CN105576981B - 一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法，解决了输入串联输出并联(ISOP,Input‑Series‑Output‑parallel)模块化LLC谐振DC‑DC变换器功率均分控制问题，属于电力电子领域的高压直流输入应用方向。本发明通过采样输出电压和各模块输出电流，采用交叉电流反馈调节各模块的开关频率，并保证各模块开关频率处在LLC变换器输入阻抗随开关频率单调递增的区域内，使得在正常工作时，各模块的输入阻抗相同，从而实现功率均分。本方法控制简单，整个系统转换效率高，动态响应速度快，稳定性好，模块数量不受限制。

Description

一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法
技术领域
本发明涉及一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法，解决了输入串联输出并联(ISOP,Input-Series-Output-parallel)模块化LLC谐振DC-DC变换器功率均分控制问题，属于电力电子领域的高压直流输入应用方向。
背景技术
高压输入DC-DC变换器如今广泛应用于各个行业和产品中，传统的IGBT开关管虽然可以承受较高的耐压，但是开关频率受到限制，很难提高变换器的动态性能。而现有常见的高压MOSFET开关管导通电阻相对较大，通过电流能力较弱，器件型号选择困难，使得变换器整体效率低下，而且难以应用在大功率变换中。
模块化变换器具有冗余工作的能力和功率拓展的优点，极其适合于批量生产。其中输入串联输出并联模块化结构具有承受高电压输入，大电流输出的能力，可以将低压开关管应用于高压输入场合。为了使得各模块安全可靠工作，必须要实现模块间的功率均分，即输入电压均分和输出电流均分。
如今大量应用的输入串联输出并联模块化变换器主要为PWM(Pulse WidthModulation)变换器，但由于一些固有的问题，效率较不高。而近些年LLC谐振DC-DC变换器由于具有较高的效率得到了广泛应用。因此ISOP模块化LLC谐振DC-DC变换器的功率均分控制值得研究。
对于输入串联输出并联模块化LLC谐振DC-DC变换器，现有的功率均分策略基本都针对于PWM变换器而非PFM(Pulse Frequency Modulation)变换器。其中常用的控制方法主要有：1.共用占空比控制，2.输入电压均分控制，3.带有输入电压均分控制环的输出电流均分控制，4.交叉控制(不带有输入电压均分控制环的输出电流均分控制)。
方法一：IEEE Transactions on IndustrialApplication【工业应用期刊】于2006年发表的“Common-duty-ratio control of input-series connected modular dc–dcconverters with active input voltage and load-current sharing”【实现输入电压和负载电流均分的输入串联模块化DC-DC变换器的共用占空比控制】将共用占空比控制应用于PWM变换器。若将该思想应用于PFM变换器，则变为共用频率控制。但对于含有较多谐振元件的LLC电路，很难保证实际中每个电路参数完全相同，因此该方法并不能保证可靠地功率均分效果。方法二和方法三均需要采样输入电压，这对于常规的单模块变换器是多余的，并不利于单模块到多模块的升级。而方法四：IEEE Transactions on Power Electronics【电力电子期刊】于2010年发表Cross-feedback output current sharing control forinput-series-output-parallel modular DC-DC converters【输入串联输出并联模块化DC-DC变换器的交叉反馈输出电流均分控制】只需采样输出电流和电压即可实现功率均分，但只适用于传统PWM变换器。
发明内容
本发明的目的是为了解决输入串联输出并联模块化LLC谐振DC-DC变换器功率均分控制问题，提出了一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法。
本发明的核心思想是通过采样输出电压和各模块输出电流，采用交叉电流反馈调节各模块的开关频率，并保证该频率处在此LLC谐振DC-DC变换器输入阻抗随开关频率单调递增的区域内，使得在正常工作时，各模块的输入阻抗相同，从而实现功率均分。
本发明是通过下述技术方案实现的。
一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法，该方法基于由多个LLC谐振DC-DC变换器组成的输入串联输出并联电路结构，其具体的设计和控制步骤如下：
步骤一、确定整个变换器的输入电压vin和输出电压vref要求，根据所选用的开关管耐压，确定所需模块数n(n>1)；
步骤二、根据输入输出电压范围要求和负载范围，设计LLC电路的谐振元件和变压器等参数，每个模块设计参数相同，但实际生产时参数允许存在偏差。该设计方法与传统LLC电路的设计方法相似，要保证软开关的实现并且具有足够的电压增益；
步骤三、采样总输出电压vo，计算输出电压给定值vref与电压反馈值vo的差值，作为电压环调节器的输入，调节器的输出经过限幅作为各个模块的公共电流给定值iref；
步骤四、采样各模块的输出电流ioi(i＝1,2…n)，每个模块电流环的反馈值是所有其它模块输出电流之和的1/n-1倍。例如对模块k，其电流环反馈为计算公共电流给定值iref与各模块电流环反馈值之差，经过电流环调节器，输出作为各模块的开关周期值；
步骤五、根据步骤二设计的LLC电路参数计算其输入阻抗为单调的频率范围，对步骤四所得的周期(频率)值进行限幅，下限即为此LLC电路在最大负载下，输入阻抗幅值转折点对应的频率，上限可根据变换器输出电压增益确定，如果为了实现副边二极管的零电流开关(ZCS)，可将上限限制在谐振频率；
步骤六、将每个模块限幅后的周期值转换成互补的两组方波PFM信号作为各模块的开关管驱动，通过加入死区时间分配给相应开关管；
步骤七、变换器上电后，控制器开始工作，并生成各模块的PFM信号，按照步骤三至步骤六调节开关频率，控制每个模块的输出电压和输出电流，实现模块间的输出电流均分和功率均分。
有益效果
1、本发明只需要采样总输出电压和每个模块的输出电流，无需采样各输入电压，即可实现输出电流均分和功率均分，稳定性好，控制简单有效。
2、通过采用本控制方法，即使各LLC电路模块参数存在一定差异，也可以实现良好的功率均分效果。解决了生产过程中由于参数偏差导致的功率不均分或者系统不稳定问题。
3、LLC电路具有其他常见拓扑无法达到的高转换效率，因此整个系统效率很高，节约了能源。
附图说明
图1为本发明实施例的输入串联输出并联两模块LLC谐振DC-DC变换器的电路结构示意图；
图2为LLC电路的输入阻抗特性曲线；
图3为本发明实例频率下限计算图；
图4为本发明的控制方法框图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。
实施例
以一种应用在蓄电池充电机中的变换器为实施例，其输入电压为520V至600V直流，输出电压50V，功率1.25kW。采用输入串联输出并联两模块LLC谐振DC-DC变换器电路，基于如图1所示电路实现，其组成模块为全桥LLC电路。图中vin为总输入电压，vo为总输出电压，Q1～Q8为两个模块原边的开关管，可采用400V耐压的MOSFET开关管。DR1～DR4为副边整流二极管。Ci为各模块的输入电容，Cf为总输出电容，Ro为总负载。Lr,Cr,Lm分别为各个模块的谐振电感，谐振电容和激磁电感。Tr为变压器，N1,N2为变压器变比。根据传统LLC设计方法，谐振元件参数分别为Lr＝85μH,Cr＝20nF,Lm＝500μH，变压器变比为N1:N2＝25:4。尽管两模块设计相同，但允许实际参数有一定偏差。
根据LLC谐振变换器的输入阻抗Zi(jω)计算公式(1)
对于相同的谐振参数，不同的等效负载Re＝8(N1/N2)2Ro/π2，输入阻抗的波特(Bode)图如图2所示，其中
由图可知，幅值曲线只存在一个最小值，即在高于此最小值所对应的开关频率工作时，频率越高，输入阻抗越大，如果满足此单调性即可将其应用于ISOP结构中。另一方面，输入阻抗的相位曲线也只存在一个过零点，在过零点右边，相位始终为正，表示谐振电流滞后于谐振电压，可以实现零电压开关(ZVS)。经过推倒，为了同时保证满足以上两点，开关频率下限可由公式(3)得出
其中Rn为额定(最大)负载对应的等效电阻，当变换器负载范围确定后，根据谐振参数即可确定开关频率下限fsmin.Rn与fsmin的关系如图3所示。在此实施例中，额定总负载电阻为2Ω，单个模块负载为4Ω。带入谐振参数计算得fsmin＝80kHz。如果同时为了保证副边二极管实现ZCS，可以限制开关频率上限fsmax为谐振频率f0＝120kHz.
本发明的控制方法框图如图4所示，该方法只需采样总输出电压和每个模块的输出电流即可实现各LLC模块间的电流均分和功率均分。在此实施例中，只有两个模块组成的ISOP LLC电路，因此n＝2。控制器采用数字控制器DSP完成。外环为输出电压环，经过电压环调节器和输出电流限幅，作为内环的公共电流给定。由于模块数为2，则每个模块内环的电流反馈值简化为另外一个模块输出电流的采样值。再经过电流环调节器和频率(周期)限幅80kHz～120kHz，其输出作为每个模块的开关周期值。再经过调制，得到方波PFM信号驱动各自模块对应的开关管，全桥对管(如Q1Q4)采用相同的驱动信号，另一边(如Q2Q3)则为互补的信号。稳定工作时，各个模块的频率会由于实际电路参数的偏差有所区别，并且动态调节，以保证每个模块的输入阻抗和输出电流相同，从而实现功率均分的功能。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法，其特征在于，该方法基于由多个LLC谐振DC-DC变换器组成的输入串联输出并联电路结构，包括如下设计和控制步骤：
步骤一、确定整个变换器的输入电压vin和输出电压vref要求，根据所选用的开关管耐压，确定所需模块数n，其中n>1；
步骤二、根据输入输出电压范围要求和负载范围，设计LLC电路的谐振元件和变压器参数，每个模块设计参数相同；
步骤三、采样总输出电压反馈值vo，计算输出电压给定值vref与电压反馈值vo的差值，作为电压环调节器的输入，调节器的输出经过限幅作为各个模块的公共电流给定值iref；
步骤四、采样各模块的输出电流ioi，其中i＝1,2…n，每个模块电流环的反馈值是所有其它模块输出电流之和的1/(n-1)倍；计算公共电流给定值iref与各模块电流环反馈值之差，经过电流环调节器，输出作为各模块的开关周期值；
步骤五、根据步骤二设计的LLC电路参数计算其输入阻抗为单调的频率范围，对步骤四所得的周期或频率值进行限幅，下限即为此LLC电路在最大负载下，输入阻抗幅值转折点对应的频率，上限根据变换器输出电压增益确定，如果为了实现副边二极管的零电流开关，即ZCS，将上限限制在谐振频率；
步骤六、将每个模块限幅后的周期值转换成互补的两组方波PFM信号作为各模块的开关管驱动，通过加入死区时间分配给相应开关管；
步骤七、变换器上电后，控制器开始工作，并生成各模块的PFM信号，按照步骤三至步骤六调节开关频率，控制每个模块的输出电压和输出电流，实现模块间的输出电流均分和功率均分。
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