JPH02307374A

JPH02307374A - 電力変換装置

Info

Publication number: JPH02307374A
Application number: JP1128384A
Authority: JP
Inventors: Keizo Shimada; 恵三嶋田; Akira Kobayashi; 彰小林
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-05-22
Filing date: 1989-05-22
Publication date: 1990-12-20

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、順変換または逆変換する電力変換装置に係り
、特に、その交流側電圧に含まれる直流分を補正する回
路に関するものである。

〔従来の技術〕

従来のインバータ等の電力変換装置に用いられる直流分
補正回路は、特開昭６３−１１４５７３号公報に記載の
ように、制御回路内で直流分補正のループを形成し、制
御回路内で発生する直流分（オペアンプのオフセット等
）を補正する回路となっていた。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は、制御回路内に発生する直流分の補正は
できるが、制御回路から主回路に信号を伝達する回路の
ばらつき、主回路のトランジスタやダイオードのオン電
圧のばらつき、直流電圧の変動などによって生ずる直流
分の補正ができないという問題があった。

また、この問題の解決には、主回路の交流電圧から直流
電圧分を検出する必要があるが、オフセットドリフトが
ほとんど０のままで主回路から直流分を検出する簡単な
方法がなかった。

本発明の目的は、順変換または逆変換する電力変換装置
の交流側に含まれる直流分を、簡単な回路構成により確
実に検出し、この直流分を補正する直流分補正回路を備
えた電力変換装置を提供することである。

〔課題を解決するための手段〕

上記目的は、順変換または逆変換する電力変換装置の交
流側に偏磁検出用トランス（またはコイル）を接続し、
当該トランスの偏磁量を検出し。

この偏磁量を打ち消す方向に制御回路内の基準信号また
は搬送波信号の零点をずらすことにより達成される。

すなわち１本発明は、上記目的を達成するために、入力
された電力をスイッチ素子により逆変換または順変換す
る電力変換装置において、電力変換装置の交流側に接続
したトランスまたはコイルと、このトランスまたはコイ
ルが偏磁した方向および偏磁の大きさを検゛出する回路
と、偏磁の検出値に基づき上記スイッチ素子のスイッチ
期間を前記偏磁が減る方向に調整する回路とを設けた電
力変換装置を提案するものである。

より具体的にｉ±、基準信号波を発生する基準信号発生
器と、搬送波を発生する搬送波発生器と。

基準信号波と搬送波とを比較しＰＷＭ信号を作る比較器
と、比較器出力のＰＷＭ信号により駆動される逆変換器
または順変換器とを含む電力変換装置において、変換器
の交流側に接続したトランスまたはコイルと、このトラ
ンスまたはコイルに取り付けられた変流器と、変流器の
２次側から電圧を取り込み電圧の絶対値が所定レベルを
越えた部分のみの積分値を求める回路と、その積分値を
前記基準信号波から減算し前記比較器に出力する加減算
器とを設けた電力変換装置を提案するものである。

基準信号のレベルを補正する代わりに、前記積分値によ
り搬送波の零点を補正してもよい。

本発明は、また、前記変換器の交流側に接続したトラン
スまたはコイルと、このトランスまたはコイルに取り付
けられた変流器と、変流器°の２次側から電圧を取り込
み正負のピーク電圧を検出し保持するピークホールド回
路と、正負のピーク電圧の差を求めこの差を前記基準波
から減算し前記比較器に出力する回路とを設けた電力変
換装置を提案するものである。

この場合も、基準信号のレベルを補正する代わりに、前
記搬送波の零点を補正してもよい。

本発明は、さらに、基準信号波を発生する基準信号発生
器と、搬送波を発生する搬送波発生器と、基準信号波と
搬送波とを比較しＰＷＭ信号を作る比較器と、比較器出
力のＰＷＭ信号により駆動され直流電流を交流電流に逆
変換し出力トランスを介して出力する逆変換器を含むイ
ンバータにおいて、逆変換器のトランスの１次側電流お
よび２次側電流をそれぞれ検出する２つの変流器と、そ
れら２つの変流器の出力の差を求める加減算器と。

加減算器の出力の絶対値が所定レベルを越えた部分のみ
の積分値を求める回路と、その積分値を前記基準信号波
から減算し前記比較器に出力する加減算器とを設けたイ
ンバータを提案するものである。

〔作用〕制御回路内または主回路内に正負のアンバランスが生じ
、電力変換装置の交流側に直流分が発生すると、検出用
トランス（またはコイル）が偏磁する。

本発明においては、この偏磁を検出し、偏磁を補正する
方向に制御回路内の基準信号の零点をずらす。この処理
により、主回路交流側の直流分が補正される。

ＰＷＭ信号を作るには、基準信号波と搬送波信号を用い
るので、前記基準信号波の零点をずらして偏磁量を補正
する代わりに、搬送波の方の零点をずらしてもよい。

また、偏磁量の検出には、一定レベルを越えた偏磁量の
積分値を求める方式と、正負のピーク値のアンバランス
の程度を求める方式とがある。

さらに、出力トランスを用いたインバータの場合は、前
記偏磁量を求める代わりに、出力トランスの１次側電流
と２次側電流の差を用いても良好な結果が得られる。

〔実施例〕

次に、図面を参照して５本発明の詳細な説明する。

第１図は、本発明による直流分補正回路を備えた電力変
換装置の一実施例の構成を示す回路図である。第１図に
おいて、主回路は、４つのトランジスタ１〜４と４つの
ダイオード５〜８とからなるブリッジ回路と、コイル１
１とコンデンサ１２とからなる出力フィルタと、出力ト
ランス１３とを含むＰ　Ｖ、ｌ’　Ｍインバータ装置で
あり、直流電源９から直流電力を取り込み、交流電力を
出力する。

正弦波発生器２３の基準信号は、オペアンプ２６の一方
の入力端子に印加される。オペアンプ２６の出力波形は
、トランス１６により検出したＰＷＭインバータ装置の
出力電圧とともに、オペアンプ２７に印加され、それら
の波形の差分が得られる。オペアンプ２７の出力は、コ
ンパレータ２８で、三角波発生器２４の搬送波出力と比
較される。ドライブ信号作成器２９は、コンパレータ２
８の出力のＰＷＭ信号から４つのトランジスタへの制御
信号を作成し、デッドタイムを決める。ドライブ回路１
０は、ドライブ信号作成器２９からの信号により、トラ
ンジスタ１〜４を駆動する。

このように、インバータ装置の制御回路は、インバータ
の出力電圧と正弦波発生器２３の出力波形とが一致する
ように、インバータを制御している。

本実施例では、このＰＷＭインバータ装置の基本回路に
おいて、出力トランスの１次側に、直流分検出用トラン
ス１４を並列に接続しである。なお、トランス１４は、
２次側巻線が不要であるので、コイルでもよい。トラン
ス１４の励磁電流を変流器ＩＳにより検出し、変流器１
５の２次側の電流を抵抗器１７両端の電圧値として取り
出す。

ダイオード２０．２１と抵抗器１８．１９とコンデンサ
２２とオペアンプ２５とからなる回路部分は、変流器１
５の２次側電圧の０．７Ｖ（ダイオードの順電圧降下分
）以上の電圧のみを積分する。

オペアンプ２６は、正弦波発生器２３の出力正弦波から
オペアンプ２５の出力を減算する。

以上の直流分補正回路により、出力トランス１３０１次
側に発生する直流分を補正し、出力トランス１３が偏磁
するのを防止する。

第２図を参照して、この直流分補正回路の動作を詳しく
説明する。第２図（１）に示すように、出力トランス１
３の１次側電圧に、正の直流電圧が発生したとする。こ
の直流電圧により、出力トランス１３が偏磁するととも
に、直流分検出用トランス１４も偏磁する。したがって
、トランス１４の励磁電流は、直流電圧が発生した側の
ピークがのびたアンバランスな波形となる。これを変流
器１５で検出すると、第２図（２）のようになる。

この波形をダイオード２０．２１と抵抗器１８とからな
る回路に入力し、０．７Ｖ以下の電圧をカットすると、
第２図（３）の波形となる。コンデンサ２２とオペアン
プ２５とは、この波形を積分しオペアンプ２６に出力す
る。オペアンプ２６は、インバータの出力トランス１３
の１次電圧の直流分が補正される方向へ、正弦波発生器
２３がらの基準信号の零点を移動させる。その結果が、
第２図（４）である、ＰＷＭインバータの基準正弦波の
零点が負に動けば、出力トランス１３の１次側の正弦波
も負の方向へ移動する。

以上のループにより、出力トランス１３の１次側に直流
分が発生すると、補正が自動的に働くことになる。した
がって、第２図の右側に示したとおり、変流器１５の２
次側電圧が０．７Ｖ以下におさまる点で安定し、インバ
ータの出力トランス１３が偏磁して極端に大きな励磁電
流が流れてしまうことを防止できる。

なお、この回路の場合、直流分を完全に零にするのでは
なく、検出トランス１４の励磁電流の変流器１５検出値
で０．７Ｖの偏磁以下におさえる回路となる。この回路
方式は、偏磁した側の励磁電流の突出波形を検知する方
式なので、変流器１５に高価な直流変流器を用いなくと
もすむ利点がある。

さて、第１図のダイオード２０，２１．抵抗器１８．１
９．コンデンサ２２．オペアンプ２５からなる回路は、
絶対値が所定値以上の電圧を持つ波形を平滑する回路で
あればよく、電圧は０．７Ｖに限定されない。すなわち
、第３図（１）のように、ダイオードの代わりに、ツェ
ナーダイオード３０．３１を用いることもできる。また
、オペアンプ２５による積分ではなく、第３図（２）の
ように、抵抗器３９とコンデンサ４０とを用いた平滑回
路とすることも可能である。

以上の実施例では、正弦波発生器から出力される基準信
号としての正弦波の零点をずらす方式を採用していたが
、第４図に示すように、三角波発生器２４から出力され
る搬送波の零点をずらす方式も採用できる。この場合、
正弦波発生器２３からの基準波の零点をずらす方向とは
逆になるので、減算器２６Ａの＋側端子に補正出力を印
加する。

次に、第１図のダイオード２０，２１．抵抗器１８．１
９．コンデンサ２２．オペアンプ２５からなる回路部分
に代えて用いる回路を、第５図により説明する。検出用
トランス１４に流れる励磁電流の正負のピーク値が同じ
になるように補正する方式である。

変流器１５の２次側に抵抗器４０．４１を取り付け、中
点を接地する。変流器１５の検出波形をそのままピーク
ホールド回路４３に伝え、検出波形の正負逆向きの波形
をピークホールド回路４４に伝える。ピークホールド回
路４３は正のピークをホールドし、ピークホールド回路
４４は負のピークをホールドする。これらのピークホー
ルド回路４３．４４は、リセット信号作成回路４６から
のリセット信号によりセットされる。

２つのピークホールド回路４３．４４の出力の差をオペ
アンプ４５で求める。補正値ホールド回路４７は、リセ
ット信号作成回路４６からのリセット信号が入ったとき
の入力電圧を、次のリセット信号が入るまでホールドす
る。

実際の動作を第６図により説明する。第６図（１）に示
した変流器１５に流れる電流のピーク値を１周期ごとに
ホールドする。ピークホールド回路４３．４４が、第６
図（２）、（３）に示すように、ピーク値をそれぞれホ
ールドし終わったところで補正値ホールド回路４７をリ
セット（リセットＡ）し、補正値をホールドする。補正
値のホールドが完了したら、その後に、ピークホールド
回路４３．４４をリセット（リセットＢ）Ｌ、次の１周
期のピークホールドの準備をする。

以上の繰り返しで、検出トランスの励磁電流ピーク値の
差分に対応した補正値が生じ、最終的には、励磁電流の
ピーク値がほぼ零になるように制御する。なお、この方
式の場合は、直流分を実質的に零に制御できる。

第１図の出力トランス１３と検出トランス１４では、検
出トランス１４の方が偏磁されやすいように設計する。

このようにすると、出力トランス１３が偏磁した場合、
検出用トランス１４もともに偏磁するため、補正回路が
確実に働く、具体的には、同一鉄心を用いたときに、第
７図に示すように、トランスの最大磁束密度は、飽和磁
束密度Ｂ　ＩＩＩａｘよりも小さく設定するが、検出用
トランスの最大磁束密度をＢ工、主回路出力トランスの
最大磁束密度Ｂ２とすれば、Ｂｍａｘ）Ｂ、≧Ｂ２となるようにＢｉ、Ｂ、　を設定すれば良い。

第１図実施例は出力トランスを有するインバータの例で
あるが１本発明は出力トランスの無いインバータにも適
用できる。その場合は、負荷に接続されるトランスやモ
ータが偏磁するのを防止できる。

第１図実施例は単相インバータであったが、本発明は３
相インバータにも適用できる。その主回路と直流分補正
値作成回路と３相インバータとの関係を第８図に示す。

３相ＰＷＭインバータ４９は、直流電源４８の直流電力
を逆変換し、出力トランス５０を介して交流電力を供給
する。出力トランス５ｏと並列に検出用トランスまたは
検出用コイル５１を接続し、各相の励磁電流を変流器５
２．５３．５４により検出する。ダイオード５５〜６０
．抵抗器６１〜６６、コンデンサ６７〜６９、オペアン
プ７０〜７２からなる回路部分は、単相の場合と同じ回
路構成であり、各相の励磁電流のアンバランスを検出す
る、この検出値に基づき、ＰＷＭ制御回路７３内のそれ
ぞれの相の基準電圧波形を補正する。

以上の構成により、３相ＰＷＭインバータ４９の各相に
含まれる直流分を補正して出力トランス５０の偏磁を防
止できる。

さらに、本発明は、逆変換装置（インバータ）だけでな
く、順変換装置（コンバータ）にも適用できる。本発明
をＰＷＭコンバータに適用した実施例を第９図に示す。

コンバータは、ダイオード７７〜８０とトランジスタ８
１〜８４を逆並列に接続したブリッジ回路であり、コイ
ル７６を介して、交流電圧源７４から電力を取り込む。

コンバータの出力側には、平滑用のコンデンサ８５と負
荷８６とが接続される。

このコンバータでは、入力電流を入力電圧と同位相の正
弦波とするために１次のような制御を行なう。入力電圧
を検出トランス７５で検出する。

検出された入力電圧を取り込む電流基準正弦波発生器９
３は、この入力電流と同位相の電流指令値を作成する。

オペアンプ１０１は、交流器８・９と抵抗器９１により
検出された入力電流値を電流指令値から減算する。比較
器１０２はオペアンプ１０１の出力と搬送波を出力する
三角波発生１０３の出力とを比較し、ＰＷＭ信号を作る
。ドライブ信号作成器１０４は、このＰＷＭ信号を各ブ
リッジ素子に振り分けるとともに、デッドタイムを作成
する。ドライブ回路９２は、ドライブ信号作成器１０４
からの信号を受けて、トランジスタ８１〜８４を旺動す
る。

本実施例の直流分補正回路は、次−のように構成される
。入力交流側で電源と並列に検出用トランスまたはコイ
ル８７を接続し、その励磁電流を変換器８８と抵抗器９
ｏにより検出する。ダイオード９４，９５．抵抗器９６
，９７．コンデンサ９８、オペアンプ９９からなる回路
は、第１図実施例の回路と同一であり、検出用トランス
８７におけるアンバランスを検出する。オペアンプ１０
は、オペアンプ９９の出力を補正値として、電流基準正
弦波発生器９３の電流指令値から減算する。

コンバータは、電源電圧Ｖｓとコンバータ電圧Ｖｃｏｎ
との差電圧がコイル７６に印加し、その差電圧の大きさ
と位相とにより入力電圧を制御している。ところが、コ
ンバータ電圧Ｖ　ｃｏｎに直流分が発生すると、電源か
ら直流電流をとることになり、電源側にトランス等があ
った場合、これらは偏磁してしまう。

これに対して、直流分補正回路を備えた本発明のこの実
施例では、コンバータに発生する直流分を自動的に補正
するため、電源側に悪影響を及ぼさない。

なお、ここでは単相コンバータの実施例を示したが、イ
ンバータの場合と同様に、三相コンバータに本発明を適
用しても同じ効果が得られる。

以上の実施例では、検出用トランスを併設する例を示し
たが、第１０図に示すように、出力トランスを有するイ
ンバータでは、この出力トランスを検出用トランスとし
て兼用できる。直流電圧源１０５から直流電力を取り組
むＰＷＭインバータ１０６は、ＰＷＭインバータ制御回
路１１９により制御される。２つの変流器１０８，１０
９と２つの抵抗器１１０，１１１は、それぞれ出力トラ
ンス１０７の１次電流と２次電流とを検出する。

オペアンプ１１２は、これらの１次電流と２次電流との
差を求める。その結果は、出力トランス１０７の励磁電
流のアンバランスに対応した波形となる。オペアンプ１
１２の出力は、第１図実施例のアンバランス検出回路と
同様のダイオード１１３．１１４．抵抗器１１５，１１
６．コンデンサ１１７、オペアンプ１１８からなる回路
で直流分補正値に変換される。この補正値は、ＰＷＭイ
ンバータ制御回路１１９に入力され、基準信号または搬
送波信号の零点をずらし、直流分を補正する。

本実施例によれば、ＰＷＭインバータの出力の直流分を
補正し、出力トランスが異常に偏磁することを防止でき
る。

〔発明の効果〕

本発明によれば、逆変換または順変換を行なう電力変換
装置の交流側に含まれる直流分を自動的に補正できる。

したがって、インバータ装置の場合、出力トランス、負
荷としてのモータ、負荷トランス等の偏磁を防止できる
。コンバータ装置の場合は、１源トランス、発電器等の
偏磁がなくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による直流分補正回路を備えた電力変換
器の一実施例の構成を示す回路図、第２図は第１図実施
例の直流分補正回路の動作を説明する図、第３図は平滑
回路の他の実施例を示す図、第４図は搬送波側の零点を
ずらす実施例の構成を示す回路図、第５図は正負のピー
ク値が等しくなるように補正する方式の実施例を示す図
、第６図は第５図実施例の動作を説明する図、第７図は
出力トランスおよび検出用トランスの磁化特性の関係を
示す図、第８図は本発明を３相インバータに適用した実
施例を示す回路図、第９図は本発明をコンバータに適用
した実施例を示す図、第１０図は出力トランスを検出用
トランスに兼用した実施例を示す回路図である。１〜４・・・トランジスタ、５〜８・・・ダイオード、
９・・・直流電源、１０・・・ドライブ回路、１３・・
・出力トランス、１４・・・検出用トランス。１５・・・変流器、１７検出用抵抗器、２３・・・正弦
波発生器、２４・・・三角波発生器。２５〜２７・・・オペアンプ、２８・・・比較器。２９・・・ドライブ信号作成器、３０．３１・・・ツェナーダイオード、４３．４４・・
・ピークホールド回路。４６・・・リセット信号作成回路、４７・・・補正値ホールド回路。４９・・・３相インバータ、５０・・・出力用トランス
、５１・・・検出用トランス、５２〜５４・・・変流器
、７３・・・ＰＷＭ制御回路、８７・・・検出用トラン
ス。８８．８９・・・変流器、９２・・・ドライブ回路。９３・・・電流基準正弦波発生器、１０２・・・比較器
、１０３・・・三角波発生器、１０４・・・ドライブ信号作成器、１０６・・・ＰＷＭインバータ、１０７・・・出力用トランス、１０８．１０９・・・変流器。１１９・・・ＰＷＭインバータ制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】１、入力された電力をスイッチ素子により逆変換または
順変換する電力変換装置において、当該電力変換装置の交流側に接続したトランスまたはコ
イルと、当該トランスまたはコイルが偏磁した方向および偏磁の
大きさを検出する回路と、前記偏磁の検出値に基づき上記スイッチ素子のスイッチ
期間を前記偏磁が減る方向に調整する回路とを設けたことを特徴とする電力変換装置。２、基準信号波を発生する基準信号発生器と、搬送波を
発生する搬送波発生器と、前記基準信号波と搬送波とを
比較しＰＷＭ信号を作る比較器と、比較器出力のＰＷＭ
信号により駆動される逆変換器または順変換器とを含む
電力変換装置において、前記変換器の交流側に接続したトランスまたはコイルと
、当該トランスまたはコイルに取り付けられた変流器と、当該変流器の２次側から電圧を取り込み電圧の絶対値が
所定レベルを越えた部分のみの積分値を求める回路と、前記積分値を前記基準信号波から減算し前記比較器に出
力する加減算器とを設けたことを特徴とする電力変換装置。３、基準信号波を発生する基準信号発生器と、搬送波を
発生する搬送波発生器と、前記基準信号波と搬送波とを
比較しＰＷＭ信号を作る比較器と、比較器出力のＰＷＭ
信号により駆動される逆変換器または順変換器とを含む
電力変換装置において、前記変換器の交流側に接続したトランスまたはコイルと
、当該トランスまたはコイルに取り付けられた変流器と、当該変流器の２次側から電圧を取り込み電圧の絶対値が
所定レベルを越えた部分のみの積分値を求める回路と、前記積分値により前記搬送波の零点を補正し前記比較器
に出力する加減算器とを設けたことを特徴とする電力変換装置。４、基準信号波を発生する基準信号発生器と、搬送波を
発生する搬送波発生器と、前記基準信号波と搬送波とを
比較しＰＷＭ信号を作る比較器と、比較器出力のＰＷＭ
信号により駆動される逆変換器または順変換器とを含む
電力変換装置において、前記変換器の交流側に接続したトランスまたはコイルと
、当該トランスまたはコイルに取り付けられた変流器と、当該変流器の２次側から電圧を取り込み正負のピーク電
圧を検出し保持するピークホールド回路と、前記正負のピーク電圧の差を求め当該差を前記基準波か
ら減算し前記比較器に出力する回路とを設けたことを特徴とする電力変換装置。５、基準信号波を発生する基準信号発生器と、搬送波を
発生する搬送波発生装置と、前記基準信号波と搬送波と
を比較しＰＷＭ信号を作る比較器と、比較器出力のＰＷ
Ｍ信号により駆動される逆変換器または順変換器とを含
む電力変換装置において、前記変換器の交流側に接続したトランスまたはコイルと
、当該トランスまたはコイルに取り付けられた変流器と、当該変流器の２次側から電圧を取り込み正負のピーク電
圧を検出し保持するピークホールド回路と、前記正負のピーク電圧の差を求め当該差により前記搬送
波の零点を補正し前記比較器に出力する回路とを設けたことを特徴とする電力変換装置。６、基準信号波を発生する基準信号発生器と、搬送波を
発生する搬送波発生装置と、前記基準信号波と搬送波と
を比較しＰＷＭ信号を作る比較器と、比較器出力のＰＷ
Ｍ信号により駆動され直流電流を交流電流に逆変換し出
力トランスを介して出力する逆変換器を含むインバータ
において、前記逆変換器の出力トランスの１次側電流および２次側
電流をそれぞれ検出する２つの変流器と、当該２つの変流器の出力の差を求める加減算器と、前記加減算器の出力の絶対値が所定レベルを越えた部分
のみの積分値を求める回路と、前記積分値を前記基準信号波から減算し前記比較器に出
力する加減算器とを設けたことを特徴とするインバータ。