JPH0779574A - ３レベルインバータの制御回路 - Google Patents
３レベルインバータの制御回路Info
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- JPH0779574A JPH0779574A JP5248883A JP24888393A JPH0779574A JP H0779574 A JPH0779574 A JP H0779574A JP 5248883 A JP5248883 A JP 5248883A JP 24888393 A JP24888393 A JP 24888393A JP H0779574 A JPH0779574 A JP H0779574A
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
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- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
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- H02M7/4833—Capacitor voltage balancing
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 無負荷時、軽負荷時にも直流入力コンデンサ
の平衡化制御を有効にし、回路素子に過大な電圧が印加
されるのを防ぐ。駆動/制動の判別を不要にする。コン
デンサ電圧の不平衡が助長されるのを防ぐ。 【構成】 直流電源回路に両端が接続された第１ないし
第４の半導体スイッチング素子の直列回路と第１、第２
の結合ダイオードとを三相分備え、例えばＰＷＭ制御さ
れる３レベルインバータの制御回路に関する。インバー
タの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次
調波（例えば６次調波や２次調波）を加算するためのテ
ーブル１３、乗算器１４R，１４S，１４T、加算器２
１R，２１S，２１T等の手段と、直流電源回路の中性点
の電位変動を直流入力コンデンサの電圧偏差により検出
し、その大きさに基づいて、出力電圧指令に加算するべ
き偶数次調波の大きさを決定する加算器１１、調節器１
２、乗算器１４R,１４S,１４T等の手段を備える。
の平衡化制御を有効にし、回路素子に過大な電圧が印加
されるのを防ぐ。駆動/制動の判別を不要にする。コン
デンサ電圧の不平衡が助長されるのを防ぐ。 【構成】 直流電源回路に両端が接続された第１ないし
第４の半導体スイッチング素子の直列回路と第１、第２
の結合ダイオードとを三相分備え、例えばＰＷＭ制御さ
れる３レベルインバータの制御回路に関する。インバー
タの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次
調波（例えば６次調波や２次調波）を加算するためのテ
ーブル１３、乗算器１４R，１４S，１４T、加算器２
１R，２１S，２１T等の手段と、直流電源回路の中性点
の電位変動を直流入力コンデンサの電圧偏差により検出
し、その大きさに基づいて、出力電圧指令に加算するべ
き偶数次調波の大きさを決定する加算器１１、調節器１
２、乗算器１４R,１４S,１４T等の手段を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は出力電圧が正、負及び零
の３つの状態をとる３レベルインバータの制御回路に関
し、詳しくは、インバータの直流電源回路の中性点（中
間電位点）における電位変動を抑制するための制御回路
に関する。
の３つの状態をとる３レベルインバータの制御回路に関
し、詳しくは、インバータの直流電源回路の中性点（中
間電位点）における電位変動を抑制するための制御回路
に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、高圧大容量化を比較的容易に実現
でき、出力高調波が少ない等の理由から、３レベルイン
バータが注目されてきている。図９はこの３レベルイン
バータの基本回路を示しており、図において、ＥDCは直
流電源、Ｃ1，Ｃ2は直流入力コンデンサ、Ｐは正電位
点、Ｎは負電位点、０は中性点、ＧU1,ＧU2,ＧX1,ＧX2,
ＧV1,ＧV2,ＧY1,ＧY2,ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2はＧＴＯか
らなる半導体スイッチング素子、ＤU0，ＤX0，ＤV0，Ｄ
Y0，ＤW0，ＤZ0は結合ダイオード、Ｍは誘導電動機等の
交流電動機である。
でき、出力高調波が少ない等の理由から、３レベルイン
バータが注目されてきている。図９はこの３レベルイン
バータの基本回路を示しており、図において、ＥDCは直
流電源、Ｃ1，Ｃ2は直流入力コンデンサ、Ｐは正電位
点、Ｎは負電位点、０は中性点、ＧU1,ＧU2,ＧX1,ＧX2,
ＧV1,ＧV2,ＧY1,ＧY2,ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2はＧＴＯか
らなる半導体スイッチング素子、ＤU0，ＤX0，ＤV0，Ｄ
Y0，ＤW0，ＤZ0は結合ダイオード、Ｍは誘導電動機等の
交流電動機である。
【０００３】ここで、スイッチング素子ＧU1,ＧU2,
ＧX1,ＧX2からなる直列回路と、ＧV1，ＧV2,ＧY1,ＧY2
からなる直列回路と、ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2からなる直
列回路の各両端は、直流電源回路の正電位点Ｐ及び負電
位点Ｎに接続されている。また、スイッチング素子
ＧU2,ＧX2の相互接続点と、ＧV2,ＧY2の相互接続点と、
ＧW2,ＧZ2の相互接続点は、インバータ出力端子として
交流電動機Ｍに接続されている。更に、結合ダイオード
ＤU0，ＤX0，ＤV0，ＤY0，ＤW0，ＤZ0は、中性点０とス
イッチング素子ＧU1,ＧU2、ＧX1,ＧX2、ＧV1,ＧV2、Ｇ
Y1,ＧY2、ＧW1,ＧW2、ＧZ1,ＧZ2の相互接続点との間に
それぞれ接続されている。なお、フライホイールダイオ
ードは便宜上、図示を省略してある。
ＧX1,ＧX2からなる直列回路と、ＧV1，ＧV2,ＧY1,ＧY2
からなる直列回路と、ＧW1,ＧW2,ＧZ1,ＧZ2からなる直
列回路の各両端は、直流電源回路の正電位点Ｐ及び負電
位点Ｎに接続されている。また、スイッチング素子
ＧU2,ＧX2の相互接続点と、ＧV2,ＧY2の相互接続点と、
ＧW2,ＧZ2の相互接続点は、インバータ出力端子として
交流電動機Ｍに接続されている。更に、結合ダイオード
ＤU0，ＤX0，ＤV0，ＤY0，ＤW0，ＤZ0は、中性点０とス
イッチング素子ＧU1,ＧU2、ＧX1,ＧX2、ＧV1,ＧV2、Ｇ
Y1,ＧY2、ＧW1,ＧW2、ＧZ1,ＧZ2の相互接続点との間に
それぞれ接続されている。なお、フライホイールダイオ
ードは便宜上、図示を省略してある。
【０００４】上記構成の３レベルインバータでは、スイ
ッチングパターンにより、中性点０がスイッチング素子
及びダイオードを介して交流電動機Ｍに接続される期間
があり、この期間に中性点０を流れる電流（中性点電
流）によって、中性点電位がインバータの基本周波数の
３倍で変動する場合があることが知られている（棚町ほ
か「３レベルインバータの中性点電圧の交流的変動の抑
制法」平成４年電気学会産業応用全国大会ＮＯ．９１
参照）。また、この中性点電流は特定条件のもとで直流
成分を持ち、その場合の中性点電位は正または負に大き
く偏ることがある（沢田ほか「中性点クランプ電圧形Ｐ
ＷＭインバータ」平成３年電気学会全国大会ＮＯ．５
３３ 参照）。このような中性点電位の変動は、スイッ
チング素子への過大な電圧印加を招くおそれがある。
ッチングパターンにより、中性点０がスイッチング素子
及びダイオードを介して交流電動機Ｍに接続される期間
があり、この期間に中性点０を流れる電流（中性点電
流）によって、中性点電位がインバータの基本周波数の
３倍で変動する場合があることが知られている（棚町ほ
か「３レベルインバータの中性点電圧の交流的変動の抑
制法」平成４年電気学会産業応用全国大会ＮＯ．９１
参照）。また、この中性点電流は特定条件のもとで直流
成分を持ち、その場合の中性点電位は正または負に大き
く偏ることがある（沢田ほか「中性点クランプ電圧形Ｐ
ＷＭインバータ」平成３年電気学会全国大会ＮＯ．５
３３ 参照）。このような中性点電位の変動は、スイッ
チング素子への過大な電圧印加を招くおそれがある。
【０００５】上記不都合を防止するための一つの方法と
して、以下に述べる従来技術（嶋村ほか「ＮＰＣインバ
ータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会
半導体電力変換研究会資料 ＳＰＣ−９１−３７）があ
る。図１０は上記文献に記載されたコンデンサ電圧平衡
化制御回路を、また、図１１はこの制御回路により制御
される３レベルインバータをそれぞれ示している。
して、以下に述べる従来技術（嶋村ほか「ＮＰＣインバ
ータの直流入力コンデンサ電圧の平衡化制御」電気学会
半導体電力変換研究会資料 ＳＰＣ−９１−３７）があ
る。図１０は上記文献に記載されたコンデンサ電圧平衡
化制御回路を、また、図１１はこの制御回路により制御
される３レベルインバータをそれぞれ示している。
【０００６】その動作を略述すると、図１０において、
図１１のコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2からその差分信号Ｓ
EDを作り出し、この信号ＳEDを一次遅れフィルタに通し
て直流成分信号ＳEDIを取り出す。更に、信号ＳEDとＳ
EDIとから交流成分信号ＳEAIを作る。また、有効・無効
電力検出回路１０１によって検出したインバータの出力
有効・無効電力ＰM1，ＱM1と電流制御回路１０３からの
インバータ出力周波数（指令）ＦIとに基づき、極性判
断回路１０２により極性切替信号ＰOL1を作り出す。
図１１のコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2からその差分信号Ｓ
EDを作り出し、この信号ＳEDを一次遅れフィルタに通し
て直流成分信号ＳEDIを取り出す。更に、信号ＳEDとＳ
EDIとから交流成分信号ＳEAIを作る。また、有効・無効
電力検出回路１０１によって検出したインバータの出力
有効・無効電力ＰM1，ＱM1と電流制御回路１０３からの
インバータ出力周波数（指令）ＦIとに基づき、極性判
断回路１０２により極性切替信号ＰOL1を作り出す。
【０００７】一方、前記直流成分信号ＳEDI及び交流成
分信号ＳEAIには帰還係数ＫDI，ＫAIがそれぞれ掛けら
れ、その和である補償量ＳBI1は極性切替信号ＰOL1によ
り制御されるスイッチ１０４により必要に応じ極性変換
されて最終的な補償量ＳBI2が生成される。この補償量
ＳBI2は電流制御回路１０３からのインバータの各相出
力電圧指令ＶUI1 *，ＶVI1 *，ＶWI1 *に加算され、最終的
な出力電圧指令ＶUI2 *，ＶVI2 *，ＶWI2 *となる。
分信号ＳEAIには帰還係数ＫDI，ＫAIがそれぞれ掛けら
れ、その和である補償量ＳBI1は極性切替信号ＰOL1によ
り制御されるスイッチ１０４により必要に応じ極性変換
されて最終的な補償量ＳBI2が生成される。この補償量
ＳBI2は電流制御回路１０３からのインバータの各相出
力電圧指令ＶUI1 *，ＶVI1 *，ＶWI1 *に加算され、最終的
な出力電圧指令ＶUI2 *，ＶVI2 *，ＶWI2 *となる。
【０００８】これらの出力電圧指令ＶUI2 *，ＶVI2 *，Ｖ
WI2 *に基づいてインバータを制御することにより、コン
デンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡が解消され、換言すれば
中性点電位の変動が抑制される。なお、図１１におい
て、ＬSは直流リアクトル、ＤU1，ＤU2，ＤX1，ＤX2,Ｄ
V1，ＤV2，ＤY1，ＤY2，ＤW1，ＤW2，ＤZ1，ＤZ2はフラ
イホイールダイオード、ＩＭは誘導電動機をそれぞれ示
す。
WI2 *に基づいてインバータを制御することにより、コン
デンサ電圧ＥD1，ＥD2の不平衡が解消され、換言すれば
中性点電位の変動が抑制される。なお、図１１におい
て、ＬSは直流リアクトル、ＤU1，ＤU2，ＤX1，ＤX2,Ｄ
V1，ＤV2，ＤY1，ＤY2，ＤW1，ＤW2，ＤZ1，ＤZ2はフラ
イホイールダイオード、ＩＭは誘導電動機をそれぞれ示
す。
【０００９】さて、上記従来技術では、図１０から明ら
かなように、極性切替信号ＰOL1を作り出すために電動
機ＩＭの各相電圧ｅUI,ｅVI,ｅWI及び電流ｉUI,ｉVI,ｉ
WIを検出している。これは、電動機ＩＭの運転モードが
駆動モード（力率＞０）か制動モード（力率＜０）かを
判定するためであり、この運転モードの判定は、中性点
電流の直流成分の極性が駆動／制動モードで異なるの
で、その極性を考慮して電圧指令値に加算しなくてはな
らないという理由による。
かなように、極性切替信号ＰOL1を作り出すために電動
機ＩＭの各相電圧ｅUI,ｅVI,ｅWI及び電流ｉUI,ｉVI,ｉ
WIを検出している。これは、電動機ＩＭの運転モードが
駆動モード（力率＞０）か制動モード（力率＜０）かを
判定するためであり、この運転モードの判定は、中性点
電流の直流成分の極性が駆動／制動モードで異なるの
で、その極性を考慮して電圧指令値に加算しなくてはな
らないという理由による。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術には、次
のような問題がある。 力率＝０（完全無負荷）の状態では、補償量ＳBI2を
どれだけ加算しても中性点電流の直流成分が発生しない
ので、制御自体が無効になる。 力率＝０付近の軽負荷時においては、電動機電圧や電
流を検出する計器用変圧器、変流器の誤差や、電流脈動
分に起因する電流検出の困難さ等により、駆動／制動モ
ードの正確な判定が困難であり、極性切替信号ＰOL1も
切り替わる可能性が高い。極性切替信号ＰOL1が切り替
わると補償量ＳBI2の極性が変わるため補償極性も本来
ものとは逆になってしまい、かえってコンデンサ電圧の
不平衡を助長してしまうおそれがある。
のような問題がある。 力率＝０（完全無負荷）の状態では、補償量ＳBI2を
どれだけ加算しても中性点電流の直流成分が発生しない
ので、制御自体が無効になる。 力率＝０付近の軽負荷時においては、電動機電圧や電
流を検出する計器用変圧器、変流器の誤差や、電流脈動
分に起因する電流検出の困難さ等により、駆動／制動モ
ードの正確な判定が困難であり、極性切替信号ＰOL1も
切り替わる可能性が高い。極性切替信号ＰOL1が切り替
わると補償量ＳBI2の極性が変わるため補償極性も本来
ものとは逆になってしまい、かえってコンデンサ電圧の
不平衡を助長してしまうおそれがある。
【００１１】同じく力率＝０付近の軽負荷時には、図
１０における帰還係数ＫDI，ＫAIを掛けた後の信号Ｓ
DI1，ＳAI1の大きさに対し、これらにより発生する中性
点電流の直流成分の大きさの割合が小さくなり、制御の
効きが悪くなる。これを改善するために帰還係数ＫDI，
ＫAIを大きくするとしても、インバータが出力できる電
圧には上限があるため、この方法にも限界がある。 結局、例えば力率０．２以下では有効に制御できないと
いった軽負荷時における制御の限界がある。
１０における帰還係数ＫDI，ＫAIを掛けた後の信号Ｓ
DI1，ＳAI1の大きさに対し、これらにより発生する中性
点電流の直流成分の大きさの割合が小さくなり、制御の
効きが悪くなる。これを改善するために帰還係数ＫDI，
ＫAIを大きくするとしても、インバータが出力できる電
圧には上限があるため、この方法にも限界がある。 結局、例えば力率０．２以下では有効に制御できないと
いった軽負荷時における制御の限界がある。
【００１２】本発明は上記問題点を解決するためになさ
れたもので、その目的とするところは、無負荷時や軽負
荷時においても制御を有効にして直流入力コンデンサの
電圧を平衡化し、半導体スイッチング素子等の回路素子
を保護できるようにした３レベルインバータの制御回路
を提供することにある。
れたもので、その目的とするところは、無負荷時や軽負
荷時においても制御を有効にして直流入力コンデンサの
電圧を平衡化し、半導体スイッチング素子等の回路素子
を保護できるようにした３レベルインバータの制御回路
を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、直流電源回路に両端が接続された第１な
いし第４の半導体スイッチング素子の直列回路と第１、
第２の結合ダイオードとを三相分備え、例えばＰＷＭ制
御される３レベルインバータにおいて、インバータの各
相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波
（例えば６次調波や２次調波）を加算する手段と、直流
電源回路の中性点の電位変動を直流入力コンデンサの電
圧偏差により検出し、その大きさに基づいて、出力電圧
指令に加算するべき偶数次調波の大きさを決定する手段
とを備えたものである。
め、本発明は、直流電源回路に両端が接続された第１な
いし第４の半導体スイッチング素子の直列回路と第１、
第２の結合ダイオードとを三相分備え、例えばＰＷＭ制
御される３レベルインバータにおいて、インバータの各
相出力電圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波
（例えば６次調波や２次調波）を加算する手段と、直流
電源回路の中性点の電位変動を直流入力コンデンサの電
圧偏差により検出し、その大きさに基づいて、出力電圧
指令に加算するべき偶数次調波の大きさを決定する手段
とを備えたものである。
【００１４】
【作用】まず、最初に、インバータの出力電圧指令が直
流成分あるいは交流成分（インバータ基本周波数のｎ次
調波成分）を含む場合について、中性点電流の直流成分
の特性を求めてみる。図７は、この解析に用いたＰＷＭ
の方法を示しており、電圧指令信号と三角波搬送波との
比較により、スイッチング素子に対する点弧パルスを生
成して図示のようなインバータ出力相電圧を得るものと
する。
流成分あるいは交流成分（インバータ基本周波数のｎ次
調波成分）を含む場合について、中性点電流の直流成分
の特性を求めてみる。図７は、この解析に用いたＰＷＭ
の方法を示しており、電圧指令信号と三角波搬送波との
比較により、スイッチング素子に対する点弧パルスを生
成して図示のようなインバータ出力相電圧を得るものと
する。
【００１５】いま、インバータの出力相電圧が０の期間
で“１”、＋ＥD1か−ＥD2の期間で“０”となるスイッ
チング関数ＳNXを定義し、搬送波周波数がインバータ出
力周波数に比べて十分に高いと仮定すると、搬送波周波
数成分は無視され、ＳNXは数式１により定義される。
で“１”、＋ＥD1か−ＥD2の期間で“０”となるスイッ
チング関数ＳNXを定義し、搬送波周波数がインバータ出
力周波数に比べて十分に高いと仮定すると、搬送波周波
数成分は無視され、ＳNXは数式１により定義される。
【００１６】
【数１】 ＳNX＝１−｛λsinθ＋ｄ＋ｋλsin n(θ−α)｝ （０≦θ≦π） ＝１＋｛λsinθ＋ｄ＋ｋλsin n(θ−α)｝ （π≦θ≦２π）
【００１７】但し、数式１において、 λ：変調率（電圧指令の波高値） ｄ：直流成分の大きさ ｋ：一定値 α：インバータ出力電圧指令とｎ次調波成分との位相差 ｎ：１，２，３，４，５，…… である。
【００１８】１相分の中性点電流ｉN'は、インバータ出
力相電圧が０の期間にのみ流れるので、数式２により表
すことができる。
力相電圧が０の期間にのみ流れるので、数式２により表
すことができる。
【００１９】
【数２】ｉN'＝ＳNX・ｉM
【００２０】但し、数式２において、 ｉM：電動機電流（＝√２ＩM sin(θ−φ)） ＩM：電動機電流実効値 φ：力率角
【００２１】上記数式２をフーリエ級数に展開すると、
数式３となる。なお、数式３において、Ａmc，Ａmsは係
数である。
数式３となる。なお、数式３において、Ａmc，Ａmsは係
数である。
【００２２】
【数３】
【００２３】ここで、１相分の中性点電流ｉN'に含まれ
る直流成分Ａ0'を、以下のように場合分けして求める。 （１）電圧指令が直流成分ｄを含む場合（数式１におい
てｋ＝０の場合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式４の
ように求められる。
る直流成分Ａ0'を、以下のように場合分けして求める。 （１）電圧指令が直流成分ｄを含む場合（数式１におい
てｋ＝０の場合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式４の
ように求められる。
【００２４】
【数４】
【００２５】（２）電圧指令が奇数次調波を含む場合
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝１，３，５，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式５すなわち０とな
る。
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝１，３，５，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式５すなわち０とな
る。
【００２６】
【数５】Ａ0'＝０
【００２７】（３）電圧指令が偶数次調波を含む場合
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝２，４，６，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式６のように求めら
れる。
（数式１においてｄ＝０、ｎ＝２，４，６，……の場
合）。この場合、直流成分Ａ0'は数式６のように求めら
れる。
【００２８】
【数６】
【００２９】次に、上記直流成分Ａ0'について検討す
る。電圧指令が直流成分を含む場合、数式４により、直
流成分の大きさｄが一定値のときには│Ａ0'│はcosφ
に比例するので、力率（cosφ）＝±１の時に最大とな
り、直流成分Ａ0'の極性は駆動／制動モードにより変わ
る。電圧指令が奇数次調波を含む場合、数式５により直
流成分Ａ0'は０である。
る。電圧指令が直流成分を含む場合、数式４により、直
流成分の大きさｄが一定値のときには│Ａ0'│はcosφ
に比例するので、力率（cosφ）＝±１の時に最大とな
り、直流成分Ａ0'の極性は駆動／制動モードにより変わ
る。電圧指令が奇数次調波を含む場合、数式５により直
流成分Ａ0'は０である。
【００３０】電圧指令が偶数次調波を含む場合、電圧指
令とｎ次調波成分との位相角αにより性質が異なる。す
なわち、数式６において、ｋが一定値であれば、│Ａ0'
│はα＝０またはα＝π／ｎ〔ｒａｄ〕のときsinφに
比例（Ａ0'はα＝０のときsinφに比例し、α＝π／ｎ
〔ｒａｄ〕のとき−sinφに比例）し、力率＝０のとき
最大となり、その極性は駆動／制動モードに関わらず同
じである。また、ｋが一定値であれば、│Ａ0'│はα＝
±π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例（Ａ0'は
α＝π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のとき−cosφに比例し、
α＝−π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例）す
るので、力率＝±１のとき最大となり、その極性は駆動
／制動モードによって変わる。
令とｎ次調波成分との位相角αにより性質が異なる。す
なわち、数式６において、ｋが一定値であれば、│Ａ0'
│はα＝０またはα＝π／ｎ〔ｒａｄ〕のときsinφに
比例（Ａ0'はα＝０のときsinφに比例し、α＝π／ｎ
〔ｒａｄ〕のとき−sinφに比例）し、力率＝０のとき
最大となり、その極性は駆動／制動モードに関わらず同
じである。また、ｋが一定値であれば、│Ａ0'│はα＝
±π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例（Ａ0'は
α＝π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のとき−cosφに比例し、
α＝−π／（２ｎ）〔ｒａｄ〕のときcosφに比例）す
るので、力率＝±１のとき最大となり、その極性は駆動
／制動モードによって変わる。
【００３１】ここで、位相角αと偶数次調波の極性との
関係を説明する。位相角αの偶数次調波をＸとし、位相
角がα−（π／ｎ）〔ｒａｄ〕の偶数次調波をＹとする
と、位相角の定義から、数式７の関係が成り立つ。つま
り、位相角αの偶数次調波Ｘと位相角がα−（π／ｎ）
〔ｒａｄ〕の偶数次調波Ｙとは逆極性になる。
関係を説明する。位相角αの偶数次調波をＸとし、位相
角がα−（π／ｎ）〔ｒａｄ〕の偶数次調波をＹとする
と、位相角の定義から、数式７の関係が成り立つ。つま
り、位相角αの偶数次調波Ｘと位相角がα−（π／ｎ）
〔ｒａｄ〕の偶数次調波Ｙとは逆極性になる。
【００３２】
【数７】Ｘ＝−Ｙ
【００３３】なお、中性点電流（３相分）の直流成分
は、上述の（１）〜（３）の何れの場合も３・Ａ0'とし
て得られる。
は、上述の（１）〜（３）の何れの場合も３・Ａ0'とし
て得られる。
【００３４】以上の解析結果から、出力電圧指令に直流
成分または偶数次調波を加算すれば、直流成分の極性や
偶数次調波の位相角（極性）等を変えることにより、思
い通りの方向に中性点電流の直流成分を発生させること
ができ、これにより中性点電流の変動ないし中性点電位
の変動を抑制できることがわかる。このような点から、
先の従来技術では出力電圧指令に直流成分を加算してい
るが、中性点電流の直流成分の極性は駆動／制動モード
によって変化するため、この運転モードの検出が不可欠
になっていた。
成分または偶数次調波を加算すれば、直流成分の極性や
偶数次調波の位相角（極性）等を変えることにより、思
い通りの方向に中性点電流の直流成分を発生させること
ができ、これにより中性点電流の変動ないし中性点電位
の変動を抑制できることがわかる。このような点から、
先の従来技術では出力電圧指令に直流成分を加算してい
るが、中性点電流の直流成分の極性は駆動／制動モード
によって変化するため、この運転モードの検出が不可欠
になっていた。
【００３５】そこで、本発明では、インバータの出力電
圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波（位相角α
＝０またはπ／ｎ〔ｒａｄ〕）を加算することにより、
運転モードを検出しなくてもコンデンサ電圧の変動を抑
制できるようにした。すなわち、前記数式６により、直
流成分Ａ0'は、図８（ａ）に示すように偶数次調波（２
次調波）が出力電圧指令と同位相（α＝０）の場合には
＋sinφに比例し、また、図８（ｂ）に示すように逆位
相（α＝π／ｎ＝π／２〔ｒａｄ〕）の場合には−sin
φに比例する。従って、インバータに設けられた２つの
直流入力コンデンサの電圧偏差に応じた極性（同位相ま
たは逆位相）で偶数次調波を加算すれば、コンデンサ電
圧の変動を抑制する方向に直流成分Ａ0'を流すことがで
きる。
圧指令にインバータ基本周波数の偶数次調波（位相角α
＝０またはπ／ｎ〔ｒａｄ〕）を加算することにより、
運転モードを検出しなくてもコンデンサ電圧の変動を抑
制できるようにした。すなわち、前記数式６により、直
流成分Ａ0'は、図８（ａ）に示すように偶数次調波（２
次調波）が出力電圧指令と同位相（α＝０）の場合には
＋sinφに比例し、また、図８（ｂ）に示すように逆位
相（α＝π／ｎ＝π／２〔ｒａｄ〕）の場合には−sin
φに比例する。従って、インバータに設けられた２つの
直流入力コンデンサの電圧偏差に応じた極性（同位相ま
たは逆位相）で偶数次調波を加算すれば、コンデンサ電
圧の変動を抑制する方向に直流成分Ａ0'を流すことがで
きる。
【００３６】なお、本発明において、直流成分Ａ0'はsi
nφまたは−sinφに比例するので、力率＝０のときに最
大となり、その極性は駆動／制動モード何れも同じにな
る。これにより、無負荷時や軽負荷時においても運転モ
ードに関わらず有効な、コンデンサ電圧の平衡化制御を
行うことが可能になる。
nφまたは−sinφに比例するので、力率＝０のときに最
大となり、その極性は駆動／制動モード何れも同じにな
る。これにより、無負荷時や軽負荷時においても運転モ
ードに関わらず有効な、コンデンサ電圧の平衡化制御を
行うことが可能になる。
【００３７】
【実施例】以下、図に沿って本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。図において、制御回路１０は、直流入力コンデンサ
(図９におけるコンデンサＣ1，Ｃ2)の電圧ＥD1，ＥD2が
入力される加算器１１と、加算器１１からの偏差Ｓ1が
入力されるＰ調節器、ＰＩ調節器等の調節器１２と、イ
ンバータ各相電圧指令の位相角θR *,θS *,θT *に対応す
るsin(６θ)の値が格納されたsin(６θ)テーブル１３
と、その出力信号であるsin(６θR *)，sin(６θS *)，si
n(６θT *)と調節器１２の出力信号Ｓ2とを各々乗算する
乗算器１４R，１４S，１４Tと、乗算器１４R，１４S，
１４Tの出力信号をインバータ各相電圧指令ｖR *，
ｖS *，ｖT *に各々加算する加算器２１R，２１S，２１T
とから構成されている。そして、加算器２１R，２１S，
２１Tの出力が最終的な各相出力電圧指令ｖR **，
ｖS **，ｖT **となる。
る。図１は本発明の第１実施例を示すブロック図であ
る。図において、制御回路１０は、直流入力コンデンサ
(図９におけるコンデンサＣ1，Ｃ2)の電圧ＥD1，ＥD2が
入力される加算器１１と、加算器１１からの偏差Ｓ1が
入力されるＰ調節器、ＰＩ調節器等の調節器１２と、イ
ンバータ各相電圧指令の位相角θR *,θS *,θT *に対応す
るsin(６θ)の値が格納されたsin(６θ)テーブル１３
と、その出力信号であるsin(６θR *)，sin(６θS *)，si
n(６θT *)と調節器１２の出力信号Ｓ2とを各々乗算する
乗算器１４R，１４S，１４Tと、乗算器１４R，１４S，
１４Tの出力信号をインバータ各相電圧指令ｖR *，
ｖS *，ｖT *に各々加算する加算器２１R，２１S，２１T
とから構成されている。そして、加算器２１R，２１S，
２１Tの出力が最終的な各相出力電圧指令ｖR **，
ｖS **，ｖT **となる。
【００３８】ここで、インバータ各相電圧指令ｖR *，ｖ
S *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数の偶数次調波
として６次調波を選んだ理由を以下に説明する。すなわ
ち、２，４，８，１０，……次調波は逆相ないし正相で
あるためインバータ線間電圧に現われるが、６，１２，
２４，……次調波は零相であるためインバータ線間電圧
に影響を与えない。この中で、６次調波はＡ0'が最も大
きくなるため、加算するべき偶数次調波として選択した
ものである。
S *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数の偶数次調波
として６次調波を選んだ理由を以下に説明する。すなわ
ち、２，４，８，１０，……次調波は逆相ないし正相で
あるためインバータ線間電圧に現われるが、６，１２，
２４，……次調波は零相であるためインバータ線間電圧
に影響を与えない。この中で、６次調波はＡ0'が最も大
きくなるため、加算するべき偶数次調波として選択した
ものである。
【００３９】図１において、ＥD2がＥD1よりも大きい場
合、Ｓ1，Ｓ2の極性は正となり、インバータ電圧指令と
偶数次調波との位相差α＝０となる。従って、前述のよ
うにＡ0'はsinφに比例し、その極性は正になってＥD1
を大きく、ＥD2を小さくするように働く。これにより、
コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2が等しくなるように作用し、
中性点電位の変動が抑制される。また、ＥD1がＥD2より
も大きい場合、Ｓ1，Ｓ2の極性は負となり、インバータ
電圧指令と偶数次調波との位相差α＝π／６〔ｒａｄ〕
となる。従って、Ａ0'は−sinφに比例し、その極性は
負になってＥD1を小さく、ＥD2を大きくするように働
く。このため、前記同様にコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2が
等しくなるように作用し、中性点電位の変動が抑制され
る。
合、Ｓ1，Ｓ2の極性は正となり、インバータ電圧指令と
偶数次調波との位相差α＝０となる。従って、前述のよ
うにＡ0'はsinφに比例し、その極性は正になってＥD1
を大きく、ＥD2を小さくするように働く。これにより、
コンデンサ電圧ＥD1，ＥD2が等しくなるように作用し、
中性点電位の変動が抑制される。また、ＥD1がＥD2より
も大きい場合、Ｓ1，Ｓ2の極性は負となり、インバータ
電圧指令と偶数次調波との位相差α＝π／６〔ｒａｄ〕
となる。従って、Ａ0'は−sinφに比例し、その極性は
負になってＥD1を小さく、ＥD2を大きくするように働
く。このため、前記同様にコンデンサ電圧ＥD1，ＥD2が
等しくなるように作用し、中性点電位の変動が抑制され
る。
【００４０】次に、図２は本発明の第２実施例を示して
いる。この実施例は、第１実施例における一方のコンデ
ンサ電圧ＥD1を用いず、一定値であるＥDC／２(ＥDC：
３レベルインバータの直流中間電圧(電源電圧))をＥD1
の代わりに加算器１１の一方の入力としたものであり、
その他については第１実施例と同様である。この実施例
によれば、電圧検出器が１つで済むため、回路構成の簡
略化が可能である。
いる。この実施例は、第１実施例における一方のコンデ
ンサ電圧ＥD1を用いず、一定値であるＥDC／２(ＥDC：
３レベルインバータの直流中間電圧(電源電圧))をＥD1
の代わりに加算器１１の一方の入力としたものであり、
その他については第１実施例と同様である。この実施例
によれば、電圧検出器が１つで済むため、回路構成の簡
略化が可能である。
【００４１】図３は本発明の第３実施例を示している。
この実施例は、第１実施例における他方のコンデンサ電
圧ＥD2を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD2の代わり
に加算器１１の一方の入力としたものであり、その他に
ついては第１実施例と同様である。この実施例において
も、第２実施例と同一の効果を得ることができる。
この実施例は、第１実施例における他方のコンデンサ電
圧ＥD2を用いず、一定値であるＥDC／２をＥD2の代わり
に加算器１１の一方の入力としたものであり、その他に
ついては第１実施例と同様である。この実施例において
も、第２実施例と同一の効果を得ることができる。
【００４２】図４は本発明の第４実施例を示している。
この実施例は、第１実施例のsin(６θ)テーブル１３の
代わりに、制御回路１０Ａ内にsin(２θ)テーブル１５
を備えたもので、その他については第１実施例と同様で
ある。この実施例において、インバータ各相電圧指令ｖ
R *，ｖS *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数の偶数
次調波として２次調波を選んだ理由は次のとおりであ
る。
この実施例は、第１実施例のsin(６θ)テーブル１３の
代わりに、制御回路１０Ａ内にsin(２θ)テーブル１５
を備えたもので、その他については第１実施例と同様で
ある。この実施例において、インバータ各相電圧指令ｖ
R *，ｖS *，ｖT *に加算するインバータ基本周波数の偶数
次調波として２次調波を選んだ理由は次のとおりであ
る。
【００４３】第１実施例に関連して述べたように、２次
調波はインバータ線間電圧に現われる。しかるに、線間
電圧に２次調波が現われても問題とならないような用途
（例えばただ単にファンが回転すれば良いといったよう
な用途）であれば、本発明を適用しても何ら支障がない
と言える。しかも、数式６から明らかなように、２次調
波を用いれば直流成分Ａ0'の大きさが偶数次調波の中で
最も大きいので、中性点電位の変動抑制効果も最も大き
くなるためである。
調波はインバータ線間電圧に現われる。しかるに、線間
電圧に２次調波が現われても問題とならないような用途
（例えばただ単にファンが回転すれば良いといったよう
な用途）であれば、本発明を適用しても何ら支障がない
と言える。しかも、数式６から明らかなように、２次調
波を用いれば直流成分Ａ0'の大きさが偶数次調波の中で
最も大きいので、中性点電位の変動抑制効果も最も大き
くなるためである。
【００４４】図５、図６はそれぞれ本発明の第５、第６
実施例を示しており、前記第２、第３実施例においてsi
n(６θ)テーブル１３の代わりにsin(２θ)テーブル１５
を用いるものである。これらの実施例においても、第
２、第３実施例並びに第４実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
実施例を示しており、前記第２、第３実施例においてsi
n(６θ)テーブル１３の代わりにsin(２θ)テーブル１５
を用いるものである。これらの実施例においても、第
２、第３実施例並びに第４実施例と同様の効果を得るこ
とができる。
【００４５】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、完全
無負荷時や軽負荷時にもコンデンサ電圧の不平衡を有効
に抑制して回路素子への過大な電圧印加を防止すること
ができる。また、コンデンサ電圧の平衡化制御にあた
り、駆動／制動モードの判定を不要にして力率＝０付近
での制御極性の切り換えをなくしたことにより、従来の
ようにコンデンサ電圧の不平衡をかえって助長するよう
な不都合もない。
無負荷時や軽負荷時にもコンデンサ電圧の不平衡を有効
に抑制して回路素子への過大な電圧印加を防止すること
ができる。また、コンデンサ電圧の平衡化制御にあた
り、駆動／制動モードの判定を不要にして力率＝０付近
での制御極性の切り換えをなくしたことにより、従来の
ようにコンデンサ電圧の不平衡をかえって助長するよう
な不都合もない。
【図１】本発明の第１実施例を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２実施例を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３実施例を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４実施例を示すブロック図である。
【図５】本発明の第５実施例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第６実施例を示すブロック図である。
【図７】本発明の解析に用いたＰＷＭの説明図である。
【図８】本発明における電圧指令と偶数次調波との位相
差を示す図である。
差を示す図である。
【図９】３レベルインバータの基本回路図である。
【図１０】従来技術としてのコンデンサ電圧平衡化制御
回路を示す図である。
回路を示す図である。
【図１１】図１０の回路により制御される３レベルイン
バータの回路図である。
バータの回路図である。
１０，１０Ａ 制御回路 １１，２１R，２１S，２１T 加算器 １４R，１４S，１４T 乗算器 １２ 調節器 １３ sin(６θ)テーブル １５ sin(２θ)テーブル
フロントページの続き (72)発明者 大沢 博 神奈川県横須賀市長坂二丁目２番１号 株 式会社富士電機総合研究所内
Claims (1)
- 【請求項１】 直流電源両端の正電位点及び負電位点と
これらの間の中性点との間に接続された直流入力コンデ
ンサを有する直流電源回路を備え、第１ないし第４の半
導体スイッチング素子からなる３つの直列回路の両端が
前記正電位点及び負電位点にそれぞれ接続されると共
に、第２及び第３の半導体スイッチング素子の相互接続
点がインバータ出力端子にそれぞれ接続され、第１及び
第２の半導体スイッチング素子の相互接続点と前記中性
点との間に第１の結合ダイオードがそれぞれ接続され、
かつ、第３及び第４の半導体スイッチング素子の相互接
続点と前記中性点との間に第２の結合ダイオードがそれ
ぞれ接続されてなる３レベルインバータにおいて、 インバータの各相出力電圧指令にインバータ基本周波数
の偶数次調波を加算する手段と、 前記中性点の電位変動に基づいて前記偶数次調波の大き
さを決定する手段とを備えたことを特徴とする３レベル
インバータの制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24888393A JP3186369B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | ３レベルインバータの制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24888393A JP3186369B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | ３レベルインバータの制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0779574A true JPH0779574A (ja) | 1995-03-20 |
| JP3186369B2 JP3186369B2 (ja) | 2001-07-11 |
Family
ID=17184862
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24888393A Expired - Lifetime JP3186369B2 (ja) | 1993-09-09 | 1993-09-09 | ３レベルインバータの制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3186369B2 (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009201248A (ja) * | 2008-02-21 | 2009-09-03 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | クランプ式電力変換装置 |
| ITMO20090256A1 (it) * | 2009-10-20 | 2011-04-21 | Meta System Spa | Sistema e metodo per la compensazione dello sbilanciamento delle tensioni in ingresso in inverter multilivello o simili |
| JP2011139593A (ja) * | 2009-12-28 | 2011-07-14 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| WO2015102049A1 (ja) | 2014-01-06 | 2015-07-09 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| US9083261B2 (en) | 2011-11-22 | 2015-07-14 | General Electric Company | Neutral point clamped converter control system and control method and compensation unit |
| JP2016007119A (ja) * | 2014-05-30 | 2016-01-14 | 株式会社明電舎 | ３レベルインバータの並列接続システムの制御方法および３レベルインバータの並列接続システム |
| JP2016039738A (ja) * | 2014-08-11 | 2016-03-22 | 株式会社明電舎 | ３レベル電力変換装置の並列接続システム |
| US9531296B2 (en) | 2011-11-18 | 2016-12-27 | Meidensha Corporation | Neutral-point-clamped multilevel power conversion device |
| EP3836381A1 (en) * | 2019-12-11 | 2021-06-16 | ABB Schweiz AG | Control of npc converter using voltage harmonic injection |
| JP2022060920A (ja) * | 2020-10-05 | 2022-04-15 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | ３レベル電力変換器の制御装置 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6087531B2 (ja) * | 2012-08-06 | 2017-03-01 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
-
1993
- 1993-09-09 JP JP24888393A patent/JP3186369B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009201248A (ja) * | 2008-02-21 | 2009-09-03 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | クランプ式電力変換装置 |
| ITMO20090256A1 (it) * | 2009-10-20 | 2011-04-21 | Meta System Spa | Sistema e metodo per la compensazione dello sbilanciamento delle tensioni in ingresso in inverter multilivello o simili |
| WO2011048457A1 (en) * | 2009-10-20 | 2011-04-28 | Metasystem Energy S.R.L. | System and method for offsetting the input voltage unbalance in multilevel inverters or the like |
| US9048754B2 (en) | 2009-10-20 | 2015-06-02 | Metasystem Energy S.R.L. | System and method for offsetting the input voltage unbalance in multilevel inverters or the like |
| JP2011139593A (ja) * | 2009-12-28 | 2011-07-14 | Fuji Electric Co Ltd | 電力変換装置 |
| US9531296B2 (en) | 2011-11-18 | 2016-12-27 | Meidensha Corporation | Neutral-point-clamped multilevel power conversion device |
| US9083261B2 (en) | 2011-11-22 | 2015-07-14 | General Electric Company | Neutral point clamped converter control system and control method and compensation unit |
| WO2015102049A1 (ja) | 2014-01-06 | 2015-07-09 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| JPWO2015102049A1 (ja) * | 2014-01-06 | 2017-03-23 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| US9755551B2 (en) | 2014-01-06 | 2017-09-05 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation | Power conversion device |
| JP2016007119A (ja) * | 2014-05-30 | 2016-01-14 | 株式会社明電舎 | ３レベルインバータの並列接続システムの制御方法および３レベルインバータの並列接続システム |
| JP2016039738A (ja) * | 2014-08-11 | 2016-03-22 | 株式会社明電舎 | ３レベル電力変換装置の並列接続システム |
| EP3836381A1 (en) * | 2019-12-11 | 2021-06-16 | ABB Schweiz AG | Control of npc converter using voltage harmonic injection |
| JP2022060920A (ja) * | 2020-10-05 | 2022-04-15 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | ３レベル電力変換器の制御装置 |
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|---|---|
| JP3186369B2 (ja) | 2001-07-11 |
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