電圧形インバータの差分を検出し、そ
   れが小さくなるよう負帰還制御することを特徴とした電
   力変換装置の偏磁抑制制御回路。
3. 【請求項３】 少なくとも２台の電圧形インバータの出
   力を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装
   置において、 前記多重変圧器の偏磁を抑制するため、前記各電圧形イ
   ンバータの出力電流を検出し、その正の波高値と負の波
   高値の差分を演算しそれが小さくなるよう負帰還制御す
   ることを特徴とした電力変換装置の偏磁抑制制御回路。
4. 【請求項４】 少なくとも２台の電圧形インバータの出
   力を多重変圧器を介して直列接続されてなる電力変換装
   置において、前記多重変圧器の偏磁を抑制するため、前
   記各電圧形インバータの出力電流を検出し、その正の面
   積値と負の面積値の差分を演算しそれが小さくなるよう
   負帰還制御することを特徴とした電力変換装置の偏磁抑
   制制御回路。
5. 【請求項５】 少なくとも２台の電力変換装置を並列に
   設置し、各電圧形インバータの出力電流の算術平均値と
   各々の電圧形インバータの出力電流の差分が小さくなる
   ように負帰還制御することを特徴とした請求項１記載の
   電力変換装置の偏磁抑制制御回路。