CN110995045A - 一种加入低通滤波器的逆变器系统及其改进的控制方法 - Google Patents

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CN110995045A CN201911374522.7A CN201911374522A CN110995045A CN 110995045 A CN110995045 A CN 110995045A CN 201911374522 A CN201911374522 A CN 201911374522A CN 110995045 A CN110995045 A CN 110995045A
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Abstract

本发明公开了一种加入低通滤波器的逆变器系统及其改进的控制方法，此系统以单相全桥逆变器和LC滤波器为基础结构，主要包括控制电路和功率主电路两个部分。控制电路主要由TMS320F28335DSP数字控制器构成；功率主电路由分布式电源模块、单相全桥逆变电路、LC型滤波电路、线性负载、采样电路以及改进的二阶有源低通滤波器电路等附属电路所组成。本发明提出了一种改进的二阶有源低通滤波器电路及其控制方法，此滤波器相较于传统的二阶有源低通滤波器，不会改变信号的增益而只降低噪声、无用及干扰信号；在采样电路和控制器中间加入改进的二阶有源低通滤波器对采样信号进行低通滤波处理后，改进后的电压电流双闭环控制方法会使系统的频率响应增强，控制参数更加精确，能够有效地实现优化控制参数和精准控制的效果。

Description

一种加入低通滤波器的逆变器系统及其改进的控制方法
技术领域
本发明属于电力系统的交流微电网控制技术领域，涉及一种改进的电压电流双闭环控制方法，具体涉及一种改进的二阶有源低通滤波器电路、加入低通滤波器后改进的控制方法及应用该方法控制的一个逆变器系统。
背景技术
近年来，分布式发电系统以其无污染、可靠性高和模块化程度高的特点而受到越来越多的关注。但在分布式发电系统的应用中还存在一些缺点，例如变化的操作条件，高成本和复杂的控制等导致系统无法控制的问题。近年来，微电网的概念已被广泛接受并在实践中得到应用。与传统的分布式发电系统相比，微电网系统可以在并网模式下向电网注入有功功率或者在孤岛模式下自动为局部负载提供功率。微电网实现了分布式发电系统的灵活高效的应用，以并网方式解决大规模多样分布式发电系统的问题。然而，由于分布式发电系统数量众多，可能无法快速、准确、有效地执行调度命令。因此，能够使分布式发电系统的协调运行和管理变得更加容易的微电网已成为克服分布式发电系统不足之处的有效手段。
在大多数现有技术中，信号处理和采样电路被严重忽略，因此分布式发电系统和微电网的操作特性未能达到最佳状态。滤波器通常可以分为有源滤波器和无源滤波器，是信号处理的重要单元，并广泛用于现代功率转换器中。无源滤波器电路的结构简单易实现，但无源滤波器的幅频特性不如有源滤波器。有源滤波器在采样标准化、易于模块化和高可靠性方面起着至关重要的作用。有源滤波器电路主要用于小信号处理，也可以用于抑制干扰、噪声和衰减无用的频率信号并获得目标频率范围内的有用信号的工作环境。
当逆变器系统在孤岛模式下运行时，电压和电流信号的采样过程会受到较为复杂的电磁干扰。尽管一阶有源滤波器电路具有简单的结构，但是输出信号相较于输入信号的幅频裕度和相频裕度会发生偏差，而二阶有源滤波器电路结构简单并且具有良好的输出性能。与此同时，将传统的压控电压源型低通滤波器的电路拓扑进行改良，其改进后的低通滤波器可以避免幅度和相位误差且具有良好的滤波效果，因此使用改进的二阶有源低通滤波器可以实现采样信号的良好稳态和动态性能。在逆变器系统硬件平台中，经过采样电路后的电容电压和电感电流的信号强度非常弱。综上所示，为了实现在SPWM调制中高精度控制，有必要设计一种改进的二阶有源低通滤波器以增强数字控制器的精度。
发明内容
本发明的目的在于克服现有控制方法的不足之处，对传统的电压电流双闭环控制方法进行改进：①对传统压控电压源型二阶有源低通滤波器电路拓扑结构进行改良，实现良好的输出性能；②将改进的二阶有源低通滤波器电路加入到逆变器系统中对采样信号进行滤波处理，并提供了一种更加精确的对逆变器电路进行参数设计的方法。
本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：加入低通滤波器的逆变器系统，其特征在于，包括一个变流器单元、一个由TMS320F28335DSP数字控制器构成的控制模块、线性负载以及附属电路；变流器单元包括一个分布式电源模块、一个单相全桥逆变电路、LC型滤波电路、线路阻抗以及静态开关，线性负载通过静态开关接入变流器单元；附属电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、放大器偏置电路、驱动芯片的供电电路以及改进的二阶有源低通滤波器电路；LC 型滤波器的电容电压和电感电流信号依次通过采样电路和偏置电路，将采样信号的幅值限制在0～3.3V范围内；改进的二阶有源低通滤波器电路对经过限幅的采样信号进行滤波处理后，DSP控制器对滤波后的信号进行控制和处理，进而输出可控制全桥电路的PWM信号；所述的控制模块包括坐标变换模块、基于同步旋转坐标系下的电压控制器、基于静止坐标系下的电流控制器、参考电压生成器、 SPWM模块；采样信号经过改进的二阶有源低通滤波器处理后进入坐标变化模块，参考电压生成器和经过处理后的采样信号分别与坐标变换模块相连，坐标变换模块的输出端依次经过电压控制器和电流控制器后连接SPWM模块，SPWM 模块输出端与单相全桥逆变电路的开关管相连。
进一步的，所述的加入低通滤波器后改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，改进的二阶有源低通滤波器为硬件电路而非传统的控制算法，但其经过数学建模后得到的传递函数又会对系统的输出特性产生影响，这样既不会增加控制策略的难度，而又会增强系统的频率响应和输出特性，包括以下步骤：
S1、采样电路实时检测变流器单元中LC滤波器的电感电流iL和LC滤波器电容电压vc，检测到的电流数据和电压数据传送给改进的二阶有源低通滤波器电路，经过滤波处理后的电压信号通过延时环节来精确提取得到αβ坐标轴下的电容电压vcαβ；
S2、将通过延时环节得到的电容电压vcαβ通过坐标变换模块精确提取得到d 轴分量vc,d和q轴分量vc,q，与同样经过坐标变化的电压参考值vref做差值，将所得到的偏差值edq传送到PI控制器中进行处理；
S3、将S2得到的信号在PI控制器中对控制信号进行限幅处理和控制后，通过坐标反变换模块将PI控制器的输出信号进行处理转化为αβ轴上的信号，此信号即作为电流内环控制的参考信号iL,ref；
S4、将S1中经过低通滤波器处理后的电感电流和S3得到的电流内环控制的参考信号iL,ref中α轴分量iL,ref,α做差值，将得到的偏差信号传送到电流内环PI 控制器中；
S5、将S4中电流内环控制器的输出信号与三角载波进行SPWM处理后，构造出逆变器开关管所需的触发信号。
进一步的，所述的加入低通滤波器后的逆变器系统及其改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，采样信号在进入控制器前需经过改进的二阶有源低通滤波器电路，在采用s域分析方法时，加入低通滤波器后会对频率响应产生影响，所述的改进的二阶有源低通滤波器传递函数Av(s)的具体计算方法为：
Figure BDA0002340558580000031
其中，s为拉普拉斯算子，ωn和Q代表改进的二阶有源低通滤波器电路的截止角频率和品质因数。
进一步的，所述的改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，所述的步骤S2和S3中坐标变换、坐标反变换和同步旋转坐标系下的PI控制器的具体计算方法为：
Figure BDA0002340558580000032
Figure BDA0002340558580000033
其中，vc,d和vc,q分别为dq轴下电压值，vc,α和vc,β分别为αβ轴下电压值，ωf为基波角频率，iL,ref,α和iL,ref,β为αβ轴下电流内环控制器的参考值，ed和eq为电压外环偏差值，GPI(t)为PI控制器在时域的表达式，将其进行拉普拉斯变换可得到s域表达式：GPI(s)＝kp+ki/s，*表示卷积运算。
进一步的，所述的同步旋转坐标系下的PI控制器，其特征在于，只有α轴的信号用于实际控制而不需要β轴信号，具体的计算方法为：
Figure BDA0002340558580000041
其中，iL,ref,α为电流内环控制器的参考值，eα为电压外环偏差值即PI控制器的输入值；Gv(s)为同步旋转坐标系下PI控制器的表达式，其中a3＝kp，a2＝kpωf+ki，
Figure BDA0002340558580000042
通过对同步旋转坐标系下的PI控制器的分析可知，比例参数ki对系统的控制作用可忽略不计，因此只需讨论比例参数kp和K。
所述的整个系统的具体实现方法为：采用s域分析方法，将改进的二阶有源低通滤波器传递函数Av(s)代入到整个逆变器系统的控制框图中，对框图进行化简后，求得整个系统的开环传递函数Gopen；在判断一个系统是否稳定时，需满足两个条件：bode图中幅频曲线穿越0dB线时频率为fc，在频率fc处相频曲线应在-180°以上来确保相频裕度PM>0；bode图中相频曲线穿越-180°时频率为fg，在频率fg处曲线应在0dB以下来确保幅频裕度GM>0，此处具体的计算方法为：
Figure BDA0002340558580000044
Figure BDA0002340558580000043
其中，PM和GM为相频裕度和幅频裕度，ω为角频率。
进一步的，将PM和GM与系统开环传递函数相结合，可分别得到PM、 GM、控制参数kp与频率fc和fg的关系，此处限制条件为30°≤PM≤60°，GM≥0dB；然后在Matlab中通过编写相应的程序代码来得到相对应的三维图，每个三维图中均包含了与限制条件相对应的区域，在此区域内的每个点均对应于一个确定的控制参数；将满足限制条件的区域内的点对应的横纵坐标代入到系统的开环传递函数中，即可得到唯一确定的控制参数K和kp。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.本发明提出的加入改进的二阶有源低通滤波器后的电压电流双闭环控制方法能够有效地对采样信号进行滤波处理，提升逆变器系统的频率响应，使得参数设计方法更加精密，输出效果更加良好。
2.本发明采用的分析方法基于自动控制原理中s域分析，相较其他分析方法更加易懂，分析简便。
3.从给出的结果中可知，此分析方法适用于很多种类开关变换器的建模和参数设计，尤其是阶数不高的开关变换器的拓扑结构。
附图说明
图1为本发明实施例的逆变器系统整体结构示意图；
图2为本发明实施例的逆变器主电路及控制电路示意图；
图3为本发明实施例的改进的二阶有源低通滤波器电路拓扑图；
图4为本发明实施例在Matlab中改进的二阶有源低通滤波器电路在不同截止频率下的bode图；
图5为本发明实施例的改进的二阶有源低通滤波器的截止频率fn随电阻R2和电容C2变化规律图；
图6为本发明实施例的改进的二阶有源低通滤波器在PLECS仿真软件中不同截止频率下的输出波形图；
图7为本发明实施例的改进的二阶有源低通滤波器电路在截止频率fn为 2kHz时仿真和实验输出波形图；
图8为本发明实施例的加入改进的二阶有源低通滤波器电路的逆变器系统的控制框图；
图9为本发明实施例的加入改进的二阶有源低通滤波器电路的逆变器系统在截止频率fn为1kHz时PM、GM、kp与频率fc和fg的关系示意图；
图10为本发明实施例的加入改进的二阶有源低通滤波器电路的逆变器系统在截止频率fn为2kHz时PM、GM、kp与频率fc和fg的关系示意图；
图11为本发明实施例的加入改进的二阶有源低通滤波器电路的逆变器系统在截止频率fn为5kHz时PM、GM、kp与频率fc和fg的关系示意图；
图12为本发明实施例的加入改进的二阶有源低通滤波器电路的逆变器系统在不同低通滤波器截止频率下满足限制条件的fc和fg的可行域范围示意图；
图13为本发明实施例的加入改进的二阶有源低通滤波器电路的逆变器系统是否接入低通滤波器时的实验输出波形图。
具体实施方式
下面结合附图进一步说明本发明的技术方案。
如图1所示，加入低通滤波器的逆变器系统，包括一个变流器单元、一个由TMS320F28335DSP数字控制器构成的控制模块、线性负载以及附属电路，变流器单元包括一个分布式电源模块、一个单相全桥逆变电路、LC型滤波电路、线路阻抗以及静态开关，线性负载通过静态开关接入变流器单元；附属电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、放大器偏置电路、驱动芯片的供电电路以及改进的二阶有源低通滤波器电路；电压和电流信号依次通过采样电路和偏置电路，将采样信号限制在0～3.3V范围内；改进的二阶有源低通滤波器电路对采样信号进行滤波处理后，控制器对滤波后的采样信号进行控制和处理；最后DSP控制器输出的PWM信号通过隔离和驱动芯片后控制全桥电路的开关。
如图2所示，加入低通滤波器的逆变器系统，包括一个变流器单元、一个由TMS320F28335DSP数字控制器构成的控制模块、线性负载以及附属电路；变流器单元包括一个分布式电源模块、一个单相全桥逆变电路、LC型滤波电路、线路阻抗以及静态开关，线性负载通过静态开关接入变流器单元；附属电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、放大器偏置电路、驱动芯片的供电电路以及改进的二阶有源低通滤波器电路；LC型滤波器的电容电压和电感电流信号依次通过采样电路和偏置电路，将采样信号的幅值限制在0～3.3V范围内；改进的二阶有源低通滤波器电路对经过限幅的采样信号进行滤波处理后，DSP控制器对滤波后的信号进行控制和处理，进而输出可控制全桥电路的PWM信号；所述的控制模块包括坐标变换模块、基于同步旋转坐标系下的电压控制器、基于静止坐标系下的电流控制器、参考电压生成器、SPWM模块；采样信号经过改进的二阶有源低通滤波器处理后进入坐标变化模块，参考电压生成器和经过处理后的采样信号分别与坐标变换模块相连，坐标变换模块的输出端依次经过电压控制器和电流控制器后连接SPWM模块，SPWM模块输出端与单相全桥逆变电路的开关管相连。
进一步的，所述的加入低通滤波器后改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，改进的二阶有源低通滤波器为硬件电路而非传统的控制算法，但其经过数学建模后得到的传递函数又会对系统的输出特性产生影响，这样既不会增加控制策略的难度，而又会增强系统的频率响应和输出特性，包括以下步骤：
S1、采样电路实时检测变流器单元中LC滤波器的电感电流iL和LC滤波器电容电压vc，检测到的电流数据和电压数据传送给改进的二阶有源低通滤波器电路，经过滤波处理后的电压信号通过延时环节来精确提取得到αβ坐标轴下的电容电压vcαβ；
S2、将通过延时环节得到的电容电压vcαβ通过坐标变换模块精确提取得到d 轴分量vc,d和q轴分量vc,q，与同样经过坐标变化的电压参考值vref做差值，将所得到的偏差值edq传送到PI控制器中进行处理；
S3、将S2得到的信号在PI控制器中对控制信号进行限幅处理和控制后，通过坐标反变换模块将PI控制器的输出信号进行处理转化为αβ轴上的信号，此信号即作为电流内环控制的参考信号iL,ref；
S4、将S1中经过低通滤波器处理后的电感电流和S3得到的电流内环控制的参考信号iL,ref中α轴分量iL,ref,α做差值，将得到的偏差信号传送到电流内环PI 控制器中；
S5、将S4中电流内环控制器的输出信号与三角载波进行SPWM处理后，构造出逆变器开关管所需的触发信号。
进一步的，所述的加入低通滤波器后的逆变器系统及其改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，采样信号在进入控制器前需经过改进的二阶有源低通滤波器电路，在采用s域分析方法时，加入低通滤波器后会对频率响应产生影响，所述的改进的二阶有源低通滤波器传递函数Av(s)的具体计算方法为：
Figure BDA0002340558580000071
其中，s为拉普拉斯算子，ωn和Q代表改进的二阶有源低通滤波器电路的截止角频率和品质因数。
进一步的，所述的改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，所述的步骤S2和S3中坐标变换、坐标反变换和同步旋转坐标系下的PI控制器的具体计算方法为：
Figure BDA0002340558580000081
Figure BDA0002340558580000082
其中，vc,d和vc,q分别为dq轴下电压值，vc,α和vc,β分别为αβ轴下电压值，ωf为基波角频率，iL,ref,α和iL,ref,β为αβ轴下电流内环控制器的参考值，ed和eq为电压外环偏差值，GPI(t)为PI控制器在时域的表达式，将其进行拉普拉斯变换可得到s域表达式：GPI(s)＝kp+ki/s，*表示卷积运算。
进一步的，所述的同步旋转坐标系下的PI控制器，其特征在于，只有α轴的信号用于实际控制而不需要β轴信号，具体的计算方法为：
Figure BDA0002340558580000083
其中，iL,ref,α为电流内环控制器的参考值，eα为电压外环偏差值即PI控制器的输入值；Gv(s)为同步旋转坐标系下PI控制器的表达式，其中a3＝kp，a2＝kpωf+ki，
Figure BDA0002340558580000084
通过对同步旋转坐标系下的PI控制器的分析可知，比例参数ki对系统的控制作用可忽略不计，因此只需讨论比例参数kp和K。
所述的整个系统的具体实现方法为：采用s域分析方法，将改进的二阶有源低通滤波器传递函数Av(s)代入到整个逆变器系统的控制框图中，对框图进行化简后，求得整个系统的开环传递函数Gopen；在判断一个系统是否稳定时，需满足两个条件：bode图中幅频曲线穿越0dB线时频率为fc，在频率fc处相频曲线应在-180°以上来确保相频裕度PM>0；bode图中相频曲线穿越-180°时频率为fg，在频率fg处曲线应在0dB以下来确保幅频裕度GM>0，此处具体的计算方法为：
Figure BDA0002340558580000085
Figure BDA0002340558580000086
其中，PM和GM为相频裕度和幅频裕度，ω为角频率。
进一步的，将PM和GM与系统开环传递函数相结合，可分别得到PM、 GM、控制参数kp与频率fc和fg的关系，此处限制条件为30°≤PM≤60°，GM≥0dB；然后在Matlab中通过编写相应的程序代码来得到相对应的三维图，每个三维图中均包含了与限制条件相对应的区域，在此区域内的每个点均对应于一个确定的控制参数；将满足限制条件的区域内的点对应的横纵坐标代入到系统的开环传递函数中，即可得到唯一确定的控制参数K和kp，即可达到优化控制的效果。
由于传统的压控电压源型二阶有源低通滤波器的通带增益不为1，导致输入信号与输出信号之间出现偏差，增大分析和控制难度，因此对传统的二阶有源低通滤波器进行改进，如图3所示。相比传统滤波器，此滤波器的通带增益为1 且在截止角频率处滤波器增益恰好为品质因数Q，可减小分析和计算难度。在改进的二阶有源低通滤波器电路拓扑结构中，R3为平衡电阻，阻值约等于R1+R2，其作用是使运放两输入端对地直流电阻相等，让运放的偏置电流不会产生附加的失调电压。电容C3容量一般选择22pF～51pF，是为了防止自激和抑制尖峰脉冲。忽略小电容C3的影响，可得到改进的二阶有源低通滤波器的传递函数为：
Figure BDA0002340558580000091
其中，s表示拉普拉斯算子，滤波器的截止角频率
Figure BDA0002340558580000092
滤波器的品质因数
Figure BDA0002340558580000093
且品质因数Q恒等于0.707。
根据以上分析，假定改进的二阶有源低通滤波器的滤波电阻R1＝R2，结合品质因数Q＝0.707，进而可推导出C1＝2C2。因此将电阻和电容参数代入滤波器传递函数，可得到图4所示bode图。如图4所示，当滤波器的滤波电阻R1和R2不变时，截止频率会随着电容的增大而减小。此外，幅值裕度在-3dB时，对应的频率均为所需截止频率，很好地验证了理论分析的准确性。
此外，截止频率fn会受到滤波电阻和滤波电容的影响，因此改变滤波器中电阻和电容的值，截止频率fn则会出现如图5所示变化趋势。由图5可以看出，当固定滤波电阻R1和滤波电容C1不变时，截止频率fn会随着电阻R2和电容C2的减小而增大。当二者同时减小时，fn会出现一个峰值，此时二阶有源低通滤波器的截止频率达到最大值，与前文所述滤波器的截止频率表达式相吻合。
结合上述理论分析，选定滤波器的截止频率fn分别为200Hz、500Hz、1kHz、 2kHz和5kHz，对同一采样信号进行滤波处理，仿真输出结果如下图6所示。由图6所知，改进的二阶有源低通滤波器截止频率越小，滤波效果越明显，在改变输入采样信号的幅值大小时，输出均能良好地对输入信号进行跟踪，说明其动态性能良好；但截止频率过小时输出波形会出现相位偏移，导致输出失真现象，因此在使用时需注意截止频率的选取问题。
考虑到滤波效果和相位偏移问题，选定进行仿真和实验验证的滤波器截止频率为2kHz。如图7所示，当选定滤波器截止频率fn为2kHz时，输入vc为杂波较多且不标准的正弦波，输出vc *则为标准良好的正弦波，将多余的纹波和杂波过滤，证明了此改进的二阶有源低通滤波器能实现良好的滤波效果。
进一步地，将低通滤波器的传递函数代入单相逆变器的控制框图，可得到改进的逆变器系统孤岛模式运行的控制框图。如图8所示，将改进的二阶有源低通滤波器的传递函数Av(s)代入单台逆变器的控制框图中的电压负反馈回路和电流负反馈回路，然后对框图进行化简，其中：Gv(s)为电压PI控制器，表达式为GPI(s)＝ kp+ki/s，因ki在此处可忽略起作用，此处可简化为Gv(s)≈kp；KPWM为SPWM过程的传递函数，即调制信号vm到全桥输出端电压vi的传递函数，通常情况下可认为KPWM＝Vdc。同理，GD(s)为系统控制延时过程的传递函数，表达式为
Figure BDA0002340558580000101
其中Td＝1.5/fs，fs＝20kHz。为了在孤岛模式下得到良好的响应，采用下式表达形式：
Figure BDA0002340558580000102
因此可得到单台逆变器加入改进的二阶有源低通滤波器后孤岛模式运行下的开环传递函数Gopen(s)为：
Figure BDA0002340558580000103
其中，s为拉普拉斯算子，Av(s)为改进的二阶有源低通滤波器，K为电流控制参数，Z为负载，L和C分别为LC滤波器的电感和电容，rL为感生电阻，GD(s) 为延时环节。在判断一个系统是否稳定时，需满足两个条件：bode图中幅频曲线穿越0dB线时频率为fc，在频率fc处相频曲线应在-180°以上来确保相频裕度 PM>0；bode图中相频曲线穿越-180°时频率为fg，在频率fg处曲线应在0dB以下来确保幅频裕度GM>0，可用以下两式来表示：
Figure BDA0002340558580000104
Figure BDA0002340558580000105
在工业应用中，系统稳定时需保证：1)相频裕度PM倾向于选择在30°和60°之间，以便实现良好的动态性能响应和较强的鲁棒性；2)幅频裕度GM需保证在 0dB以上来确保系统的稳定运行；3)控制器控制参数必须保证不为负数。根据以上三个限制条件和式(8)～(9)，便可得到PM、GM、kp与频率fc和fg之间的关系，如下图9、图10和图11所示。
当低通滤波器选取不同的截止频率时，PM、GM和kp满足限制条件的区域则不尽相同。由图9、图10和图11可知，当低通滤波器的截止频率不同时，PM、 GM和kp满足限制条件的区域会发生改变，此时满足限制条件的fc和fg的范围由阴影部分所表示。将图9、图10和图11的(a)(b)(c)分别沿z轴向xy平面做投影，此时三个限制条件的阴影区域相交则会产生公共区域，此公共区域即为满足限制条件的频率fc和fg的范围。
如图12所示，(a)(b)(c)(d)各图中的阴影部分即为满足限制条件的fc和fg的可行域范围。图12的(a)(b)(c)(d)中所取频率面积是相同的，在此条件下，可行域面积的大小则代表了满足条件的fc和fg的范围大小。由图12(a)可知，逆变器系统在没有二阶有源低通滤波器时可行域范围最大；由图12(b)、(c)、(d)可知，当滤波器截止频率变小时，满足限定条件的可行域越小，将阴影区域内每个点所对应的频率fc和fg代入到系统开环传递函数Gopen(s)中，所得到的对应的控制参数可选范围也随之减小，进而达到优化参数和精准控制的效果。
为了验证本发明所提的加入改进的二阶有源低通滤波器后的电压电流双闭环控制方法的可行性，搭建了一台逆变器系统硬件实验平台。为了保证系统输出波形不失真且低通滤波器具有良好的滤波效果，实验中低通滤波器选取的截止频率为2kHz。如图13所示，vc表示未加入低通滤波器时系统输出波形，vc’为加入低通滤波器的系统输出波形，但此时的控制参数与未加入低通滤波器时一致，vc *代表了加入低通滤波器且控制参数更加准确的输出波形。由图13可以看出，当系统未接入低通滤波器，控制参数K和kp选取在图12(a)中阴影区域而不在图 12(c)的阴影区域，输出波形可看到明显的纹波；当系统接入低通滤波器，控制参数K和kp选取在图12(a)中阴影区域而不在图12(c)的阴影区域时，输出波形的纹波明显减少；当系统接入低通滤波器，控制参数K和kp选取在图12(a)中阴影区域时，系统输出波形的效果明显增强，相较于以上两种输出，波形更接近于精确的正弦波。
以上分析和实验结果充分说明了，本发明所提出的加入改进的二阶有源低通滤波器的电压电流双闭环控制方法能够有效的提高系统的输出效果，提高逆变器系统的频率响应；所采用的改进的二阶有源低通滤波器为硬件电路而非算法，能够有效地规避复杂计算和分析过程。
本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者了解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其他各种具体变形和组合，这些变形和组合依然在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.加入低通滤波器的逆变器系统，其特征在于，包括一个变流器单元、一个由TMS320F28335DSP数字控制器构成的控制模块、线性负载以及附属电路；变流器单元包括一个分布式电源模块、一个单相全桥逆变电路、LC型滤波电路、线路阻抗以及静态开关，线性负载通过静态开关接入变流器单元；附属电路包括输出电压采样电路、输出电流采样电路、放大器偏置电路、驱动芯片的供电电路以及改进的二阶有源低通滤波器电路；LC型滤波器的电容电压和电感电流信号依次通过采样电路和偏置电路，将采样信号的幅值限制在0～3.3V范围内；改进的二阶有源低通滤波器电路对经过限幅的采样信号进行滤波处理后，DSP控制器对滤波后的信号进行控制和处理，进而输出可控制全桥电路的PWM信号；所述的控制模块包括坐标变换模块、基于同步旋转坐标系下的电压控制器、基于静止坐标系下的电流控制器、参考电压生成器、SPWM模块；采样信号经过改进的二阶有源低通滤波器处理后进入坐标变化模块，参考电压生成器和经过处理后的采样信号分别与坐标变换模块相连，坐标变换模块的输出端依次经过电压控制器和电流控制器后连接SPWM模块，SPWM模块输出端与单相全桥逆变电路的开关管相连。
2.加入低通滤波器后改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，改进的二阶有源低通滤波器为硬件电路而非传统的控制算法，但其经过数学建模后得到的传递函数又会对系统的输出特性产生影响，这样既不会增加控制策略的难度，而又会增强系统的频率响应和输出特性，包括以下步骤：
S1、采样电路实时检测变流器单元中LC滤波器的电感电流iL和LC滤波器电容电压vc，检测到的电流数据和电压数据传送给改进的二阶有源低通滤波器电路，经过滤波处理后的电压信号通过延时环节来精确提取得到αβ坐标轴下的电容电压vcαβ；
S2、将通过延时环节得到的电容电压vcαβ通过坐标变换模块精确提取得到d轴分量vc,d和q轴分量vc,q，与同样经过坐标变化的电压参考值vref做差值，将所得到的偏差值edq传送到PI控制器中进行处理；
S3、将S2得到的信号在PI控制器中对控制信号进行限幅处理和控制后，通过坐标反变换模块将PI控制器的输出信号进行处理转化为αβ轴上的信号，此信号即作为电流内环控制的参考信号iL,ref；
S4、将S1中经过低通滤波器处理后的电感电流和S3得到的电流内环控制的参考信号iL,ref中α轴分量iL,ref,α做差值，将得到的偏差信号传送到电流内环PI控制器中；
S5、将S4中电流内环控制器的输出信号与三角载波进行SPWM处理后，构造出逆变器开关管所需的触发信号。
3.根据权利要求2所述的加入低通滤波器后的逆变器系统及其改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，采样信号在进入控制器前需经过改进的二阶有源低通滤波器电路，在采用s域分析方法时，加入低通滤波器后会对频率响应产生影响，所述的改进的二阶有源低通滤波器传递函数Av(s)的具体计算方法为：
Figure FDA0002340558570000021
其中，s为拉普拉斯算子，ωn和Q代表改进的二阶有源低通滤波器电路的截止角频率和品质因数。
4.根据权利要求2所述的改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，所述的步骤S2和S3中坐标变换、坐标反变换和同步旋转坐标系下的PI控制器的具体计算方法为：
Figure FDA0002340558570000022
Figure FDA0002340558570000023
其中，vc,d和vc,q分别为dq轴下电压值，vc,α和vc,β分别为αβ轴下电压值，ωf为基波角频率，iL,ref,α和iL,ref,β为αβ轴下电流内环控制器的参考值，ed和eq为电压外环偏差值，GPI(t)为PI控制器在时域的表达式，将其进行拉普拉斯变换可得到s域表达式：GPI(s)＝kp+ki/s，*表示卷积运算。
5.根据权利要求4所述的同步旋转坐标系下的PI控制器，其特征在于，只有α轴的信号用于实际控制而不需要β轴信号，具体的计算方法为：
Figure FDA0002340558570000024
其中，iL,ref,α为电流内环控制器的参考值，eα为电压外环偏差值即PI控制器的输入值；Gv(s)为同步旋转坐标系下PI控制器的表达式，其中a3＝kp，a2＝kpωf+ki，
Figure FDA0002340558570000031
通过对同步旋转坐标系下的PI控制器的分析可知，比例参数ki对系统的控制作用可忽略不计，因此只需讨论比例参数kp和K。
6.根据权利要求1和权利要求2所述的改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，所述的整个系统的具体实现方法为：采用s域分析方法，将改进的二阶有源低通滤波器的传递函数Av(s)代入到整个逆变器系统的控制框图中，对框图进行化简后，求得整个系统的开环传递函数Gopen(s)；此时在判断一个系统是否稳定时，需满足两个条件：bode图中幅频曲线穿越0dB线时的穿越频率为fc，在频率fc处相频曲线应在-180°以上来确保相频裕度PM>0；bode图中相频曲线穿越-180°时的穿越频率为fg，在频率fg处曲线应在0dB以下来确保幅频裕度GM>0，此处具体的计算方法为：
Figure FDA0002340558570000032
Figure FDA0002340558570000033
其中，PM和GM为相频裕度和幅频裕度，ω为角频率。
7.根据权利要求6所述的改进的电压电流双闭环控制方法，其特征在于，将PM和GM与系统开环传递函数相结合，可分别得到PM、GM、控制参数kp与频率fc和fg的关系，此处限制条件为30°≤PM≤60°，GM≥0dB；然后在Matlab中通过编写相应的程序代码来得到相对应的三维图，每个三维图中均包含了与限制条件相对应的区域，在此区域内的每个点均对应于一个确定的控制参数；将满足限制条件的区域内的点对应的横纵坐标代入到系统的开环传递函数中，即可得到唯一确定的控制参数K和kp。
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