JP2848180B2 - コンバータ出力変圧器の偏磁補正制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、単相、三相または多
相の交流電源の電圧を双方向の電流のスイッチングが可
能な複数の半導体交流スイッチを用いて、交流電源周波
数より十分周波数の高い正負の交番電圧パルスに変換し
てコンバータ回路の出力端に接続された単相変圧器に印
加するコンバータ回路における、変圧器の偏励磁を補正
する制御装置に関する。

【０００２】なお以下各図において同一の符号は同一も
しくは相当部分を示す。

【０００３】

【従来の技術】図６は従来のコンバータ回路の要部構成
の一例を示す。同図においては交流スイッチ１，２，
４，５を単相ブリッジ接続してブリッジ回路１４ａを構
成し、このブリッジ回路１４ａの２つの入力端間にはコ
ンデンサ１０を接続し、またこの２つの入力端を夫々リ
アクトル７，８を介して単相交流電源に接続している。
そしてこのブリッジ１４ａの出力端間には単相変圧器１
３を接続して、コンバータ回路の主回路を構成してい
る。

【０００４】またこのコンバータ回路は制御回路とし
て、出力電圧指令値１７０を発生する回路１７と、単相
交流電源の電圧を検出する検出器としての変圧器１５の
出力電圧を両波整流した波形の基準正弦波信号１９０を
発生する回路１９ａと、この基準正弦波信号１９０の波
形を、その振巾が出力電圧指令値１７０に応じた値とな
るような波形に変換し、パルス巾指令値１８０として出
力するパルス巾指令値発生回路と、このパルス幅指令値
１８０を用いて、各交流スイッチ１，２，４，５のオン
／オフ信号を発生するスイッチング信号発生回路２０ａ
と、変圧器１３の偏磁を防止する偏磁補正制御回路２８
を備えている。

【０００５】スイッチング信号発生回路２０ａは、変圧
器１３に印加される電圧パルスの幅がパルス幅指令値１
８０の絶対値に比例するようにＰＷＭ変調したスイッチ
ング信号を発生して交流スイッチ１，２，４，５に分配
し、これによりこれらの交流スイッチをオン／オフし
て、単相交流電源の電圧を高周波の正負に交番する電圧
パルスに変換して変圧器１３に印加する。

【０００６】図７は図６の制御回路の動作説明用の波形
図である。即ちスイッチング信号発生回路２０ａは図７
（ａ）に示すキャリア信号ＣＲＲの発生回路を持ち、こ
のキャリア信号ＣＲＲと入力したパルス巾指令値１８０
とが切り合う時点で定まる期間のうち、この例では信号
の瞬時値が （キャリア信号ＣＲＲ）＜（パルス巾指令値１８０） となる期間を選び、さらにこの期間のうち時系列的に並
ぶ１つ置きの期間を変圧器１３に正の電圧パルスを印加
するスイッチング信号（図７（ｂ））の発生期間（なお
この期間を示す信号を正電圧発生期間信号２０１とい
う）とし、残りの１つ置きの期間を変圧器１３に負の電
圧パルスを印加するスイッチング信号（図７（ｃ））の
発生期間（なおこの期間を示す信号を負電圧発生期間信
号２０２という）とする。

【０００７】このようにして変圧器１３には、単相交流
電源が正の半周期の期間には、交流スイッチ１と５をオ
ンすることで、単相交流電源→リアクトル７→交流スイ
ッチ１→変圧器１３→交流スイッチ５→リアクトル８→
単相交流電源の経路で正の電圧パルスを、またこの正の
半周期の期間、交流スイッチ４と２をオンすることで、
単相交流電源→リアクトル７→交流スイッチ４→変圧器
１３→交流スイッチ２→リアクトル８→単相交流電源の
経路で負の電圧パルスを、同様に単相交流電源が負の半
周期の期間には、交流スイッチ２と４をオンすること
で、単相交流電源→リアクトル８→交流スイッチ２→変
圧器１３→交流スイッチ４→リアクトル７→単相交流電
源の経路で正の電圧パルスを、またこの負の半周期の期
間、交流スイッチ５と１をオンすることで、単相交流電
源→リアクトル８→交流スイッチ５→変圧器１３→交流
スイッチ１→リアクトル７→単相交流電源の経路で負の
電圧パルスを、それぞれ変圧器１３に印加する。 以上
の動作においては変圧器１３に印加される電圧パルスの
正，負の電圧時間積は理論的には等しいため、本来なら
図７（ｅ）に示すように変圧器１３は偏磁しない。しか
し実際は、スイッチング信号発生回路２０ａの制御誤差
や交流スイッチ１，２，４，５の特性の差により、しば
しば正負の電圧時間積に差が生じ、変圧器印加電圧に直
流分が生じ、図７（ｆ）に示す様な偏励磁が発生し、こ
れがはなはだしい場合には変圧器１３に磁気飽和を生
じ、装置の停止または破壊を招く。 そこで偏磁補正制
御回路２８において高周波変圧器１３の印加電圧を電圧
検出器２６によって検出し、これを単相全波整流回路２
７で整流し、この出力とスイッチング信号発生回路２０
ａから得られる前述の正電圧発生期間信号２０１および
負電圧発生期間信号２０２により、偏磁量検出回路２１
で高周波変圧器１３の正の電圧パルスの電圧時間積と負
の電圧パルスの電圧時間積とを算出し、その差分を偏磁
量として出力し、パルス幅指令値１８０に加え、偏磁量
が零となるように制御し、装置を安定に動作させるよう
にしている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら図６のコ
ンバータ回路の制御回路においては、変圧器１３に生じ
る偏磁を補正するために直接、変圧器１３に印加される
電圧を検出しなければならず、制御回路に主回路と絶縁
のできる絶縁変圧器である変圧器印加電圧検出器２６が
必要となり、制御回路の構成部品点数の増大を生じる問
題がある。

【０００９】そこで本発明はこの問題を解消できるコン
バータ出力変圧器の偏磁補正制御装置を提供することを
課題とする。

【００１０】

【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに請求項１の偏磁補正制御装置は、単相交流電源の電
圧を複数の半導体交流スイッチ（１，２，４，５など）
を介し前記交流電源の周波数より十分高い周波数の正負
の交番電圧パルス列に変換して単相変圧器（１３など）
の入力端子間に印加するコンバータ回路において、前記
単相交流電源電圧の検出値（変圧器１５の出力など）を
全波整流する回路（単相全波整流回路２２など）と、こ
の全波整流回路の出力電圧についての前記単相変圧器へ
の正の電圧パルス列の印加期間の電圧時間積と、同じく
負の電圧パルス列の印加期間の電圧時間積との差から前
記単相変圧器の偏磁量（３３ａなど）を検出する手段
（アナログスイッチ３０，３１、調節器３３など）と、
この偏磁量が零となるように（負，正電圧パルス巾指令
値１８１，１８２などを作り）前記正負の電圧のパルス
期間を補正する手段（反転器３４、加算器３０１，３０
２など）とを備えたものとする。

【００１１】また請求項２の偏磁補正制御装置は、３相
以上の多相交流電源の電圧を複数の半導体交流スイッチ
（１〜６など）を介し前記交流電源の周波数より十分高
い周波数の正負の交番電圧パルス列に変換して単相変圧
器（１３など）の入力端子間に印加するコンバータ回路
において、前記多相交流電源電圧の検出値（変圧器１６
の出力など）を全波整流する回路（３相全波整流回路２
３など）と、この全波整流回路の出力電圧についての前
記単相変圧器への正の電圧パルス列の印加期間の各相分
一括の電圧時間積と、同じく負の電圧パルス列の印加期
間の各相分一括の電圧時間積との差から前記単相変圧器
の偏磁量（３３ａなど）を検出する手段（アナログスイ
ッチ３０，３１、調節器３３など）と、この偏磁量が零
となるように前記正負の電圧のパルス期間を各相同一の
補正量で補正する手段と（反転器３４〜３６、加算器３
０１〜３０６など）を備えたものとする。

【００１２】

【作用】出力変圧器１３の電圧を絶縁用の変圧器２６を
用いて検出する代わりに、ＰＷＭ制御回路に用いる基準
正弦波信号を発生するために使用される入力交流電源電
圧検出用の変圧器（入力電源が単相交流電源の場合単相
変圧器１５、入力電源が３相の場合３相変圧器１６）の
出力を全波整流し、この全波整流電圧についての出力用
単相変圧器１３への正の電圧パルス列の印加期間の電圧
期間積と負の電圧パルス列の印加期間の電圧時間積との
差の電圧時間積から偏磁量を求め、この偏磁量を０とす
るように正負の電圧パルスの期間を制御することで偏磁
補正制御回路の部品点数を削減する。

【００１３】

【実施例】図１は請求項１に関わる発明の実施例として
の回路構成を示す。同図においては図６に対し単相全波
整流回路２２が付加され、変圧器電圧検出器２６と単相
全波整流器２７が省かれている点が異なる。図２は図１
の変圧器１３の偏磁を０とするようにパルス巾指令値１
８０に補正を行うための偏磁補正制御回路２４の詳細構
成図、図３は図２の動作説明用の波形図である。

【００１４】次に図３を参照しつつ図２を説明する。ス
イッチング信号発生回路２０ａより得られる正電圧発生
期間信号２０１によりアナログスイッチ３０をオン／オ
フさせ、変圧器１５から出力される入力電圧検出値を単
相全波整流回路２２を介し整流してなる全波整流波形２
２ａより変圧器１３の正の印加電圧パルス列の電圧時間
積３０ａを算出し、同様にスイッチング信号発生回路２
０ａより得られる負電圧発生期間信号２０２によりアナ
ログスイッチ３１をオン／オフさせ入力電圧検出値の全
波整流波形２２ａを反転器２９を介し反転してなる反転
波形より変圧器１３の負の印加電圧パルス列の電圧時間
積３１ａを算出する。そして算出した正と負の電圧パル
ス列の電圧時間積３０ａと３１ａを加算し、フィルタ３
２で高周波分を取り除いた偏磁量（図３（ａ））を求
め、さらにこの偏磁量を調節器３３で調節して偏磁量３
３ａ（図３（ｃ））とし、該偏磁量３３ａを一方では反
転器３４を介して逆極性の偏磁量３４ａ（図３（ｂ））
とし、他方ではそのまま、図３（ｄ）の点線波形に示す
パルス幅指令値１８０にそれぞれ加算器３０１，３０２
を介して加算する。そしてこの図３（ｄ）に示すように
偏磁量に比例したパルス巾指令値となるような補正を加
えた正の印加電圧パルスのパルス巾指令値（正電圧パル
ス巾指令値ともいう）１８２と、負の印加電圧パルスの
パルス巾指令値（負電圧パルス巾指令値ともいう）１８
１とを発生させ、偏磁量に比例した偏磁量補正を行う。

【００１５】その結果、この図３のように正に偏磁して
いる場合は、同図（ｅ）および（ｆ）に示されるように
偏磁量に比例して正の印加電圧パルスのスイッチング信
号のパルス幅が減少し、同時に偏磁量に比例して負の印
加電圧パルスのスイッチング信号のパルス幅が増加す
る。このようにして変圧器１３に印加される電圧の正の
電圧パルス列の電圧時間積を減少させると共に負の電圧
パルス列の電圧時間積を増加させ、図３（ｇ）に示すよ
うに変圧器１３に印加される電圧パルス幅を変化させ、
この変圧器１３の正の偏磁を抑制する。

【００１６】同様に、変圧器１３が負に偏磁している場
合は、偏磁量に比例して正の印加電圧パルスのスイッチ
ング信号のパルス幅が増加し、同時に偏磁量に比例して
負の印加電圧パルスのスイッチング信号のパルス幅が減
少する。このようにして変圧器１３に印加される電圧の
正の電圧パルス列の電圧時間積を増加させると共に負の
電圧パルス列の電圧時間積を減少させ、負の偏磁を抑制
する。

【００１７】図４は請求項２に関わる発明の実施例とし
ての回路構成を示す。この図４のコンバータ回路は入力
交流電源の相数を３相としたもので、このコンバータ回
路の主回路においては、図１に対しブリッジ回路１４ａ
が交流スイッチ１〜６からなる３相ブリッジ回路１４ｂ
となり、このブリッジ回路１４ｂの３つの入力端間には
夫々コンデンサ１０〜１２が接続され、この各入力端と
３相入力電源ライン間には夫々リアクトル７〜９が挿入
されている。

【００１８】また図４のコンバータ回路の制御回路にお
いては、基準電圧正弦波信号発生回路１９ｂは３相交流
電源電圧を検出する検出器としての３相変圧器１６の出
力電圧から入力電源の相電圧を取出し、この各相Ｒ，
Ｓ，Ｔの別にそれぞれ単相全波整流された波形の基準正
弦波信号を出力する。またパルス巾指令値発生回路１８
ｂはこの各相別の前記基準正弦波信号の波形をその大き
さが出力電圧指令値発生回路１７の出力する指令１７０
に対応した値となるような波形に変換し、各相Ｒ，Ｓ，
Ｔ別のパルス巾指令値１８０Ｒ，１８０Ｓ，１８０Ｔと
して出力する。

【００１９】またスイッチング信号発生回路２０ｂは、
各相別の前記パルス巾指令値１８０Ｒ〜１８０Ｔを次に
述べる偏磁補正制御回路２５を介して補正してなるパル
ス巾指令値を入力し、交流スイッチ１〜６をオン／オフ
駆動する。なおこのスイッチング信号発生回路２０ｂは
各相別のパルス巾指令値１８０Ｒ〜１８０Ｔとキャリア
信号ＣＲＲとの切り合い時点を夫々検出し各交流スイッ
チ１〜６のスイッチング信号を発生するほか、単相変圧
器１３に対する正電圧パルスの印加期間を示す正電圧発
生期間信号２０１および同じく負電圧パルスの印加期間
を示す負電圧発生期間信号２０２を出力する。

【００２０】図５は図４の偏磁補正制御回路２５の詳細
構成図である。この図５の図２との相違点は、交流電源
電圧が３相となったために偏磁補正制御回路２５内の全
波整流回路を３相全波整流回路２３に代え、前記の正電
圧発生期間信号２０１および負電圧発生期間信号２０２
を夫々入力するアナログスイッチ３０，３１を介し、全
波整流回路２３の出力電圧を夫々正電圧発生期間および
負電圧発生期間にオン／オフさせ、夫々正の印加電圧パ
ルス列の電圧時間積および負の印加電圧パルス列の電圧
時間積を算出し、これらを加算しフィルタ３２で高周波
成分を取除き、調節器３３で調節した値を偏磁量３３ａ
とし、各相別のパルス幅指令値１８０Ｒ，１８０Ｓ，１
８０Ｔに、直接および反転器３４，３５，３６、加算器
３０１〜３０６を介してそれぞれ加算し、合計６個の補
正されたパルス幅指令値を発生することで３相分のパル
ス幅指令値を同時に補正する点である。動作原理として
は、図２が単相用の回路であったのに対して、図５は３
相用となるだけで図２と同様な動作をする。なお本発明
は入力電源が３相以上の多相となっても同様に適用可能
である。

【００２１】

【発明の効果】この発明によれば、コンバータ出力部の
単相高周波変圧器１３の印加電圧を直接検出すること無
く、入力交流電源電圧の検出値の全波整流電圧を用いて
出力変圧器１３の偏磁量を求め、変圧器印加電圧の電圧
時間積を正負均等化するようにしたため、偏磁を防止す
るための制御回路に高周波変圧器１３の印加電圧を検出
するための絶縁変圧器２６が不要となり、制御回路構成
部品点数を減少することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に関わる発明の実施例としての構成を
示す回路図

【図２】図１の偏磁補正制御回路２４の詳細構成図

【図３】図２の動作説明用の波形図

【図４】請求項２に関わる発明の実施例としての構成を
示す回路図

【図５】図４の偏磁補正制御回路２５の詳細構成図

【図６】図１に対応する従来の回路図

【図７】図６の制御回路の動作説明用の波形図

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】単相交流電源の電圧を複数の半導体交流ス
   イッチを介し前記交流電源の周波数より十分高い周波数
   の正負の交番電圧パルス列に変換して単相変圧器の入力
   端子間に印加するコンバータ回路において、 前記単相交流電源電圧の検出値を全波整流する回路と、 この全波整流回路の出力電圧についての前記単相変圧器
   への正の電圧パルス列の印加期間の電圧時間積と、 同じく負の電圧パルス列の印加期間の電圧時間積との差
   から前記単相変圧器の偏磁量を検出する手段と、この偏
   磁量が零となるように前記正負の電圧のパルス期間を補
   正する手段とを備えたことを特徴とするコンバータ出力
   変圧器の偏磁補正制御装置。
2. 【請求項２】３相以上の多相交流電源の電圧を複数の半
   導体交流スイッチを介し前記交流電源の周波数より十分
   高い周波数の正負の交番電圧パルス列に変換して単相変
   圧器の入力端子間に印加するコンバータ回路において、 前記多相交流電源電圧の検出値を全波整流する回路と、 この全波整流回路の出力電圧についての前記単相変圧器
   への正の電圧パルス列の印加期間の各相分一括の電圧時
   間積と、 同じく負の電圧パルス列の印加期間の各相分一括の電圧
   時間積との差から前記単相変圧器の偏磁量を検出する手
   段と、この偏磁量が零となるように前記正負の電圧のパ
   ルス期間を各相同一の補正量で補正する手段とを備えた
   ことを特徴とするコンバータ出力変圧器の偏磁補正制御
   装置。