CN106058861A - 一种逆变器的pr和pi控制器参数协同优化设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种针对逆变器拓扑电压电流双闭环系统的比例谐振控制器(Proportional resonant,PR)设计方法和比例积分控制器(Proportional integral,PI)设计方法。其中，PR控制器参数设计方法通过给定幅值和相位裕度条件，推导出能够获得满足变流器应用要求的参数变动范围。PI控制器参数设计方法通过独立参数选择和混合参数选择方式，能够实现系统优化快速响应和控制稳定。所发明的参数设计方法有助于实现程序化的参数设计，快速高效的完成系统稳定控制，提高系统稳态性能，同时可以根据应用场合实际需求调节响应速度和控制精度，满足逆变器拓扑的带载高质量供电要求。

Description

一种逆变器的PR和PI控制器参数协同优化设计方法

技术领域

本发明涉及一种电力系统领域的逆变器双闭环PR和PI控制器参数协同优化设计方法。电压电流环采用PI控制器进行控制调节，电压环旁路并联PR控制器进行电压谐波抑制。

背景技术

近年来，随着能源危机和环境污染等问题的日益严峻，世界各国正致力于寻找体积小、重量轻、高效能以及清洁无污染的能量传输结构。由于全控型电力电子器件的发展和应用，基于逆变器的直流输电技术备受关注。其中，直流输电的高质量的输出电压、较好的电磁兼容特性和高电压大功率的应用场合等特性更加被广泛提及。不同国家的研究人员相继进行了相关主电路、控制电路和电参量优化输出等方面的研究。

其中，逆变器拓扑中的双闭环控制器，包括比例谐振控制器(Proportionalresonant,PR)和比例积分控制器(Proportional integral,PI)等参数的设计方法至关重要，其参数直接影响系统的稳定运行、快速响应和谐波含量等特性。因此，在进行电压电流双闭环PR和PI控制器参数协同设计时，主要分别考虑两个方面因素：

一是电压环PR控制器抑制谐波的功能实现。PR控制器在基频f₀处具有非常大的增益，因此能够消除系统控制的稳态误差。在大于等于基频f₀处，PR控制器的幅值增益大约为k_p，系统的频率响应在截止频率f_c处为零。二是满足实际工程需求，包括相位裕度范围30°≤PM≤60°，幅值裕度GM≥3dB，保证系统稳定可靠运行。

电压电流环PI控制器设计同样要保证实际工程需求，其次，在此基础上可以实现系统PI控制参数优化，达到更高的应用场合要求。

现有的发明专利较少提及逆变器控制器的参数设计方法，而针对双闭环PR和PI控制器参数协同优化设计的相关专利更少。因此，目前有必要研究一种依靠自身系统闭环控制的逆变器PR和PI控制器设计方法，既可以不增加额外的硬件消耗，又能够实现可靠的系统稳定运行、快速响应和谐波抑制等功能，可广泛应用于逆变器拓扑的带载高质量供电要求。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提出一种逆变器电压电流双闭环PR和PI控制器参数设计方法。本发明通过PR和PI控制器的参数设计，能够实现系统动静态稳定运行，具备抗干扰能力，能够抑制输出电压谐波，满足实际工程需求以及特定PM和GM要求。此外，无需额外硬件控制，可以降低电压传输的投资成本，提高系统的抗扰动能力和供电质量。

为解决上述技术问题，本发明所采用的具体技术方案为：

一种逆变器电压电流双闭环的PR和PI控制器参数设计方法，包括输入直流电源，所述直流源与逆变器相连，输出通过LCL型滤波器接负载。中性点经滤波器输出后接负载运行，相应的IGBT或MOS管器件均受触发信号控制其开关状态。电压电流环采用PI控制器进行控制调节，电压环旁路并联PR控制器进行电压谐波抑制。

本发明提供的电压环PR控制器参数设计方法需要逐步进行参数推导设计，最终给定k_p参数值和k_r参数范围。首先，推导系统电压电流环开环传递函数G_open(s)；针对LCL输出滤波器，开环控制器的穿越频率应该低于滤波器的谐振频率，进而保证系统稳定性。因此，计算频率低于截止频率的系统增益时，滤波电容可以被忽略。应用逐次逼近的近似算法，可以得到比例增益k_p近似值；计算电压幅值偏差E_am，开环传递函数G_open(s)的最小增益为1/E_am-1，进而推导出k_r值下限k_r_min；此外，PR控制器在基频f₀处具备更大的增益，同时引入的负相移问题降低了系统的幅值裕度(PM)。因此，为了保证系统稳定，相应相位范围不应该超过可得到谐振系数k_r最大值k_r_max，即k_r取值范围为k_r_min≤k_r≤k_r_max。考虑到电容C的影响，计算相关幅值裕度GM和相位裕度PM，保证实际工程需求GM≥3dB和30°≤PM≤60°。

本发明提供的电压电流环PI控制器参数设计方法在PR控制器参数选定的基础上进一步优化选择，最终给定电压环和电流环控制参数k_pv,k_iv,k_pi和k_ii范围。PI控制器参数设计分为独立参数选择和混合参数选择两部分。独立参数选择方法为依次固定其中三个参数值，改变另外一个相关参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选定适当的参数值；混合参数选择方法为固定独立参数选择中确定的参数，依次改变另外三个相关参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选定适当的参数值。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

1、本发明提出一种逆变器电压电流双闭环PR和PI控制器参数设计方法，能够实现稳定有效的控制，保障了系统平衡稳定运行。

2、本发明提出的双闭环PR和PI控制器参数设计方法无需添加额外的软件工作和硬件设备即可实现更加稳定的输出电压控制、电流控制和谐波抑制控制，降低了成本。

3、本发明提出双闭环PR和PI控制器参数设计方法能够实现程序化设计，使用时只需要按要求改变判定依据值，即可以实现系统的参数设计，设计方法简单易行，控制参数设计输出结果高效可靠。可以有效且稳定的实现不同负载条件运行，增强系统的动态和稳态性能。

4、提出的设计方法具有可复制性，设计流程可以直接用于不同的逆变器输电应用场合和电压输送质量控制需求。

附图说明

图1为逆变器拓扑结构图，三相电压通过LCL滤波器带负载输出，但是不仅限于这种结构；

图2为逆变器电压电流环双闭环PR和PI控制器参数设计结构框图；

图3为电压环PR控制器参数逐步设计结构框图；

图4为电压电流环PI控制器参数逐步设计结构框图；

图5为电压环PR控制器抑制5次，7次，11次，13次谐波伯德图；

图6为电压电流环PI控制器独立参数选择和混合参数选择算例过程图；

图7为三相逆变器拓扑带线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制并未施加本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法；

图8为三相逆变器拓扑带线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制施加了本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法；

图9为三相逆变器拓扑带非线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制并未施加本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法；

图10为三相逆变器拓扑带非线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制施加了本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法；

图11为三相逆变器拓扑带负载的输出电压a相THD波形图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方法作详细说明：本实施方法在以本发明技术方案为前提的条件下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示为逆变器电能变换电路拓扑结构。该拓扑结构将逆变器和负载通过LCL滤波器连接，逆变器由三相桥臂构成，触发信号连接到每个子模块内串联的IGBT或MOS管器件的门极位置，起到开断开关作用。触发信号由PWM模块产生，不仅起到调制作用，还可以起到闭环反馈控制的作用。电压电流环采用PI控制器进行控制调节，电压环旁路并联PR控制器进行电压谐波抑制。

如图2所示为逆变器电压电流双闭环PR和PI控制器参数设计结构框图，输出信号包括LCL滤波器参数L₁、C、L₂，截止频率f_c等。经过PR控制器参数设计过程，输出电压幅值E_am和相位值其值通过相位裕度PM和幅值裕度GM的计算，取得PR控制器k_p和k_r参数值，完成PR控制器参数设计；其值选定后，输入电压环和电流环控制参数k_pv,k_iv,k_pi和k_ii，经过PI控制器独立参数选择和混合参数选择两个过程，以相位裕度(PM)、幅值裕度(GM)和截止频率(f_c)为判断依据，完成PI控制器参数设计。

如图3所示为电压环PR控制器参数逐步设计结构框图。通常情况下PR控制器在基频f₀处简化为公式：

$G_{PR}\left(s\right)=k_p+k_r\frac{2{\mathrm{\ω}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\ω}}_{c}s+{\mathrm{\ω}}_0^2}---\left(1\right)$

其中，k_p表示PR控制器比例系数，k_r表示PR控制器谐振系数，ω_c表示截止角频率，ω₀表示基频角频率。

首先，推导系统电压电流环开环传递函数G_open(s)

$\left|G_{open}\left(s\right)\right|\≈\left|\frac{G_v\left(s\right)G_i\left(s\right)G_{PWM}\left(s\right)L_{2}s}{L_{1}s+2G_i\left(s\right)G_{PWM}\left(s\right)}\right|---\left(2\right)$

其中，G_v(s)表示电压环传递函数，G_i(s)表示电流环传递函数，G_PWM(s)表示脉冲宽度调制环节传递函数，L₁,L₂为LCL滤波器电感值。电压环旁路并联的PR控制器传递函数为：

$G_{vPR}\left(s\right)=k_{pv}+\frac{k_{rv}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_0^2}+\underset{h=5,7,11,13....}{\Σ}\frac{k_{hv}s}{s^2+{\left({\mathrm{h\ω}}_0\right)}^2}---\left(3\right)$

电流环和PWM调制环节传递函数为：

$G_i\left(s\right)=k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s}---\left(4\right)$

$G_{PWM}\left(s\right)=\frac{1}{1+1.5T_{s}s}---\left(5\right)$

其中，k_pv是电压电流环中含有PR控制器的比例系数，k_pi是电流环PI控制器比例系数，k_rv是电压电流环中含有PR控制器的谐振系数，k_ii是电流环PI控制器积分系数，k_hv表示高阶次谐振系数，T_s表示采样时间。

针对LCL输出滤波器，开环控制器的穿越频率应该低于滤波器的谐振频率，进而保证系统稳定性。因此，计算频率低于截止频率的系统增益时，滤波电容C可以被忽略。应用逐次逼近的近似算法，可以得到比例增益k_p近似值

$k_p\≈\frac{2{\mathrm{\πf}}_c(L_1+L_2)}{G_{PWM}\left(s\right)}---\left(2\right)$

计算电压幅值偏差E_am

$E_{am}=\left|\frac{V-V_{ref}}{V_{ref}}\right|---\left(3\right)$

其中，V表示反馈电压值，V_ref表示参考电压值。

开环传递函数G_open(s)的最小增益为1/E_am-1，进而推导出k_r值下限k_r_min为：

$k_{r\_min}=\left|\begin{array}{c}\frac{j2{\mathrm{\πf}}_0{L}_1+2G_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)-2G_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)E_{am}}{j2{\mathrm{\πf}}_0{L}_2{G}_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)E_{am}}\\ -\frac{j2{\mathrm{\πf}}_0{L}_1{E}_{am}+j4{\mathrm{\π}}^2{f}_0{f}_c{L}_2{E}_{am}(L_1+L_2)}{j2{\mathrm{\πf}}_0{L}_2{G}_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)E_{am}}\end{array}\right|---\left(4\right)$

此外，PR控制器在基频f₀处具备更大的增益，同时引入的负相移问题降低了系统的幅值裕度(PM)，而此时的相位范围不超过计算公式为：

可得到谐振系数k_r最大值k_r_max为：

即k_r取值范围为k_r_min≤k_r≤k_r_max。

绘制5次，7次，11次，13次PR谐波抑制推导过程如公式(7)和(8)所示，G_inn(s)表示内部电流环传递函数，G(s)表示电压电流环传递函数，h表示不同阶次，由于5次，7次，11次，13次为主要谐波含有成分，因此针对性的控制了相应次谐波，但是该控制方法可以扩展到其它阶次。

$G_{inn}\left(s\right)=\frac{G_i\left(s\right)G_{PWM}\left(s\right)\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}{1+G_i\left(s\right)G_{PWM}\left(s\right)\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}=\frac{(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})\frac{1}{1+1.5T_{s}s}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}{1+(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})\frac{1}{1+1.5T_{s}s}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}---\left(7\right)$

$\begin{array}{c}G\left(s\right)=\frac{G_v\left(s\right)G_{inn}\left(s\right)\frac{1}{sC}}{1+G_v\left(s\right)G_{inn}\left(s\right)\frac{1}{sC}}=\frac{(k_{pv}+\frac{k_{rv}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_0^2}+\underset{h=5,7,11,13....}{\Σ}\frac{k_{hv}s}{s^2+{\left({\mathrm{h\ω}}_0\right)}^2})\left(\frac{(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})\frac{1}{1+1.5T_{s}s}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}{1+(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})\frac{1}{1+1.5T_{s}s}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}\right)\frac{1}{sC}}{1+(k_{pv}+\frac{k_{rv}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_0^2}+\underset{h=5,7,11,13....}{\Σ}\frac{k_{hv}s}{s^2+{\left({\mathrm{h\ω}}_0\right)}^2})\left(\frac{(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})\frac{1}{1+1.5T_{s}s}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}{1+(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})\frac{1}{1+1.5T_{s}s}\frac{1}{{\mathrm{sL}}_1}}\right)\frac{1}{sC}}\\ =\frac{(k_{pv}+\frac{k_{rv}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_0^2}+\underset{h=5,7,11,13....}{\Σ}\frac{k_{hv}s}{s^2+{\left({\mathrm{h\ω}}_0\right)}^2})(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})}{L_{1}C(1+1.5T_{s}s)s^2+C(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})s+(k_{pv}+\frac{k_{rv}s}{s^2+{\mathrm{\ω}}_0^2}+\underset{h=5,7,11,13....}{\Σ}\frac{k_{hv}s}{s^2+{\left({\mathrm{h\ω}}_0\right)}^2})(k_{pi}+\frac{k_{ii}}{s})}\end{array}---\left(8\right)$

另外，考虑到电容C的影响，计算相关相位裕度PM为：

重新排列公式(9)可得：

计算幅值裕度GM：

$\begin{array}{c}{\mathrm{GM}}_{f_0}=20{\log }_{10}\left|G_{open}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)\right|\\ =\left|\frac{(k_p+k_r)G_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)L_{2}j2{\mathrm{\πf}}_0}{L_{1}j2{\mathrm{\πf}}_0+2G_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_0\right)}\right|\end{array}---\left(11\right)$

重新排列公式(11)可得：

$\begin{array}{c}{\mathrm{GM}}_{f_r}=20{\log }_{10}\left|G_{open}\left(j2{\mathrm{\πf}}_r\right)\right|\\ =\left|\frac{(k_p+k_r)G_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_r\right)L_{2}j2{\mathrm{\πf}}_r}{L_{1}j2{\mathrm{\πf}}_r+2G_{PWM}\left(j2{\mathrm{\πf}}_r\right)}\right|\end{array}---\left(12\right)$

保证实际工程需求GM≥3dB和30°≤PM≤60°。

如图4所示为电压电流环PI控制器参数逐步设计结构框图。PI控制器传递函数为：

$G_{PI}\left(s\right)=k_p+\frac{k_i}{s}---\left(13\right)$

其中，k_p为PI控制器比例系数，k_i为PI控制器积分系数。

PI控制器参数设计分为独立参数选择和混合参数选择两部分。独立参数选择方法为依次固定其中三个参数值，改变另外一个相关参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选定适当的参数值；混合参数选择方法为固定独立参数选择中确定的参数，依次改变另外三个相关参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选定适当的参数值。

如图5所示为电压环PR控制器抑制5次，7次，11次，13次谐波伯德图。具备PR控制和不具备PR控制结构的伯德图绘制如图5所示。从伯德图可以看出，PR控制器实现了5、7、11、13次谐波的抑制，这也意味着在基频处和控制目标频率处，系统获得了零误差跟踪能力。在加入不同阶次的PR控制器后，谐振峰值出现在5次，7次，11次，13次谐波处。可以得出结论，特定阶次的谐波抑制可以实现，与此同时，这种控制方法可以扩展到其它阶次。而且，跟随k_r值的增加，幅值响应速度增快，但是系统稳定性降低。因此，选择k_r值时，应该保证基频处足够的增益和远离基频处足够的衰减。

如图6所示为电压电流环PI控制器独立参数选择和混合参数选择算例过程图。PI控制器独立参数选择首先固定电压电流环控制参数k_iv,k_pi和k_ii，改变另外一个相关参数k_pv，其值从0.65变化到20.8，上下限一般以经验值给定，然后在这个范围内以PM、GM和f_c值为判断依据，选定适当的k_pv参数值2.6(图6中相应栏颜色加深)；然后，进行一次混合参数选择，其方法为固定选定的k_pv参数2.6，依次改变另外三个相关参数k_iv,k_pi和k_ii，以PM、GM和f_c值为判断依据，依次选定k_iv值为200，k_pi值为6，k_ii值为50(图6中相应栏颜色加深)；选定适当的参数值后，继续进行回参选择，即重新进行下个参数的独立参数选择和混合参数选择，逐步进行参数优化，经过4轮参数选择，k_pv,k_iv,k_pi和k_ii每个参数被选择了12次。如果需要继续选择，可以重复操作。

如图7所示为三相逆变器拓扑带线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制并未施加本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法。在负载跳变前后，交流电压电流值稳定输出，但是其值波动较大，即电压电流谐波严重。输出电压峰值稳定在V_a,b,c＝320V，输出电流峰值由I_a,b,c＝15A跳变到I_a,b,c＝35A。

如图8所示为三相逆变器拓扑带线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制施加了本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法。在负载跳变出现后，交流电压电流值可以迅速调节后保持稳定。输出电压峰值稳定在V_a,b,c＝320V，输出电流峰值由I_a,b,c＝7.5A跳变到I_a,b,c＝15A并保持稳定输出。其波形图表明了系统控制的有效性，即本发明提供的PR和PI控制器参数设计方法科学可行。

如图9所示为三相逆变器拓扑带非线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制未施加本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法。在非线性负载跳变前后，电压电流值波形波动较大。输出电压峰值稳定在V_a,b,c＝320V，输出电流峰值由I_a,b,c＝30A跳变到I_a,b,c＝55A，波形毛刺较多。

如图10所示为三相逆变器拓扑带非线性负载的输出电压电流波形图(t＝1s时加入负载跳变)，其控制施加了本发明提供的双闭环PR和PI控制器协同优化参数设计方法。在非线性负载跳变出现后，电压值波形较好，输出电压电流值可以迅速调节后保持稳定。输出电压峰值稳定在V_a,b,c＝320V，输出电流峰值由I_a,b,c＝15A跳变到I_a,b,c＝30A并保持稳定输出。其波形图表明了本发明提供的PR和PI控制器参数设计方法科学可行。

如图11所示为三相逆变器拓扑带负载的输出电压a相THD波形图。从图中可以看出，系统控制的输出电压THD逐步下降，即输出电压谐波越来越小。当系统开始运行时，由于还没有达到稳态，电压THD超过5％。当t＝0.1s系统稳定后，电压THD下降到1％左右。最后，由于t＝1s时负载跳变，电压THD上升到1.5％，但是通过系统的有效控制，电压THD迅速降回1％并保持稳定。

最后应当说明的是：以上所述仅为本发明的具体实施方式而非对其限制，尽管参照上述实例对本发明进行了详细的说明，本领域的技术人员应当理解：在阅读本申请说明书后技术人员依然可以对本发明的具体实施方式进行修改、替换和改变，但这些修改或变更均未脱离本发明申请待批的权利要求保护范围之内。

Claims (4)

1.本发明提供了一种针对逆变器拓扑双闭环控制系统的PR和PI控制器的参数协同优化设计方法，PI控制器用于电压电流环控制，电压环旁路并联PR控制器进行电压谐波抑制。参数协同优化设计方法，其特征在于包括了电压环PR控制器k_p参数近似和k_r参数范围选型，电压电流环PI控制器独立参数选择和混合参数选择等方法。

2.根据权利要求1所述的电压环PR控制器参数设计方法，其特征在于抑制5次,7次,11次,13次谐波，这种控制方法可以扩展到其它阶次。

3.根据权利要求1所述的电压电流环PI控制器参数设计方法，独立参数选择为固定三个相关参数，改变另外一个参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选择适当参数；混合参数选择为固定一个相关参数，依次改变另外三个参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选择适当参数。

4.根据权利要求2或3所述，其电压环PR和电压电流环PI控制器参数选择方法或步骤如下

(1)本发明提供的电压环PR控制器参数设计方法需要逐步进行参数推导设计，最终给定k_p参数值和k_r参数范围；

S₁，推导系统电压电流环开环传递函数G_open(s)；

S₂，针对LCL输出滤波器，开环控制器的交叉频率应该低于滤波器的谐振频率，进而保证系统稳定性；

S₃，计算频率低于截止频率的系统增益时，滤波电容可以被忽略；

S₄，应用逐次逼近的近似算法，可以得到比例增益k_p近似值；

S₅，计算电压幅值偏差E_am，开环传递函数G_open(s)的最小增益为1/E_am-1，进而推导出k_r值下限k_r_min；

S₆，电压环PR控制器在基频f₀处具备更大的增益，同时引入的负相移问题降低了系统的幅值裕度(PM)，相应计算相位范围不超过可得到谐振系数k_r最大值k_r_max，即k_r取值范围为k_r_min≤k_r≤k_r_max；

S₇，考虑到电容C的影响，计算相关幅值裕度GM和相位裕度PM，保证实际工程需求GM≥3dB和30°≤PM≤60°；

(2)本发明提供的电压电流环PI控制器参数设计方法在电压环PR控制器参数选定的基础上进一步优化选择，最终给定电压环和电流环控制参数k_pv,k_iv,k_pi和k_ii范围；电压电流环PI控制器参数设计分为独立参数选择和混合参数选择两部分；

S₁，独立参数选择方法为依次固定其中三个参数值，改变另外一个相关参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选定参数值；

S₂，混合参数选择方法为固定独立参数选择中确定的参数，依次改变另外三个相关参数，以PM、GM和f_c值为判断依据，选定参数值。