JP2013042610A

JP2013042610A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2013042610A
Application number: JP2011178731A
Authority: JP
Inventors: Hiromichi Kumakura; 弘道熊倉
Original assignee: Sanken Electric Co Ltd
Current assignee: Sanken Electric Co Ltd
Priority date: 2011-08-18
Filing date: 2011-08-18
Publication date: 2013-02-28

Abstract

【課題】大容量インバータを小型で比較的容易に作製することが可能な電力変換装置を提供する。
【解決手段】電力変換装置１０は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する複数の単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃの交流側を直列接続して単相多重変換器を構成し３相負荷１１に電力供給する。単相多重変換器内の複数の単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃを、異なる種類のスイッチング素子で構成し、発生電圧が低い単相インバータ部１６ａはスイッチング速度が速いＧａＮ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子で構成する。発生電圧が高い単相インバータ部１６ｂ，１６ｃはオン電圧が低いＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子で構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に、複数のインバータを組み合わせて交流出力波形を得ることが可能な電力変換装置に関するものである。

従来のインバータ技術で大容量電力変換を行うためには、パワースイッチング素子の並列化やインバータシステムの並列運転（主インバータと従インバータなど）の工夫が必要であった（例えば、特許文献１〜３参照）。そのため、安定的動作を得るためにインバータ回路やシステムが複雑になり、保護回路の増加および制御回路の追加などの対策技術導入が検討されてきた（例えば、特許文献４〜６）。

一方で、小型インバータシステムで滑らかな交流出力波形を得るために、階調制御インバータが考案されている（例えば、特許文献７，８）。

特開平０８−９５５６号公報特開平０８−２２３８０７号公報特開平０２−２１９４７０号公報特開平０３−２２６２７４号公報特開平０３−４９５６０号公報特開２００４−１２０９７９号公報特許第３９０３４２９号公報特開２００４−７９４１号公報

ところで、大容量インバータを構築するためには、多数の並列パワースイッチング素子および演算器追加等の複雑なシステムが必要であり、装置の大型化と高価格が課題であった。また、並列インバータの電流不平衡状態を補正しないと、歪んだ正弦波形が出力されるという課題があった。さらに、階調制御インバータでは滑らかな正弦波形は得られるが、部品点数が増えるため大容量化が困難であるという課題があった。

ここで、従来の電力変換装置の課題をまとめて以下に例示する。
（１）多数のパワースイッチング素子で生じるスイッチング損失による電力変換効率の低下。
（２）複数の並列インバータシステムによる電力変換効率の低下。
（３）並列インバータの負荷均一化（電流不平衡抑制）回路の追加が必要。
（４）並列インバータの出力横流防止システムの追加が必要。
（５）並列素子のスイッチングタイミングのずれに起因するスパイク（貫通電流）防止のための遅延回路の追加、もしくは過飽和リアクトルおよびダンピング抵抗の追加が必要。
（６）サージ電圧発生防止回路の追加が必要。
（７）マルチレベルインバータ（階調制御）は、部品点数が多く、大容量インバータを作製するには大型化し、実現困難。
以上のような課題が従来の電力変換装置にはあった。

そして、従来の電力変換装置では、スイッチング素子としてＳｉデバイスを用いていたため、大容量インバータを小型に作製することが困難であるという課題があった。

本発明の目的は、上記の課題に鑑み、大容量インバータを小型で比較的容易に作製することが可能な電力変換装置を提供することにある。

本発明に係る電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部の交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給し、前記複数の単相インバータ部の中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置であって、スイッチング素子をＧａＮ系またはＧａＡｓ系の化合物半導体で形成した第１の単相インバータ部と、スイッチング素子をＳｉＣ系の化合物半導体で形成した第２の単相インバータ部と、を備え、前記第１の単相インバータ部の発生電圧は、前記第２の単相インバータ部の発生電圧より低い。
また、前記ＧａＮ系またはＧａＡｓ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、格子不整合緩和のためのバッファ層を積層したＳｉ基板上に形成されてもよい。
また、前記ＧａＮ系またはＧａＡｓ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、単一のＳｉ基板上に形成されてもよい。
本発明に係る電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部を複数直列接続した電力変換装置であって、第１の単相インバータ部と、前記第１の単相インバータ部の発生電圧より高い発生電圧の第２の単相インバータ部と、を備え、前記第１の単相インバータ部は、前記第２の単相インバータ部と比較して、スイッチング動作の速いワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成され、前記第２の単相インバータ部は、前記第１の単相インバータ部と比較して、低抵抗のワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成されている。

本発明によれば、大容量インバータを小型で比較的容易に作製することが可能な電力変換装置を提供することができる。

本発明の実施形態に係る、電力変換装置の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る、３相コンバータ部の例を示す図である。本発明の実施形態に係る、スイッチング素子がＧａＮ系半導体である単相インバータ部の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る、スイッチング素子がＳｉＣ系半導体である単相インバータ部の構成を示す図である。本発明の実施形態に係る、単相インバータ部の設置例を示す図である。本発明の実施形態に係る、Ｖａインバータ、Ｖｂインバータ、Ｖｃインバータの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を示す論理表である。本発明の実施形態に係る、正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を示す図である。

以下に、本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、本実施形態に係る電力変換装置１０の構成を示す図である。電力変換装置１０は、３相負荷駆動用に用いられる。電力変換装置１０は、各相がスター結線されて３相負荷１１に電力供給する。それぞれの相は、３つの単相インバータであるＶａインバータ１２ａ、Ｖｂインバータ１２ｂ、Ｖｃインバータ１２ｃを直列接続した単相多重変換器から成る。Ｖａインバータ１２ａ、Ｖｂインバータ１２ｂ、Ｖｃインバータ１２ｃはそれぞれ、系統からトランス１３を通して引き込まれる３相交流電力を整流して直流電力に変換する３相コンバータ部１４ａ，１４ｂ，１４ｃと、その直流電力を平滑するコンデンサ１５ａ，１５ｂ，１５ｃと、コンデンサ１５ａ，１５ｂ，１５ｃを直流電源として直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃとを備えている。単相インバータ部１６ａと単相インバータ部１６ｂ、１６ｃは、異なる種類のスイッチング素子で構成している。そして、Ｖａインバータ１２ａ、Ｖｂインバータ１２ｂ、Ｖｃインバータ１２ｃが変換して出力する電圧（発生電圧）Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの大きさは、Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃの関係となっている。すなわち、Ｖａインバータ１２ａの発生電圧が一番低く、Ｖｃインバータ１２ｃの発生電圧が一番高い。なお、詳細は後述するが、単相インバータ部１６ａは、単相インバータ部１６ｂ、１６ｃと比較して、スイッチング速度が速いスイッチング素子で構成されている。

図２は、３相コンバータ部１４ａ，１４ｂ，１４ｃの例を示す図である。図２（ａ）に示す３相コンバータ部（コンデンサを含む）は、ダイオード整流回路１７ａと平滑フィルタ（Ｌ，Ｃ）１８ａとで構成されるものである。また、図２（ｂ）に示す３相コンバータ部（コンデンサを含む）は、サイリスタ整流回路１７ｂと平滑フィルタ（Ｌ，Ｃ）１８ｂとで構成されるものである。さらに、図２（ｃ）に示す３相コンバータ部（コンデンサを含む）は、３相昇圧チョッパ１７ｃとコンデンサフィルタ１８ｃとで構成される。

図３は、単相インバータ部１６ａの構成を示す図である。単相インバータ部１６ａは、発生電圧が単相インバータ部１６ｂ、１６ｃに対して相対的に低い単相インバータ部であり、ＧａＮ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。ＧａＮ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、スイッチング速度（スイッチング動作）が速いという特性を有している。

図４は、単相インバータ部１６ｂ、１６ｃの構成を示す図である。単相インバータ部１６ｂ、１６ｃは、発生電圧が単相インバータ部１６ａに対して相対的に高い単相インバータ部であり、ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、高電流密度が実現可能であり、低抵抗が得られる（オン電圧が低い）という特性を有している。

図５は、単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃの設置例を示す図である。ＧａＮ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子からなる単相インバータ部１６ａと、ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子からなる単相インバータ部１６ｂ、１６ｃは、単一のＳｉ基板１９上に形成されている。これにより、電力変換装置１０の部品点数が少なくなる。また、単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃで発生する熱は、熱伝導率の高いＳｉ基板１９によって放熱させることができる。その結果、より信頼性を向上させることができる。なお、ここでは、単一のＳｉ基板１９上に単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃを形成するようにしたが、もちろん、単一のＳｉ基板ではなく、個別の基板上に単相インバータ部１６ａ，１６ｂ，１６ｃを形成するようにしても良い。

このように構成される単相インバータ（Ｖａインバータ１２ａ、Ｖｂインバータ１２ｂ、Ｖｃインバータ１２ｃ）は、それぞれコンデンサに充電される電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを電圧源として電圧を出力する。ここで、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの関係は、それぞれ異なる値（Ｖａ＜Ｖｂ＜Ｖｃ）であって、１：２：４、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９のいずれかの関係となる。それぞれの場合について、Ｖａインバータ１２ａ、Ｖｂインバータ１２ｂ、Ｖｃインバータ１２ｃの各インバータの出力論理とそれらを直列接続した単相多重変換器の出力階調（電圧レベル）との関係を図６のＡ〜Ｇの論理表に示す。

まず、図６のＡ表の場合について説明する。Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：２：４の関係で、最小電圧値Ｖａの２^ｎ（ｎ＝０，１，２）の関係である。つまり、Ｖａ：Ｖｂ：Ｖｃ＝２⁰：２¹：２²の比となっている。Ａ表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で０〜７の８階調の出力電圧が得られる。正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形を、図７に示す。Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが１：２：４の場合は、図７（ａ）に示されるもので、３つの単相インバータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、従来の電力変換装置の後段に設けられていた平滑用の出力フィルタをなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換装置１０を低コスト化、小型化、簡略化できる。

次に、図６のＢ〜Ｇ表の場合について説明する。Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは、１：３：４、１：３：５、１：３：６、１：３：７、１：３：８、１：３：９の関係で、各表に示すように、最下位ビット、中間ビット、最上位ビットの３つの単相インバータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの組み合わせにより、これらの発生電圧の総和で９階調、１０階調、１１階調、１２階調、１３階調、１４階調の出力電圧が得られる。これらの場合、単相インバータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの発生電圧の中で、単相多重変換器の出力階調の極性と、逆極性のものが存在することがある。例えば、Ｖａ、Ｖｂ、ＶｃがＣ表に示す１：３：５の場合、出力階調が１、３、４、５、６、８、９の場合には、それぞれの単相インバータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃは出力階調の極性と同じ極性に電圧を発生するが、出力階調が２、７の場合にはＶａインバータ１２ａは、逆極性である電圧（−Ｖａ）を発生することになる。これは、Ｖａインバータ１２ａ内のコンデンサが、回生により充電されることを示す。これにより、連続的な出力階調が得られる。

正弦波出力階調を得るための各単相インバータ出力波形で、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが１：３：５の場合は、図７（ｂ）に示されるもので、この場合も３つの単相インバータ１２ａ、１２ｂ、１２ｃの発生電圧の組み合わせにより、非常に滑らかな出力階調電圧が得られていることがわかる。このため、平滑用の出力フィルタをなくす、あるいは小さな容量にすることができ、電力変換装置１０が低コスト化、小型化、簡略化できる。他のＢ、Ｄ〜Ｇ表の場合も同様に、非常に滑らかな出力階調電圧が得られ、平滑用の出力フィルタを不要化、あるいは小型化でき、電力変換装置１０が低コスト化、小型化、簡略化できる。

また、本実施形態では、最下位ビットの単相インバータ部１６ａは、発生電圧が低い単相インバータ部であり、スイッチング速度が速いＧａＮ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。中間ビットと最上位ビットの単相インバータ部１６ｂ、１６ｃは、発生電圧が高い単相インバータ部であり、オン電圧が低いＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子でフルブリッジのインバータを構成している。電圧値の大きい最上位ビットのＶｃインバータ１２ｃをオン電圧の低いＳｉＣで構成することで、特に電圧値の大きい最上位ビットのオンロスが小さくなり、全体の損失が低減できる。またスイッチング回数の大きい最下位ビットを高速でスイッチング動作するＧａＮ系のスイッチング素子で構成するため、スイッチング動作の高速化が効率的に図れる。

本実施形態では、最上位ビット（Ｖｃ）と中間ビット（Ｖｂ）にＳｉＣスイッチング素子を、最下位ビット（Ｖａ）にＧａＮスイッチング素子を用いた。なお、最上位ビットは、スイッチング周波数が比較的低くて良いが電流容量が大きい素子が適しており、最下位ビットは、電流容量が小さくて良いがスイッチング周波数が比較的高くても安定して動作する素子が適している。

ＳｉＣは、Ｓｉに比べ、絶縁破壊強度が約１０倍、飽和電子速度が約２倍、熱伝導度が約３倍という優れた物性値を有し、スイッチング素子として用いた場合の性能指数は、Ｓｉのそれと比べて２桁以上も大きい。このため、ＳｉＣを用いたスイッチング素子は、現在主流のＳｉを用いたスイッチング素子に比べて、オン抵抗を約１／２００にすることができるので、超低損失、高速スイッチングおよび高耐圧のＭＯＳＦＥＴやＪＦＥＴ（ＳＩＴ）、ショットキーバリアダイオードを実現できる。ダイヤモンドは、絶縁破壊強度が約２０倍、飽和電子速度が約２倍、熱伝導度が約１５倍であり、これらのワイドバンドギャップ半導体は、最上位ビットに対応したスイッチング素子に適した材料の一つである。

一方、ＧａＮは、Ｓｉと比較して、絶縁破壊強度が約８倍、飽和電子速度が約２倍、熱伝導度は同等だが、優れた電子移動度を有する。このため、ＧａＮのスイッチング素子は、安定した高速スイッチング動作が可能である。ＧａＡｓについても同様の特徴があり、これらは最下位ビットに対応したスイッチング素子に適した材料の一つと言える。

上述のような超低損失のスイッチング素子では、導通損失やスイッチング損失が現状のＳｉを用いたスイッチング素子の１／１０以下である。従って、この様な超低損失スイッチング素子を用いれば、冷却装置や放熱フィンを大幅に小型化できる。これらワイドバンドギャップ半導体からなるインバータは、従来のＳｉ素子では動作不可能な高温環境下においても動作可能である。これらの素子をモジュール化した場合、ワイドバンドギャップ半導体は、同等性能のＳｉ素子に比べ、チップサイズが、例えば１／５〜１／１０に縮小できる。このため、小型モジュールのインバータが作製可能である。

以上のように、電力変換装置１０のパワースイッチング素子にＳｉＣ、ＧａＮ、ダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を使用することで、従来のＳｉデバイスでは実現できなかった大容量インバータが小型で比較的容易に作製することが可能となった。
以下に、本実施形態に係る電力変換装置１０の特徴をまとめて記載する。
（Ａ）インバータを並列化せずに大容量化を実現させることを特徴とする。Ｓｉデバイス（例えばＳｉ−ＩＧＢＴ）では実現不可能な素子電流密度を可能とする。例えば、２５０Ａ／ｃｍ^２以上の電流密度を持った素子を用いてインバータを作製することができる。
（Ｂ）各相において、インバータの並列化を行わないため、先行技術の課題（３）〜（５）に該当する保護回路および制御回路を追加する必要がなく、小型化および低コスト化が可能である。
（Ｃ）従来は、貫通電流防止回路の電流検出器および平滑入力コンデンサからインバータ回路までの寄生インダクタンスの影響によって、主スイッチングデバイスのＯＦＦ時に特に大きなサージ電圧が発生していた。一方、本実施形態では、ワイドバンドギャップのスイッチング素子が小さいために、インバータ回路全体を小型化でき、配線の取り回しの自由度が高いため、寄生インダクタンスが小さくでき、サージ電圧を低く抑えることが可能である。
（Ｄ）ワイドバンドギャップ半導体は、高温特性に優れるため、インバータ回路を高温環境下においても動作可能である。また、小型・簡易な冷却機構（放熱フィン、ファンなど）で済むためより一層小型インバータシステムとして特徴づけられる。

なお、本実施形態で説明した構成以外にＳｉ素子とワイドバンドギャップ半導体素子の組み合わせによる実現でも良い。また、逆接ダイオードなしでワイドバンドギャップ素子のボディダイオードを使用しても良い。下位ビットの後段にＬＣフィルタを入れ、波形を平滑化しても良い。各単相インバータの１次側を共通化して、共通１次巻線と各単相インバータ２次巻線で構成しても良い。２つの単相インバータ（２ビット）で構成しても良い。インバータ結線はスターでもデルタでも良い。３レベルインバータと単相インバータの組み合わせでも良い。最下位ビットの単相インバータはトランスを介して電源供給せずに平滑コンデンサで代用しても良い。可能な組み合わせであれば、これらの変形例が複合されていても良い。

以上の実施形態で説明された構成、形状、大きさおよび配置関係については本発明が理解・実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値および各構成の組成（材質）等については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。

１０電力変換装置
１１３相負荷
１２ａＶａインバータ
１２ｂＶｂインバータ
１２ｃＶｃインバータ
１３トランス
１４ａ，１４ｂ，１４ｃ３相コンバータ部
１５ａ，１５ｂ，１５ｃコンデンサ
１６ａ，１６ｂ，１６ｃ単相インバータ部
１７ａダイオード整流回路
１７ｂサイリスタ整流回路
１７ｃ３相昇圧チョッパ
１８ａ、１８ｂ平滑フィルタ
１８ｃコンデンサフィルタ
１９Ｓｉ基板

Claims

直流電源からの直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部の交流側を複数直列接続して単相多重変換器を構成し負荷に電力供給し、前記複数の単相インバータ部の中から選択された所定の組み合わせによる各発生電圧の総和により出力電圧を制御する電力変換装置であって、
スイッチング素子をＧａＮ系またはＧａＡｓ系の化合物半導体で形成した第１の単相インバータ部と、
スイッチング素子をＳｉＣ系の化合物半導体で形成した第２の単相インバータ部と、
を備え、
前記第１の単相インバータ部の発生電圧は、前記第２の単相インバータ部の発生電圧より低い
ことを特徴とする電力変換装置。
前記ＧａＮ系またはＧａＡｓ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、Ｓｉ基板上に形成されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
前記ＧａＮ系またはＧａＡｓ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子と、前記ＳｉＣ系の化合物半導体で形成されたスイッチング素子は、単一のＳｉ基板上に形成されていることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
直流電力を交流電力に変換する単相インバータ部を複数直列接続した電力変換装置であって、
第１の単相インバータ部と、
前記第１の単相インバータ部の発生電圧より高い発生電圧の第２の単相インバータ部と、
を備え、
前記第１の単相インバータ部は、前記第２の単相インバータ部と比較して、スイッチング動作の速いワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成され、
前記第２の単相インバータ部は、前記第１の単相インバータ部と比較して、オン電圧の低いワイドギャップ半導体のスイッチング素子で形成されている
ことを特徴とする電力変換装置。