CN102013826A

CN102013826A - 输入串联输出并联型高频链逆变器模块的稳定电流控制方法

Info

Publication number: CN102013826A
Application number: CN 201010567190
Authority: CN
Inventors: 沙德尚; 邓凯; 郭志强; 廖晓钟
Original assignee: Beijing Institute of Technology BIT
Current assignee: Beijing Institute of Technology BIT
Priority date: 2010-12-01
Filing date: 2010-12-01
Publication date: 2011-04-13

Abstract

本发明提供了输入串联输出并联型高频链逆变器模块的稳定电流控制方法，属于电力电子领域高频组合式逆变器方向。对n模块的全桥全波型输入串联输出并联逆变器系统，采用输出电流交叉反馈控制方法，即给定电压与输出电压反馈做PI运算，其输出作为n个模块的电流给定；对于任一模块j，其他模块的输出电流采样之和作为反馈与电流给定做PI运算，其输出作为调制波产生PWM信号，控制逆变器j。通过这种控制方式，使各个逆变器模块输出电流均等，从而实现输入电压均等，最终实现功率均分。对于单个逆变器，采用电压电流双闭环的控制方式，高频逆变器移相控制、周波变换器调频控制；提出区域判断的方式，保证电流反馈过零比较的准确性。

Description

输入串联输出并联型高频链逆变器模块的稳定电流控制方法

技术领域

本发明提供了输入串联输出并联型高频链逆变器模块的稳定电流控制方法，属于电力电子领域的高频组合式逆变器方向。

背景技术

工业应用中的逆变电源往往输入电压很高、输出功率很大，因此开关器件的选取就受到了限制。将高频链技术引用到逆变器中，不仅可以实现前后级电压的匹配，还能有效地实现各模块之间的电气隔离，提高输出效率，减小成本，同时也可以减小电源的体积和噪声。MOSFET很好的满足了高频变换器的需要，但是MOSFET额定电压电流值普遍偏低，很难应用在高压大电流场合。因此，输入串联输出并联组合(Input-Series Output-Parallel，ISOP)式的逆变器成为了发展的趋势。在ISOP组合式的逆变器系统中，每个逆变器模块的输入电压、输出电流将降低到原来的1/n(其中n为串联模块数)，从而很容易选择合适的开关器件，且可以提高整个系统的性能。为了实现各个开关管均分电压或者电流，实现各个模块之间的功率均分是关键的问题。

IEEE Trans.on Power Electronics【电力电子期刊】于2009年第24期发表了A Input-Series-and Output-Parallel-Connected Inverter System for High-Input-Voltage Applications【一种应用于高压输入设备的输入串联输出并联逆变器系统】一文，提出了一种实现功率均分的方法。该方法的实现装置是具有直流母线高频链逆变器系统，采用三环控制的方式：给定电压与输出电压的反馈做PI运算，作为输出电压外环；输入电压的1/n作为每个模块输入电压的给定，与每个模块的输入电压作PI运算，每个调节器的输出作为每个模块的均压环；对于每个模块来说，输出电压外环的值与各个模块的均压环的值之和，作为各个模块的电流环的给定；各个模块电流环给定与电流反馈做PI运算，各个模块电流环的输出控制本模块开关管的导通关断。对于一个逆变器系统来说，忽略储能环节及开关管的损耗等，各个模块的输出功率应该等于输入功率；由于各个模块的输入时串联的，故电流的值相等，根据公式P＝U*I，所以实现了输入电压均分即可实现功率均分；该方法通过实现各个模块输入电压均分，从而达到各个模块的输出电流均分，从而实现各个模块的功率均分。然而，这种方法还是有不足之处：

(1)系统的控制方法采用三环控制方式，控制方法比较复杂；

(2)系统需要大量的电压传感器，当模块数增加时，成本也相应的增加；如果输入电压过高，对输入电压采用的传感器要求也增加了；

(3)电路采用带直流环节的高频链逆变器，在结构上不能避免环流的存在，而且系统只能带阻性负载，应用范围较窄。

发明内容

为了克服现有的输入串联输出并联逆变器系统控制方法的不足之处，本发明提出了在全桥全波型输入串联输出并联逆变器系统中采用输出电流交叉反馈控制的方法，该控制方法除了能实现各个模块之间的功率均分，还具有以下的几个优点：

(1)本发明使用双环控制方式，因此控制简单、易于实现；

(2)本发明只需要采样输出电压，各个模块的输出电流，因此使用成本也大大降低；

(3)本发明采用了全桥全波型高频链逆变器，在电路结构上抑制了各个模块之间的环流，而且可

以带各种性质的负载，使用范围较广。

本发明的技术路线是：对于n模块的输入串联输出并联型逆变器系统，在控制策略上采用输出电流交叉反馈的方式，易于实现各个模块之间的功率均分问题，降低了系统的复杂程度，同时也减少了成本；对于各个全桥全波型逆变器模块，采用电压电流双闭环的控制方式，高频逆变器部分进行移相控制、周波变换器进行调频；对于输出电流反馈的过零点比较，提出了区域判断的方式，保证了过零比较的准确性。

附图说明

图1是输入串联输出并联逆变器系统控制方法的实现装置

图2是n模块输入串联输出并联型逆变器主电路

图3是n模块输出电流交叉反馈控制框图

图4是全桥全波型高频链逆变器电压电流双闭环控制框图

图5是全桥全波型高频链逆变器的主电路

图6是高频逆变器全数字化SPWM产生机制

图7是周波变换器PWM产生机制

图8是周波变换器的PWM生成逻辑

图9是输出电流区域判断原理图

具体实施方式：

该控制方法的实现装置由控制器、主电路和采样电路组成。在图1中，所述控制器以TMS320F2407芯片、逻辑电路，以及MOSFET驱动电路为核心；所述的主电路，主要由高压输入、高频逆变器、高频变压器、周波变换器、滤波电感、电容及负载组成；所述的采样电路由霍尔式电压电流传感器，调理电路和模数转换芯片组成。

n个全桥全波型高频逆变器输入串联输出并联，在图2中，输入直流高压为V_in，n个模块输入串联，输入电压分别为V_cd1、V_cd2，…，V_cdn，每个输入并接的电容为C_d1、C_d2，…，C_dn；高频逆变器的输出分别为V_AB1、V_AB2，…，V_ABn，通过高频变压器和周波变换器之后分别得到电压V_C1、V_C2，…，V_Cn；L_f1、L_f2，…，L_fn分别为n个模块的滤波电感，而C为n个并联模块共用的滤波电容；n个模块的滤波电感上的电流分别i_L1、i_L2，…，i_Ln，并联后系统的总的输出电流为i_o，输出电压为V_O。

n模块输入串联输出并联型高频链逆变器系统采用输出电流交叉反馈控制方法，通过实现输出电流均分达到输入电压均分的目的，从而实现各个模块的功率均分。在图3中，V_ref为输出电压给定，输出电压V_O通过电压传感器采样得到V_of，各个模块的输出电流i_L1、…、i_Ln经过电流传感器采样后得到i_Lf1、…、i_Lfn。输出电压给定V_ref与V_of进行PI运算得到调节器输出i_ref，该值作为n个模块的电流内环的给定。模块2的输出电感电流i_L2到模块n的输出电感电流i_Ln经过电流传感器采样后的值之和

作为反馈，与电流给定i_ref进行PI运算，电流调节器输出的值V_out1与载波进行比较，得到的PWM信号控制模块1的高频逆变器部分；同理，对于任一模块j，其他模块的输出电感电流经过电流传感器采样后的值之和

作为反馈量，与电流给定i_ref进行PI运算，电流调节器输出的值V_outj与载波进行比较，得到的PWM信号控制模块j的高频逆变器部分。n个模块的周波变换器采用相同的控制信号，采用模块1(或其他模块)的电感电流反馈(i_Lf1或i_Lfj)进行区域判断，得到的信号进行逻辑运算，控制周波变换器的各个开关管的导通或关断。当n个模块的电感电流i_L1＝…＝i_Lj＝…＝i_Ln相等时，就实现了各个模块输入电压均分，从而实现了功率均分。

单个模块的全桥全波型高频链逆变器采用电压电流双闭环的控制方式。在图4中，输出电压V_o经过电压传感器采样得到V_of，V_ref为输出电压的给定量，V_ref与V_of进行PI运算得到调节器输出i_ref，该值作为电流内环的给定。电感电流i_L经过电流传感器采用得到I_Lf，i_ref与I_Lf进行PI运算，得到的调节器输出V_out作为调制波，与载波进行比较后得到的PWM信号，控制主电路的高频逆变器部分。V_CD为经过周波变换器后的输出电压，V_o为经过LC滤波之后得到的输出电压。

高频链逆变器的输出利用单载波双调制波的方式，高频逆变器部分进行移相控制、周波变换器部分进行调频控制。在图5中，全桥全波型高频链逆变器的主要分为两部分：高频逆变器部分和周波变换器部分。

高频逆变器部分进行移相控制，在图6所中，开关管Q1-Q4的控制信号PWM1-PWM4都为50％占空比的方波信号，其中PWM1、PWM3互补，PWM2、PWM4互补。当Q1与Q4同时导通时，逆变器输出V_AB为正脉冲；当Q2与Q3同时导通时，逆变器输出V_AB为负脉冲；Q1与Q2或Q3与Q4同时导通时，逆变器输出V_AB为零，因此逆变器输出的是高频的交流脉冲信号。

周波变换器部分进行调频控制，在图7中，周波变换器的信号由输出电流的大小决定的。TMS320F2407输出与载波同频的方波PWM9、PWM10，且二者互补，PWMI为电流过零判断波形。在t₀-t₁时刻，输出电流的值小于零，调制波的值大于零，SW2与SW4工作在高频状态，SW1与SW3始终处于关断状态，SW2与SW4互补导通；当V_AB为正脉冲时，由于SW2导通，从而V_CD为正脉冲；当V_AB为负脉冲时，由于SW4导通，从而V_CD为正脉冲。在t₁-t₂时刻，输出电流大于零，调制波的值大于零，SW1与SW3工作在高频状态，SW2与SW4始终处于关断状态；当V_AB为正脉冲时，由于SW1导通，从而V_CD为正脉冲；当V_AB为负脉冲时，由于SW3导通，从而V_CD为正脉冲。在t₂-t₃时刻，输出电流的值大于零，调制波的值小于零，SW1与SW3工作在高频状态，SW2与SW4始终处于关断状态；当V_AB为正脉冲时，由于SW3导通，从而V_CD为负脉冲；当V_AB为负脉冲时，由于SW1导通，从而V_CD为负脉冲。在t₃-t₄时刻，输出电流的值小于零，调制波的值小于零，SW2与SW4工作在高频状态，SW1与SW3始终处于关断状态，其中SW1与SW3互补导通，SW2与SW4互补导通；当V_AB为正脉冲时，由于SW4导通，从而V_CD为负脉冲；当V_AB为负脉冲时，由于SW2导通，从而V_CD为负脉冲。通过以上的方式，周波变换器将V_AB的高频脉冲信号变为了工频的脉冲信号，实现了调频的目的。在图8中，周波变换器的驱动脉冲生成，由输出电流I_Lf、TMS320F2407输出的互补方波PWM9、PWM10共同决定的，方波与三角载波的频率相同。

对于输出电流的过零比较，采用了区域判断的方式，保证了输出电流不会发生误判，实现了逆变器系统的正确输出。在图9中，出电流由正变为负，当电流等于V时，认为过零，比较器输出发生跳变；输出电流由负变为正，当电流等于-V时，同样认为过零，比较器输出发生跳变；区域判断的方式可以避免外界因素，保证过零比较的准确性。其中I_Lf为电感电流反馈值，PWMI为电流过零判断波形，V为设定的区域值。

Claims

1.输入串联输出并联型逆变器系统，采用输出电流交叉反馈的控制方法实现各个模块之间的功率均分；每个逆变器模块是全桥全波型高频链结构，采用电压电流双闭环的控制方式；高频逆变器进行移相控制，周波变换器进行调频控制；周波变换器的控制信号与输出电流有关，输出电流的过零判断采用区域判断的方式。

2.根据权利要求书1所述的输出电流交叉反馈控制方法，其特征是：逆变器系统的给定电压与输出电压反馈做PI运算，电压调节器输出的值作为n个逆变器模块的电流给定；对于任一逆变器模块j，其他所有逆变器模块的输出电流采样之和作为反馈与电流给定做PI运算，调节器输出的值作为调制波产生PWM信号，控制逆变器j。整个逆变器系统采用输出电流交叉反馈的控制方式，使各个逆变器模块输出电流相等，从而使得各个逆变器模块的输入电压均等，最终可以实现各个逆变器模块之间的功率均分。

3.根据权利要求书1所述的全桥全波型高频链结构，采用电压电流双闭环控制方式，其特征是：输出电压、输出电流同时参与反馈，控制高频逆变器的输出；给定电压与逆变器的输出电压反馈做PI运算，电压调节器输出的值作为电流给定；电流给定与输出电流反馈做PI运算，电流调节器输出的值作为调制波产生PWM信号，控制逆变器的输出。

4.根据权利要求1所述高频逆变器移相控制，周波变换器进行调频控制，其特征是：电流调节器输出的信号，采用单载波双调制波的调制方式，产生四路50％占空比的PWM信号，分别控制高频逆变器的四个MOSFET，高频逆变器输出一高频脉冲电压信号；通过高频变压器隔离降压之后，周波变换器将此高频信号变为一工频的脉冲信号；周波变换器的每个开关管的工作状态与输出电流的大小有关，半个周期工作在高频状态下，半个周期为关断。

5.根据权利要求1所述的区域判断方式，可以保证电流的过零判断不发生误判其特征是：输出电流由正变为负，当电流等于V时，认为过零，比较器输出发生跳变；输出电流由负变为正，当电流等于-V时，同样认为过零，比较器输出发生跳变；区间判断的方式可以减小外界因素的影响，保证过零比较的准确性。