JP2835165B2 - ３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置 - Google Patents
３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置Info
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- JP2835165B2 JP2835165B2 JP2239884A JP23988490A JP2835165B2 JP 2835165 B2 JP2835165 B2 JP 2835165B2 JP 2239884 A JP2239884 A JP 2239884A JP 23988490 A JP23988490 A JP 23988490A JP 2835165 B2 JP2835165 B2 JP 2835165B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、３相変圧器を介して交流系統と連系する自
励式インバータの制御装置に関する。
励式インバータの制御装置に関する。
（従来の技術） 電力系統の無効電力の調整装置として、あるいは、燃
料電池や二次電池などの直流電力を電力系統に供給する
目的で、大容量の自励式インバータが用いられる。
料電池や二次電池などの直流電力を電力系統に供給する
目的で、大容量の自励式インバータが用いられる。
第４図は、３相変圧器を介して交流系統に連系する電
圧型自励式インバータと、その制御装置の従来例を説明
するための構成図である。
圧型自励式インバータと、その制御装置の従来例を説明
するための構成図である。
１はインバータ主回路を、２は直流コンデンサを、３
は変圧器を、４は直流電圧源を、５は交流系統を各々示
している。また、101はインバータ出力電圧基準算出回
路を、102は同期検出回路を、103は有効電流設定器を、
104は無効電流設定器を、105はPWMゲート制御回路を各
々示している。さらに、111,112はホールCTを示してい
る。
は変圧器を、４は直流電圧源を、５は交流系統を各々示
している。また、101はインバータ出力電圧基準算出回
路を、102は同期検出回路を、103は有効電流設定器を、
104は無効電流設定器を、105はPWMゲート制御回路を各
々示している。さらに、111,112はホールCTを示してい
る。
第４図内で、インバータ主回路１は直流コンデンサ２
および変圧器３と共に電圧型自励式インバータを構成し
ている。
および変圧器３と共に電圧型自励式インバータを構成し
ている。
インバータ主回路１は可制御整流素子GU,GV,GW,GX,G
Y,GZと整流素子DU,DV,DW,DX,DY,DZで構成される。可制
御整流素子GU,GV,GW,GX,GY,GZとしては、GTOや電力用ト
ランジスタやSIサイリスタなどの自己消孤能力のあるパ
ワーエレクトロニクス素子が用いられる。
Y,GZと整流素子DU,DV,DW,DX,DY,DZで構成される。可制
御整流素子GU,GV,GW,GX,GY,GZとしては、GTOや電力用ト
ランジスタやSIサイリスタなどの自己消孤能力のあるパ
ワーエレクトロニクス素子が用いられる。
インバータ主回路１を構成する可制御整流素子GU,GV,
GW,GX,GY,GZの通電期間を変化させることにより、イン
バータ主回路１の３相の出力電圧を制御することができ
る。インバータ主回路１の３相の出力電圧の位相と振幅
を、交流系統５の系統電圧VR,VS,VTの位相と振幅に応じ
て調整することにより、変圧器３のインピーダンスを介
して３相交流系統５と授受する電流を制御する。これに
より、インバータ主回路１と直流コンデンサ２と変圧器
３で構成される電圧型自励インバータは、直流電圧源４
の直流電力を有効電力に変換して交流系統５に出力す
る、あるいは交流系統５の無効電力を調整する。
GW,GX,GY,GZの通電期間を変化させることにより、イン
バータ主回路１の３相の出力電圧を制御することができ
る。インバータ主回路１の３相の出力電圧の位相と振幅
を、交流系統５の系統電圧VR,VS,VTの位相と振幅に応じ
て調整することにより、変圧器３のインピーダンスを介
して３相交流系統５と授受する電流を制御する。これに
より、インバータ主回路１と直流コンデンサ２と変圧器
３で構成される電圧型自励インバータは、直流電圧源４
の直流電力を有効電力に変換して交流系統５に出力す
る、あるいは交流系統５の無効電力を調整する。
インバータ出力電圧基準算出回路101と同期検出回路1
02と有効電流設定器103と無効電流設定器104とPWMゲー
ト制御回路105とは、上記の電圧型自励インバータによ
る有効電力と無効電力を制御する制御装置を構成してい
る。
02と有効電流設定器103と無効電流設定器104とPWMゲー
ト制御回路105とは、上記の電圧型自励インバータによ
る有効電力と無効電力を制御する制御装置を構成してい
る。
同期検出回路102は３相交流系統５の系統電圧VR,VS,V
Tの系統電圧位相θを検出する。
Tの系統電圧位相θを検出する。
インバータ出力電圧基準算出回路101は、有効電流設
定器103からの有効電流基準値idcと無効電流設定器104
からの無効電流基準iqcに応じて、ホールCT111,112で検
出されるインバータ出力交流電流iRおよびiTを調整する
ようインバータ主回路１の３相の出力電圧を決定するイ
ンバータ出力電圧基準VRc,VSc,VTcを算出する。このイ
ンバータ出力電圧基準VRc,VSc,VTcの算出では、３相交
流系統５の系統電圧VR,VS,VTの位相に対してその位相を
決定するため、同期検出回路102で検出される系統電圧
位相θを使用する。
定器103からの有効電流基準値idcと無効電流設定器104
からの無効電流基準iqcに応じて、ホールCT111,112で検
出されるインバータ出力交流電流iRおよびiTを調整する
ようインバータ主回路１の３相の出力電圧を決定するイ
ンバータ出力電圧基準VRc,VSc,VTcを算出する。このイ
ンバータ出力電圧基準VRc,VSc,VTcの算出では、３相交
流系統５の系統電圧VR,VS,VTの位相に対してその位相を
決定するため、同期検出回路102で検出される系統電圧
位相θを使用する。
PMWゲート制御回路105はインバータ出力電圧基準VRc,
VSc,VTcと三角波搬送信号とを比較して、インバータ主
回路１を構成する可制御調整素子GU,GV,GW,GX,GY,GZの
通電期間を決定するゲート信号を出力する。
VSc,VTcと三角波搬送信号とを比較して、インバータ主
回路１を構成する可制御調整素子GU,GV,GW,GX,GY,GZの
通電期間を決定するゲート信号を出力する。
上記で説明した第４図の「３相変圧器を介して交流系
統に連系する電圧型自励式インバータと、その制御装置
の従来例」の動作は、文献Shun−ichi Hirose et al“A
pplication of a digital instantaneous current cont
rol for static inductionthyristor converters in th
e utility line",PCIM Proceeding,pp343−349,Dec.8,1
988 in Japanに一例が開示されている。
統に連系する電圧型自励式インバータと、その制御装置
の従来例」の動作は、文献Shun−ichi Hirose et al“A
pplication of a digital instantaneous current cont
rol for static inductionthyristor converters in th
e utility line",PCIM Proceeding,pp343−349,Dec.8,1
988 in Japanに一例が開示されている。
（発明が解決しようとする課題） 第４図「３相変圧器を介して交流系統に連系する電圧
型自励式インバータと、その制御装置の従来例」には下
記の不具合があった。
型自励式インバータと、その制御装置の従来例」には下
記の不具合があった。
インバータ主回路１の３相の出力交流電圧に僅かな直
流成分が定常的に発生することにより、変圧器３の交番
磁束に直流成分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、
すなわち、変圧器の直流偏磁により過電流が起こるとい
う不具合である。変圧器に直流偏磁が起き、変圧器の巻
線に定格以上の電流が流れるようになると、変圧器の焼
損のみならず、インバータ主回路１を構成する可制御整
流素子GU,GV,GW,GX,GY,GZも遮断電流以上の電流が流れ
ることにより破損するため、電圧型自励式インバータと
して運転ができなくなる。
流成分が定常的に発生することにより、変圧器３の交番
磁束に直流成分が生じて過大な励磁電流が流れる現象、
すなわち、変圧器の直流偏磁により過電流が起こるとい
う不具合である。変圧器に直流偏磁が起き、変圧器の巻
線に定格以上の電流が流れるようになると、変圧器の焼
損のみならず、インバータ主回路１を構成する可制御整
流素子GU,GV,GW,GX,GY,GZも遮断電流以上の電流が流れ
ることにより破損するため、電圧型自励式インバータと
して運転ができなくなる。
インバータ主回路１の３相の出力交流電圧に僅かな直
流成分が発生する理由は、インバータ主回路１を構成す
る可制御整流素子GU,GV,GW,GX,GY,GZの特性に僅かな違
いがあることにより正極側と負極側の素子の通電期間に
差異が生じて出力電圧に直流成分が発生する。正極側と
負極側の素子とは、例えば、Ｒ相についてみれば、可制
御整流素子GUとGXの様に直流電源の正極側と負極側に各
々接続され、インバータ出力電圧のＲ相の正極電圧と負
極電圧を決定するそれぞれ素子である。また、インバー
タ出力電圧基準算出回路101の回路内のオフセットなど
の誤差により、インバータ出力電圧基準VRc,VSc,VTcに
直流成分が発生することなどでも、インバータ主回路１
の３相の出力交流電圧に直流成分が発生する。
流成分が発生する理由は、インバータ主回路１を構成す
る可制御整流素子GU,GV,GW,GX,GY,GZの特性に僅かな違
いがあることにより正極側と負極側の素子の通電期間に
差異が生じて出力電圧に直流成分が発生する。正極側と
負極側の素子とは、例えば、Ｒ相についてみれば、可制
御整流素子GUとGXの様に直流電源の正極側と負極側に各
々接続され、インバータ出力電圧のＲ相の正極電圧と負
極電圧を決定するそれぞれ素子である。また、インバー
タ出力電圧基準算出回路101の回路内のオフセットなど
の誤差により、インバータ出力電圧基準VRc,VSc,VTcに
直流成分が発生することなどでも、インバータ主回路１
の３相の出力交流電圧に直流成分が発生する。
変圧器の直流偏磁により過電流が発生するという不具
合は、変圧器の鉄心に空隙（ギャップ）を設け、変圧器
の鉄心の磁気飽和を起こしにくくすることにより抑制す
ることができるが、変圧器の容積が大きくなったり、価
格が高くなるため好ましくない。
合は、変圧器の鉄心に空隙（ギャップ）を設け、変圧器
の鉄心の磁気飽和を起こしにくくすることにより抑制す
ることができるが、変圧器の容積が大きくなったり、価
格が高くなるため好ましくない。
従って、本発明は３相変圧器を介して交流系統に連系
する自励式インバータに関し、３相変圧器の特徴を活か
した直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置を提
供することにある。
する自励式インバータに関し、３相変圧器の特徴を活か
した直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置を提
供することにある。
（課題を解決するための手段） 上記発明の目的を達成する手段は下記の如くである。
３相変圧器を介して交流系統に連系するインバータの
制御装置において、 インバータの３相出力電流の３相の電流直流成分を検
出する電流直流成分検出手段と、 この３相の電流直流成分からインバータの３相出力電
圧の直流成分の不平衡成分を２相の出力補正信号として
算出する直流偏磁抑制信号算出手段と、 この２相の出力補正信号をインバータの３相の出力基
準の内の２相の出力基準に加算して３相の補正出力基準
を出力する出力基準補正手段と、 ３相の補正出力基準からインバータの出力電圧または
出力電流を決定するゲート制御手段を備えることによ
り、変圧器の直流偏磁抑制ができるようにしたインバー
タ制御装置。
制御装置において、 インバータの３相出力電流の３相の電流直流成分を検
出する電流直流成分検出手段と、 この３相の電流直流成分からインバータの３相出力電
圧の直流成分の不平衡成分を２相の出力補正信号として
算出する直流偏磁抑制信号算出手段と、 この２相の出力補正信号をインバータの３相の出力基
準の内の２相の出力基準に加算して３相の補正出力基準
を出力する出力基準補正手段と、 ３相の補正出力基準からインバータの出力電圧または
出力電流を決定するゲート制御手段を備えることによ
り、変圧器の直流偏磁抑制ができるようにしたインバー
タ制御装置。
（作用） 第５図はインバータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を
説明する図を示し、第６図は３相変圧器の直流偏磁の抑
制原理を説明する図を示す。
説明する図を示し、第６図は３相変圧器の直流偏磁の抑
制原理を説明する図を示す。
直流偏磁について簡単に説明するために、第５図を用
いて説明する。単相変調器の等価回路は第５図の変圧器
の部分で表されることが知られている。第５図中、Z1は
変圧器のインバータ主回路側の漏れインピーダンス（巻
線抵抗と漏れインダクタンス）を示し、Z2は変圧器の交
流系統側の漏れインピーダンスを示し、Zmは変圧器の励
磁インピーダンス（鉄損と励磁インダクタンス）を各々
示している。
いて説明する。単相変調器の等価回路は第５図の変圧器
の部分で表されることが知られている。第５図中、Z1は
変圧器のインバータ主回路側の漏れインピーダンス（巻
線抵抗と漏れインダクタンス）を示し、Z2は変圧器の交
流系統側の漏れインピーダンスを示し、Zmは変圧器の励
磁インピーダンス（鉄損と励磁インダクタンス）を各々
示している。
インバータ主回路の出力電圧の直流電圧成分をＥと
し、交流系統はこの直流電圧成分に対してインピーダン
スをもたないと仮定すると、電流電圧成分Ｅに対してイ
ンバータ主回路と変圧器と交流系統は第５図の回路を形
成する。これにより、直流電圧成分Ｅに応じて直流電流
i1とi2が流れる。直流偏磁は変圧器の励磁インダクタン
スに直流電流が流れることにより発生する。すなわち、
直流電流i1により直流偏磁が起こる。励磁インダクタン
スは漏れインピーダンスに比べて相当大きいので、直流
電流i1が変圧器の磁束が飽和して交流過電流を発生させ
るほど大きくなるには長時間を要することになる。
し、交流系統はこの直流電圧成分に対してインピーダン
スをもたないと仮定すると、電流電圧成分Ｅに対してイ
ンバータ主回路と変圧器と交流系統は第５図の回路を形
成する。これにより、直流電圧成分Ｅに応じて直流電流
i1とi2が流れる。直流偏磁は変圧器の励磁インダクタン
スに直流電流が流れることにより発生する。すなわち、
直流電流i1により直流偏磁が起こる。励磁インダクタン
スは漏れインピーダンスに比べて相当大きいので、直流
電流i1が変圧器の磁束が飽和して交流過電流を発生させ
るほど大きくなるには長時間を要することになる。
第６図は本願で対象にしている３相変圧器の直流偏磁
の抑制原理を説明する図である。
の抑制原理を説明する図である。
第６図では、第５図の変圧器と交流系統のインダクタ
ンスに相当するインピーダンスを３相変圧器の各相毎に
まとめて、インピーダンスZmR,ZmS,ZmTとしている。
ンスに相当するインピーダンスを３相変圧器の各相毎に
まとめて、インピーダンスZmR,ZmS,ZmTとしている。
また、インバータ主回路の各相の直流電圧成分を各々
ER,ES,ETとする。説明を簡単にするため、各相のインピ
ーダンスZmR,ZmS,ZmTがすべて等しくＺであるとする。
第６図の３相回路構成は、 ER＝ES＝ET ……（１） ならば、３相の各相に流れる直流電流成分i1R,i1s,i1T
は i1R＝i1S＝i1T＝０ ……（２） となる。すなわち、各相の直流電圧成分ER,ES,ETに差異
があることにより、直流電流成分i1R,i1S,i1Tが流れ
る。３相の回路条件から、 i1R＋i1S＋i1T＝０ ……（３） であるので、 vRd＝ER−ES＝Ｚ＊（i1R−i1S） ……（４） vTd＝ET−ES＝Ｚ＊（i1T−i1R） ……（５） より、 Ｚ＊（i1R−i1S）＝０ ……（６） となるよう直流電圧成分ERを制御すると共に、 Ｚ＊（i1T−i1S）＝０ ……（７） となるよう直流電圧成分ETを制御すれば、（１）式の条
件が成立する。これにより、（２）式が成立し、各相に
直流電圧成分があっても、３相の各相に流れる直流電流
成分が零となり、直流偏磁が抑制されることになる。こ
の方法によれば、直流偏磁抑制の為、インバータ主回路
の３相の直流電圧成分を各々零にすることなく、その不
平衡分のみ調整するため、直流偏磁抑制の為の制御応答
を速めることができる。
ER,ES,ETとする。説明を簡単にするため、各相のインピ
ーダンスZmR,ZmS,ZmTがすべて等しくＺであるとする。
第６図の３相回路構成は、 ER＝ES＝ET ……（１） ならば、３相の各相に流れる直流電流成分i1R,i1s,i1T
は i1R＝i1S＝i1T＝０ ……（２） となる。すなわち、各相の直流電圧成分ER,ES,ETに差異
があることにより、直流電流成分i1R,i1S,i1Tが流れ
る。３相の回路条件から、 i1R＋i1S＋i1T＝０ ……（３） であるので、 vRd＝ER−ES＝Ｚ＊（i1R−i1S） ……（４） vTd＝ET−ES＝Ｚ＊（i1T−i1R） ……（５） より、 Ｚ＊（i1R−i1S）＝０ ……（６） となるよう直流電圧成分ERを制御すると共に、 Ｚ＊（i1T−i1S）＝０ ……（７） となるよう直流電圧成分ETを制御すれば、（１）式の条
件が成立する。これにより、（２）式が成立し、各相に
直流電圧成分があっても、３相の各相に流れる直流電流
成分が零となり、直流偏磁が抑制されることになる。こ
の方法によれば、直流偏磁抑制の為、インバータ主回路
の３相の直流電圧成分を各々零にすることなく、その不
平衡分のみ調整するため、直流偏磁抑制の為の制御応答
を速めることができる。
（実施例） 第１図は本発明の１実施例を説明する図である。第１
図では第４図と同じ機能を遂行する回路には同じ符号を
付している。第１図中、106は電流直流成分検出回路を
示し、107は直流偏磁抑制信号算出回路を示し、108は出
力基準補正回路を示している。
図では第４図と同じ機能を遂行する回路には同じ符号を
付している。第１図中、106は電流直流成分検出回路を
示し、107は直流偏磁抑制信号算出回路を示し、108は出
力基準補正回路を示している。
第２図は、第１図の電流直流成分検出回路106の具体
的回路例を説明する図を示している。第２図中、Ａは演
算増幅器を示し、R1及びR2は抵抗を示し、Ｃはコンデン
サを示している。第２図では、２組の演算増幅器Ａと抵
抗R1,R2とコンデンサＣで、３回路の１次遅れ回路を構
成している。
的回路例を説明する図を示している。第２図中、Ａは演
算増幅器を示し、R1及びR2は抵抗を示し、Ｃはコンデン
サを示している。第２図では、２組の演算増幅器Ａと抵
抗R1,R2とコンデンサＣで、３回路の１次遅れ回路を構
成している。
第３図は、第１図の直流偏磁抑制信号算出回路107を
説明する図を示している。第３図中、1071は（４）式お
よび（５）式の中括弧｛｝内の加算演算を行う加算器を
示し、1072は（４）式および（５）式の（Ｚ）を実現す
る増幅器を示している。
説明する図を示している。第３図中、1071は（４）式お
よび（５）式の中括弧｛｝内の加算演算を行う加算器を
示し、1072は（４）式および（５）式の（Ｚ）を実現す
る増幅器を示している。
出力基準補正回路108は、第１図に構成を示してお
り、第１図の1081は加算器である。
り、第１図の1081は加算器である。
電流直流成分検出回路106は、第１図に示すように、
ホールCT111,112及び113で検出されるインバータ出力交
流電流iR,iSおよびiTを入力し、インバータ出力交流電
流iR,iSおよびiTの直流成分iRd,iSdおよびiTdを各々検
出する。変圧器と同じ原理の変流器は直流成分を含む信
号を検出できないが、ホールCTは、いわゆる変流器と異
なり、交流成分と共に直流成分を含む信号を検出でき
る。第２図はホールCT111,112及び113で検出されるイン
バータ出力交流電流iR,iS及びiTの直流成分を検出する
演算増幅器を用いた回路例を示しており、インバータ出
力交流電流iR,iSおよびiTに各々１次遅れ演算を施し、
直流成分iRd,iSdおよびiTdを各々検出する。
ホールCT111,112及び113で検出されるインバータ出力交
流電流iR,iSおよびiTを入力し、インバータ出力交流電
流iR,iSおよびiTの直流成分iRd,iSdおよびiTdを各々検
出する。変圧器と同じ原理の変流器は直流成分を含む信
号を検出できないが、ホールCTは、いわゆる変流器と異
なり、交流成分と共に直流成分を含む信号を検出でき
る。第２図はホールCT111,112及び113で検出されるイン
バータ出力交流電流iR,iS及びiTの直流成分を検出する
演算増幅器を用いた回路例を示しており、インバータ出
力交流電流iR,iSおよびiTに各々１次遅れ演算を施し、
直流成分iRd,iSdおよびiTdを各々検出する。
直流偏磁抑制信号算出回路107は、電流直流成分検出
回路106からインバータ出力交流電流iR,iSおよびiTの直
流成分iRd,iSdおよびiTdを得て、（４）式および（５）
式の右辺の各値をインバータ出力電圧補正信号vRdおよ
びvTdとして出力する。
回路106からインバータ出力交流電流iR,iSおよびiTの直
流成分iRd,iSdおよびiTdを得て、（４）式および（５）
式の右辺の各値をインバータ出力電圧補正信号vRdおよ
びvTdとして出力する。
出力基準補正回路108は、インバータ出力電圧基準算
出回路101から、有効電流設定器103からの有効電流基準
値idcと無効電流設定器104からの無効電流基準cqcに応
じて、ホールCT111,112及び113で検出されるインバータ
出力交流電流iR,iSおよびiTを調整するようインバータ
主回路１の３相の出力電圧を決定するインバータ出力電
圧基準VRc,VSc,VTcを入力するとともに、直流偏磁抑制
信号算出回路107から、直流成分vRdおよびvTdとして入
力する。そして、出力基準補正回路108は、（４）式右
辺のインバータ出力電圧のＲ相の直流成分電圧ERを補正
するため、インバータ出力電圧基準VRcから直流成分vRd
を減算し、インバータ出力電圧補正信号vRccとして出力
する。また、出力基準補正回路108は、（５）式右辺の
インバータ出力電圧のＴ相の直流成分電圧ETを補正する
ため、インバータ出力電圧基準VTcから直流成分VRdを減
算し、インバータ出力電圧補正信号vTccとして出力す
る。この従来例の場合、出力基準補正回路108は、イン
バータ出力電圧のＳ相の直流成分電圧ESを補正するた
め、インバータ出力電圧基準VRcには補正演算を行わず
に、インバータ出力電圧補正信号VSccとして出力する。
出回路101から、有効電流設定器103からの有効電流基準
値idcと無効電流設定器104からの無効電流基準cqcに応
じて、ホールCT111,112及び113で検出されるインバータ
出力交流電流iR,iSおよびiTを調整するようインバータ
主回路１の３相の出力電圧を決定するインバータ出力電
圧基準VRc,VSc,VTcを入力するとともに、直流偏磁抑制
信号算出回路107から、直流成分vRdおよびvTdとして入
力する。そして、出力基準補正回路108は、（４）式右
辺のインバータ出力電圧のＲ相の直流成分電圧ERを補正
するため、インバータ出力電圧基準VRcから直流成分vRd
を減算し、インバータ出力電圧補正信号vRccとして出力
する。また、出力基準補正回路108は、（５）式右辺の
インバータ出力電圧のＴ相の直流成分電圧ETを補正する
ため、インバータ出力電圧基準VTcから直流成分VRdを減
算し、インバータ出力電圧補正信号vTccとして出力す
る。この従来例の場合、出力基準補正回路108は、イン
バータ出力電圧のＳ相の直流成分電圧ESを補正するた
め、インバータ出力電圧基準VRcには補正演算を行わず
に、インバータ出力電圧補正信号VSccとして出力する。
PWMゲート制御回路105はインバータ出力電圧補正信号
VRcc,VScc,VTccと三角波搬送信号とを比較して、インバ
ータ主回路１を構成する可制御整流素子GU,GV,GW,GX,G
Y,GZの通電期間を決定するゲート信号を出力する。
VRcc,VScc,VTccと三角波搬送信号とを比較して、インバ
ータ主回路１を構成する可制御整流素子GU,GV,GW,GX,G
Y,GZの通電期間を決定するゲート信号を出力する。
以上説明した電流直流成分検出回路106と直流偏磁抑
制信号算出回路107と出力基準補正回路108とPWMゲート
制御回路105とにより、インバータ出力電圧の直流成分
に対して（６）式と（７）式が成立するよう制御でき、
これにより（１）式が成立するよう制御が行われる。す
なわち、３相の各相に流れる直流電流成分が零となり、
直流偏磁が抑制されることになる。
制信号算出回路107と出力基準補正回路108とPWMゲート
制御回路105とにより、インバータ出力電圧の直流成分
に対して（６）式と（７）式が成立するよう制御でき、
これにより（１）式が成立するよう制御が行われる。す
なわち、３相の各相に流れる直流電流成分が零となり、
直流偏磁が抑制されることになる。
本実施例では、下記の結果もある。検出器にはオフセ
ットが含まれており下記の式により現すことができる。
各相の直流電流成分は、 i1R＝i1Ra＋i1R0 ……（８） i1S＝i1Ra＋i1S0 ……（９） i1T＝i1Ra＋i1T0 ……（10） i1Ra,i1Sa,i1Ta:R,SおよびＴ相直流成分 i1R0,i1S0,i1T0:R,SおよびＴ相検出器オフセットの成分 （８）式、（９）式及び（10）式の如く現される。
ットが含まれており下記の式により現すことができる。
各相の直流電流成分は、 i1R＝i1Ra＋i1R0 ……（８） i1S＝i1Ra＋i1S0 ……（９） i1T＝i1Ra＋i1T0 ……（10） i1Ra,i1Sa,i1Ta:R,SおよびＴ相直流成分 i1R0,i1S0,i1T0:R,SおよびＴ相検出器オフセットの成分 （８）式、（９）式及び（10）式の如く現される。
（４），（５），（８），（９），（10）式より i1R−i1S＝（（i1Ra＋i1R0）−（i1Sa＋i1S0）） ……（11） i1T−i1S＝（（i1Ta＋i1T0）−（i1Sa＋i1S0）） ……（12） （11）式及び（12）式より i1R0＝i1S0＝i1T0 ……（13）の時 i1R0−i1S0＝０およびi1T0−i1S0＝０となり検出器オ
フセットがキャンセルできる。
フセットがキャンセルできる。
本実施例の如く３相出力電流の直流成分を検出し３相
の電流検出器にオフセットが生じても（13）式の条件が
成立する場合、検出器にオフセットが生じてもキャンセ
ルできる効果がある。
の電流検出器にオフセットが生じても（13）式の条件が
成立する場合、検出器にオフセットが生じてもキャンセ
ルできる効果がある。
第１図では、直流偏磁抑制信号算出回路107と出力基
準補正回路108とを電子回路で実現する構成としたが、
マイクロコンピュータ等を用いて、ソフトウェアにて実
現することもできる。この場合、第４図の従来例で、イ
ンバータ出力電圧基準算出回路101がマイクロコンピュ
ータのソフトウェアにて実現されていれば、直流偏磁抑
制信号算出回路107と出力基準補正回路108の機能をソフ
トウェアとして追加することにより、本発明を従来の制
御装置に容易に組み込むことができる利点がある。
準補正回路108とを電子回路で実現する構成としたが、
マイクロコンピュータ等を用いて、ソフトウェアにて実
現することもできる。この場合、第４図の従来例で、イ
ンバータ出力電圧基準算出回路101がマイクロコンピュ
ータのソフトウェアにて実現されていれば、直流偏磁抑
制信号算出回路107と出力基準補正回路108の機能をソフ
トウェアとして追加することにより、本発明を従来の制
御装置に容易に組み込むことができる利点がある。
本発明には下記の効果がある。
（１） ３相変圧器の特性を活かしインバータの３相出
力電圧の直流成分を平衡させる制御を行うことにより３
相変圧器の直流偏磁抑制を行うため、３相変圧器の直流
偏磁抑制応答を速めることにより、３相変圧器の鉄心の
磁束を飽和させる励磁電流の値を小さくでき、鉄心に空
隙を入れた容積の大きな３相変圧器を使用しなくても直
流偏磁による過電流を抑制できるため、インバータの容
積を小さくし価格を安くできる。
力電圧の直流成分を平衡させる制御を行うことにより３
相変圧器の直流偏磁抑制を行うため、３相変圧器の直流
偏磁抑制応答を速めることにより、３相変圧器の鉄心の
磁束を飽和させる励磁電流の値を小さくでき、鉄心に空
隙を入れた容積の大きな３相変圧器を使用しなくても直
流偏磁による過電流を抑制できるため、インバータの容
積を小さくし価格を安くできる。
（２） インバータの３相出力電圧の直流成分を平衡さ
せるためにインバータの３相出力電流の電流直流成分を
検出するので、３相の電流検出器にオフセットが生じて
もキャンセルできる効果がある。
せるためにインバータの３相出力電流の電流直流成分を
検出するので、３相の電流検出器にオフセットが生じて
もキャンセルできる効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は第１
図の電流直流成分検出回路の具体的一例を示す回路図、
第３図は第１図の直流偏磁抑制信号算出回路の具体的一
例を示す回路図、第４図は従来装置の構成図、第５図は
インバータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を説明するた
めの等価回路、第６図は３相変圧器の直流偏磁の抑制原
理を説明するための等価回路図である。 １……インバータ、２……直流コンデンサ、 ３……変圧器、４……直流電源、５……交流系統、 101……インバータ出力電圧基準算出回路、 102……同期検出回路、103……有効電流設定器、 104……無効電流設定器、 105……PWMゲート制御回路、 106……電流直流成分検出回路、 107……直流偏磁抑制信号算出回路、 108……電圧基準補正回路、 111、112、113……ホールCT。
図の電流直流成分検出回路の具体的一例を示す回路図、
第３図は第１図の直流偏磁抑制信号算出回路の具体的一
例を示す回路図、第４図は従来装置の構成図、第５図は
インバータ運転時の変圧器の直流偏磁現象を説明するた
めの等価回路、第６図は３相変圧器の直流偏磁の抑制原
理を説明するための等価回路図である。 １……インバータ、２……直流コンデンサ、 ３……変圧器、４……直流電源、５……交流系統、 101……インバータ出力電圧基準算出回路、 102……同期検出回路、103……有効電流設定器、 104……無効電流設定器、 105……PWMゲート制御回路、 106……電流直流成分検出回路、 107……直流偏磁抑制信号算出回路、 108……電圧基準補正回路、 111、112、113……ホールCT。
Claims (1)
- 【請求項１】３相変圧器を介して交流系統に連系するイ
ンバータの制御装置において、 インバータの３相出力電流の３相の電流直流成分を検出
する電流直流成分検出手段と、 この３相の電流直流成分からインバータの３相出力電圧
の直流成分の不平衡成分を２相の出力補正信号として算
出する直流偏磁抑制信号算出手段と、 この２相の出力補正信号をインバータの３相の出力基準
の内の２相の出力基準に加算して３相の補正出力基準を
出力する出力基準補正手段と、 ３相の補正出力基準からインバータの出力電圧または出
力電流を決定するゲート制御手段を具備したことを特徴
とする３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバー
タ制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2239884A JP2835165B2 (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | ３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2239884A JP2835165B2 (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | ３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04121063A JPH04121063A (ja) | 1992-04-22 |
| JP2835165B2 true JP2835165B2 (ja) | 1998-12-14 |
Family
ID=17051313
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2239884A Expired - Lifetime JP2835165B2 (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | ３相変圧器の直流偏磁抑制制御を備えたインバータ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2835165B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114184876B (zh) * | 2022-02-16 | 2022-05-10 | 国网江西省电力有限公司电力科学研究院 | 一种直流偏磁监测、评价及大地模型校正平台 |
-
1990
- 1990-09-12 JP JP2239884A patent/JP2835165B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04121063A (ja) | 1992-04-22 |
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