CN110912187B - 一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法 - Google Patents
一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法，具体包括如下步骤：建立电能路由器电路等效模型；建立CLLC型DC/DC变换器等效模型；划分不同品质因数Q1区域内存在的谐振点个数的种类；根据系统设定运行参数，划分确定系统的运行状态；判断当前时刻电压增益是否能满足期望值；计算i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的输出频率fs(i)；可以根据传输功率分析隔离级DC/DC模块的谐振点个数，进而结合DC/DC环节的电路固有特点获得开关频率的调节方向，使DC/DC环节快速达到期望增益；本发明使整个用户侧电能路由器具有宽范围的电压调节能力和最大效率以实现整个系统的优化运行。
Description
技术领域
本发明属于配电控制方法技术领域，涉及一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法。
背景技术
随着能源紧缺和环境污染问题的日益突出，大规模新能源发电、高渗透分布式发电、新能源交通工具以及大规模储能系统等的发展趋势不可逆转。能源互联网(EnergyInternet)概念的提出是为了应对当前世界范围内以绿色节能为目标的能源体系变革，推动发展“源-网-荷-储”协调优化运行的新阶段，成为未来能源互联网的核心和纽带。虽然能源形式多种多样，但电能在传输效率和经济性等方面具有极大的优势；且电能可与其他形式的能源便捷地相互转换，因此未来能源互联网的主体必然还是现有大电网。作为能源互联网中的核心部件，电能路由器(Electric Energy Router，EER)在工业界和学术界受到越来越多的关注。
电能路由器(Electric Energy Router，EER)具有信息流和电能流高度融合的特点，可用于解决传统电网的节点关系严重不对等、节点自治能力差、各节点自由度严重不均衡等几个方面的问题，可提高电网的韧性、兼容性和经济性，使得电能的生产者、经营者和使用者获得更多的价值。近年来，电力电子技术的多元化发展为电能路由器发展奠定了技术基础。电力电子器件的发展以全控混合型模块器件和宽禁带器件为主，换流器的发展以多种模块组合的多电平结构为主，控制系统的发展则更多的走向多核控制技术。电力电子装置与系统已经可以满足广泛的应用需求，包括家用电器、不间断电源、工业生产、机车牵引及新型电力系统等各个行业。
电力电子变换技术需要综合考虑分布式电源接入、交直流电网互联、电气隔离等诸多问题。目前普遍采用带有低压直流(Low voltage DC，LVDC)母线和高压直流(Highvoltage DC，HVDC)母线的电能转换拓扑，每级均可根据电压和功率等级灵活选择变流器，且LVDC母线方便分布式电源等的接入。
高压侧整流器有多种选择，其中级联H桥型(Cascaded H-bridge,CHB)和模块化多电平换流器型(Modular multilevel converter，MMC)来产生更多的电平，两者均采用模块化设计，不仅可以满足耐压与通流要求，而且有利于冗余设计与设备扩展，适用于大功率的场合；两电平的双向互联变换器(Bidirectional interlinking converter,BIC)作为高压侧的电能变换环节，适合用户侧这种小功率场合，开关管采用SiC器件，可以使系统工作在高频状态，提升功率密度。
中间级高频隔离DC/DC变换器拓扑有多种拓扑。反激型结构简单，体积小成本低，适用于电压等级较低的场合；推挽型可以应对功率稍大的场合。双向全桥型的对称结构使得控制灵活，兼容性高，电压、电流应力较小，并且具备良好的抗干扰能力，适用于高压大功率场合；谐振型相比于全桥型软开关范围更广，能同时实现高功率密度和高变换效率，但器件应力较大，电压增益范围较窄。
综上所述，由于现有的用户侧电能路由器的控制策略并未考虑不同传输功率下电路所呈现的固有特性，加剧了控制复杂度，也难以提升整体的工作效率。
发明内容
本发明的目的是提供一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法，该方法可以根据传输功率分析隔离级DC/DC模块的谐振点个数，进而结合DC/DC环节的电路固有特点获得开关频率的调节方向，使DC/DC环节快速达到期望增益；并通过调节高压侧BIC的直流侧电压来配合DC/DC环节的调控需求，使整个用户侧电能路由器具有宽范围的电压调节能力和最大效率以实现整个系统的优化运行。
本发明所采用的技术方案是，一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法，具体包括如下步骤：
步骤1，建立电能路由器电路等效模型；
步骤2，建立CLLC型DC/DC变换器等效模型；
步骤3，划分不同品质因数Q1区域内存在的谐振点个数的种类；
步骤4，根据系统设定运行参数，划分确定系统的运行状态；
步骤5，定义BIC初始输出电压Udc(0)，采样i-1时刻DC/DC变换器的输出电压值UL(i-1)，计算DC/DC变换器电压增益；
步骤6，根据额定增益MR、期望增益M*和当前功率所对应的状态，选取相应的增益调节方法，并计算i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的输出频率fs(i)；
步骤7，将步骤6得到的BIC输出电压Udc(i)反馈给BIC控制器；DCT的开关频率fs(i)采用50％占空比定频控制，输送给高频谐振型直流变压器的驱动电路，使电路正常工作；
步骤8，判断系统设定参数是否有变化，若变化，则返回步骤4；若无变化，循环执行步骤6-8，使系统迅速达到稳定状态。
本发明的特点还在于，
步骤1建立电能路由器电路等效模型，包括对称的CLLC型DC/DC变换器模块和两电平的双向互联变换器模块，DC/DC变换器低压侧与直流母线连接，DC/DC变换器高压侧与BIC的直流侧连接，BIC的交流侧与交流母线连接，形成能连接电网和用户的电能路由器。
步骤2的具体过程如下：
定义中间变量
g＝n2Cr2/Cr1 (1)；
k＝Lm/Lr1＝n2Lm/Lr2 (2)；
h＝Lr2/(n2Lr1) (3)；
其中，n为变压器变比，由于高频谐振型DC/DC变换器是对称电路，令参数h＝1；
由等效电路得出，功率正向流动时品质因数Q1和功率反向流动时品质因数Q2如下所示：
其中，ReqH为功率正向流动时负载的等效电阻；ReqL为功率反向流动时负载的等效电阻。
步骤3的具体过程如下：
步骤3.1，计算谐振点个数；
定义Lr1和Cr1的谐振频率为ω1：
根据戴维南等效定理，电阻Req和电抗Xeq的表达式为：
其中中间变量定义如下，
σ1＝g2(1+k)(1+2k) (10)；
根据步骤2建立的CLLC型DC/DC变换器等效电路，等效电抗Xeq为零，即
当开关角频率ωs与谐振角频率ωr相等时，式(13)成立，所以根据盛金公式求取式(13)的解，定义下式：
B＝σ2σ3+9σ1 (15)；
Δ＝B2－4AC (17)；
根据式(14)～(16)可以推导出式(17)的解如下：
若Δ＝B2－4AC<0，谐振点的个数m＝3；
若Δ＝B2－4AC＝0，谐振点的个数m＝2；
若A＝B＝C＝0或Δ＝B2－4AC>0谐振点的个数m＝1；
步骤3.2，划分不同品质因数Q1区域。
根据公式(13)，为消除无功损耗，令等效电抗Xeq为零，定义
则
由公式(11)得，当σ2＝0时，品质因数Q1用函数
表示为
由公式(12)得，当σ3＝0时，品质因数Q1用函数
表示为
上式中，ωs为开关角频率，RH为等效负载；
根据公式(13)～(22)可得到如下四种情况：
若σ2≤0和σ3≥0时，y1共有三种不同位置的曲线，分别为y1a、y1b、y1c。
y1＝y1a时，y1与y2的交点个数为3，因此谐振点个数m＝3；
y1＝y1b时，y1与y2的交点个数为2，因此谐振点个数m＝2；
y1＝y1c时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
若σ2≤0和σ3<0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
若σ2>0和σ3≥0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
若σ2>0和σ3<0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
步骤4的具体过程如下：
由公式(4)可知，品质因数Q1与功率P有关，功率P越大，ReqH越小，品质因数Q1越大，则i时刻的品质因数Q1(i)与i时刻的传输功率P(i)的关系如下所示：
Q1(i)＝KpP(i) (27)；
其中，Kp为正比系数；
定义以下状态：
若Q1(i)≥Q1M且m>1时，则在此功率P(i)条件下，系统运行在重载状态下；
若Q1(i)≥Q1M且m＝1；或Q1(i)＜Q1M时，称此功率P(i)条件下，系统运行在轻载状态下。
步骤5的具体过程如下：
定义BIC初始输出电压Udc(0)为额定值：
其中，
为BIC的额定输出电压为高压直流母线电压760V，Udc(i)为i时刻的BIC设定电压值；
测量DC/DC变换器的输出电压，并计算电压增益值：
其中，UL(i-1)为i-1时刻DC/DC变换器的输出电压值。
步骤6的具体过程如下：
判断电压增益M(i-1)是否满足M(i-1)∈[1-Θ,1+Θ]M*，若是满足条件，则执行步骤6.1；反之则执行6.2。
其中，Θ表示增益允许误差值；
步骤6.1，i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的输出频率fs(i)的计算公式如下：
Udc(i)＝Udc(i-1) (30)；
fs(i)＝fs(i-1) (31)；
步骤6.2的具体过程如下：
若处于重载状态下，M*＞MR，则属于重载高增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定BIC的输出电压Udc(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (32)；
Udc(i)＝Udc(i-1)+TΔUdc (33)；
其中，T为取符变量；ΔUdc为BIC输出电压调节步长；
DC/DC变换器的输出频率为谐振频率，具体如下：
fs(i)＝ωr/2π (34)；
若处于重载状态下，M*＜MR，则属于重载低增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定DC/DC的变换器的输出频率fs(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (35)；
fs(i)＝fs(i-1)-TΔfs (36)；
其中T为取符变量；Δfs为DC/DC变换器的输出频率调节步长；
此时，令BIC的输出电压Udc(i)为额定值
Udc(i)＝Udc* (37)；
若处于轻载状态下，M*＞MR，则属于轻载高增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定DC/DC的变换器的输出频率：
T＝sign[M*-M(i-1)] (38)；
fs(i)＝fs(i-1)-TΔfs (39)；
令BIC的输出电压Udc(i)为额定值：
Udc(i)＝Udc * (40)；
若处于轻载状态下，M*＜MR，则属于轻载低增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1),与额定电压增益M*，确定BIC的输出电压Udc(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (41)；
Udc(i)＝Udc(i-1)+TΔUdc (42)；
DC/DC变换器的输出频率为谐振频率，具体如下：
fs(i)＝ωr/2π (43)。
本发明的有益效果如下：
1)在轻载和重载时采用不同的控制方案，考虑了CLLC谐振型DC/DC环节的电路固有特点。在轻载时，为了解决DC/DC环节难以获得低电压增益的问题，通过降低BIC的直流侧电压来达到调节DC/DC环节直流输出的目的；与此同时，为了改善DC/DC环节在重载时难以获得高电压增益的问题，通过增加BIC的直流侧电压来达到提升电压增益的目的。并且在上述增益调节过程中保持DC/DC环节的开关频率与谐振频率相等，维持系统工作效率。
2)如果根据传输功率得知DC/DC环节的电压增益在其可调范围内，则保持BIC直流侧电压为额定值，BIC和DCT各自处于相对独立的状态，并且DC/DC模块考虑谐振点个数对电压增益的调节趋势，指导增益调节算法，进而最大限度缓解处理器负担，适应高频工作条件。
附图说明
图1是本发明一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法中建立的电能路由器电路等效模型图；
图2(a)～(c)是本发明一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法中功率双向流动时谐振型DC/DC环节的等效模型及等效电路图；
图3是本发明一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法中y1＝y2的四种情况示意图。
图4(a)、(b)是本发明一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法中控制流程图.
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法，具体包括如下步骤：
步骤1，建立电能路由器电路等效模型，如图1所示。该模型由对称的CLLC型DC/DC变换器模块和两电平的双向互联变换器(BIC)模块组成。其中，DC/DC变换器低压侧与直流母线连接，DC/DC变换器高压侧与BIC的直流侧连接，BIC的交流侧与交流母线连接，形成能连接电网和用户的电能路由器。
步骤2，建立CLLC型DC/DC变换器等效模型，如图2(a)所示。其中，Lr1、Lr2和Cr1、Cr2分别为变换器一次侧和二次侧的谐振电感和谐振电容，Lm为中间隔离变压器的励磁电感。当功率正向流动时，将二次侧负载等效到一次侧，CLLC型DC/DC变换器等效电路如图2(b)所示，当功率反向流动时，将一次侧负载等效到二次侧，CLLC型DC/DC变换器等效电路如图2(c)所示。并确定高频谐振型DC/DC变换器的品质因数Q1、Q2和等效电阻之间的关系；
步骤2的具体过程如下：
定义中间变量
g＝n2Cr2/Cr1 (1)；
k＝Lm/Lr1＝n2Lm/Lr2 (2)；
h＝Lr2/(n2Lr1) (3)；
其中，n为变压器变比，由于高频谐振型DC/DC变换器是对称电路，令参数h＝1；
由等效电路得出，功率正向流动时品质因数Q1和功率反向流动时品质因数Q2如下所示：
其中，ReqH为功率正向流动时负载的等效电阻；ReqL为功率反向流动时负载的等效电阻。
步骤3，由于高频谐振型DC/DC变换器是对称电路，功率正反向流动时电路特性一致，因此，以功率正向流动为例，划分不同品质因数Q1区域内存在的谐振点个数的种类；
步骤3的具体过程如下：
步骤3.1，计算谐振点个数。
定义Lr1和Cr1的谐振频率为ω1：
根据戴维南等效定理，电阻Req和电抗Xeq的表达式为：
其中中间变量定义如下，
σ1＝g2(1+k)(1+2k) (10)；
根据步骤2建立的CLLC型DC/DC变换器等效电路，为消除无功损耗，等效电抗Xeq应该为零，即
当开关角频率ωs与谐振角频率ωr相等时，式(13)成立，所以根据盛金公式求取式(13)的解，定义下式：
B＝σ2σ3+9σ1 (15)；
Δ＝B2－4AC (17)；
根据式(14)～(16)可以推导出式(17)的解如下：
若Δ＝B2－4AC<0，谐振点的个数m＝3；
若Δ＝B2－4AC＝0，谐振点的个数m＝2；
若A＝B＝C＝0或Δ＝B2－4AC>0谐振点的个数m＝1；
步骤3.2，划分不同品质因数Q1区域。
根据公式(13)，为消除无功损耗，令等效电抗Xeq为零，定义
则
由公式(11)得，当σ2＝0时，品质因数Q1用函数
表示为
由公式(12)得，当σ3＝0时，品质因数Q1用函数
表示为
上式中，ωs为开关角频率，RH为等效负载；
根据公式(13)～(22)可得到如图3所示的四种情况：
Case I:若σ2≤0和σ3≥0时，y1共有三种不同位置的曲线，如图3中所示，分别为y1a、y1b、y1c。
■y1＝y1a时，y1与y2的交点个数为3，因此谐振点个数m＝3。
■y1＝y1b时，y1与y2的交点个数为2，因此谐振点个数m＝2。
■y1＝y1c时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1。
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
Case II:若σ2≤0和σ3<0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1。此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
Case III:若σ2>0和σ3≥0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1。此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
Case IV:若σ2>0和σ3<0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1。此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
步骤4，根据系统设定运行参数，划分确定系统的运行状态；
步骤4的具体过程如下：
由公式(4)可知，品质因数Q1与功率P有关，功率P越大，ReqH越小，品质因数Q1越大，则i时刻的品质因数Q1(i)与i时刻的传输功率P(i)的关系如下所示：
Q1(i)＝KpP(i) (27)；
其中，Kp为正比系数；
定义以下状态：
若Q1(i)≥Q1M且m>1时，则在此功率P(i)条件下，系统运行在重载状态下；
若Q1(i)≥Q1M且m＝1；或Q1(i)＜Q1M时，称此功率P(i)条件下，系统运行在轻载状态下。
步骤5，定义BIC初始输出电压Udc(0)，采样i-1时刻DC/DC变换器的输出电压值UL(i-1)，计算DC/DC变换器电压增益；
步骤5的具体过程如下：
定义BIC初始输出电压Udc(0)为额定值：
其中，
为BIC的额定输出电压为高压直流母线电压760V，Udc(i)为i时刻的BIC设定电压值。
因现有的BIC电压控制技术较为成熟，在此直接使用BIC输出电压设定值为当前BIC电压输出值。
测量DC/DC变换器的输出电压，并计算电压增益值：
其中，UL(i-1)为i-1时刻DC/DC变换器的输出电压值。
步骤6，根据额定增益MR、期望增益M*和当前功率所对应的状态，选取相应的增益调节方法，并计算i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的输出频率fs(i)；
步骤6的具体过程如下：
判断电压增益M(i-1)是否满足M(i-1)∈[1-Θ,1+Θ]M*，若是满足条件，则执行步骤6.1；反之则执行6.2。
其中，Θ表示增益允许误差值。
步骤6.1，i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的输出频率fs(i)的计算公式如下：
Udc(i)＝Udc(i-1) (30)；
fs(i)＝fs(i-1) (31)。
步骤6.2的具体过程如下：
Case I:若处于重载状态下，M*＞MR，则属于重载高增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定BIC的输出电压Udc(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (32)；
Udc(i)＝Udc(i-1)+TΔUdc (33)；
其中，T为取符变量；ΔUdc为BIC输出电压调节步长；
DC/DC变换器的输出频率为谐振频率，具体如下：
fs(i)＝ωr/2π (34)；
Case II:若处于重载状态下，M*＜MR，则属于重载低增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定DC/DC的变换器的输出频率fs(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (35)；
fs(i)＝fs(i-1)-TΔfs (36)；
其中T为取符变量；Δfs为DC/DC变换器的输出频率调节步长；
此时，令BIC的输出电压Udc(i)为额定值
Udc(i)＝Udc* (37)；
Case III:若处于轻载状态下，M*＞MR，则属于轻载高增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定DC/DC的变换器的输出频率：
T＝sign[M*-M(i-1)] (38)；
fs(i)＝fs(i-1)-TΔfs (39)；
令BIC的输出电压Udc(i)为额定值：
Udc(i)＝Udc * (40)；
Case IV:若处于轻载状态下，M*＜MR，则属于轻载低增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1),与额定电压增益M*，确定BIC的输出电压Udc(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (41)；
Udc(i)＝Udc(i-1)+TΔUdc (42)；
DC/DC变换器的输出频率为谐振频率，具体如下：
fs(i)＝ωr/2π (43)；
步骤7，将步骤6得到的BIC输出电压Udc(i)反馈给BIC控制器；DCT的开关频率fs(i)采用50％占空比定频控制，输送给高频谐振型直流变压器的驱动电路，使电路正常工作。
步骤8，判断系统设定参数是否有变化，若变化，则返回步骤4；若无变化，循环执行步骤6-8，使系统迅速达到稳定状态。
流程图如图4(a)、(b)所示，图4(a)是本发明一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法的整体流程图；图4(b)是不同工作状态具体控制流程图。
由于本发明将基于传输功率的协调控制方法的思想应用到用户侧电能路由器中，在轻载和重载时采用不同的控制方案，考虑了CLLC谐振型DC/DC环节的电路固有特点，根据期望增益值选择对应的控制方式调节开关频率，使用户侧电能路由器具有稳定的传输增益。本发明控制方式简单且易于实现，当传输功率和期望增益变化时，能够快速切换控制方式，在消除无功损耗的基础上输出稳定的电压增益，极大地减轻了控制系统的负担。
本发明采用对称CLLC型DC/DC模块作为隔离级，确保了隔离级的双向电压增益，由于BIC的协调配合，可以实现直流电压非常宽范围的调节。
Claims (1)
1.一种基于传输功率的用户侧电能路由器协调控制方法，其特征在于：具体包括如下步骤：
步骤1，建立电能路由器电路等效模型；
所述步骤1建立电能路由器电路等效模型，包括对称的CLLC型DC/DC变换器模块和两电平的双向互联变换器模块，DC/DC变换器低压侧与直流母线连接，DC/DC变换器高压侧与BIC的直流侧连接，BIC的交流侧与交流母线连接，形成能连接电网和用户的电能路由器；
步骤2，建立CLLC型DC/DC变换器等效模型；
所述步骤2的具体过程如下：
定义中间变量：
g＝n2Cr2/Cr1 (1)；
k＝Lm/Lr1＝n2Lm/Lr2 (2)；
h＝Lr2/(n2Lr1) (3)；
其中，n为变压器变比，由于高频谐振型DC/DC变换器是对称电路，令参数h＝1；
由等效电路得出，功率正向流动时品质因数Q1和功率反向流动时品质因数Q2如下所示：
其中，ReqH为功率正向流动时负载的等效电阻；ReqL为功率反向流动时负载的等效电阻；Lr1、Lr2和Cr1、Cr2分别为变换器一次侧和二次侧的谐振电感和谐振电容，Lm为中间隔离变压器的励磁电感；
步骤3，划分不同品质因数Q1区域内存在的谐振点个数的种类；
所述步骤3的具体过程如下：
步骤3.1，计算谐振点个数：
定义Lr1和Cr1的谐振频率为ω1：
根据戴维南等效定理，电阻Req和电抗Xeq的表达式为：
其中，中间变量定义如下，
σ1＝g2(1+k)(1+2k) (10)；
根据步骤2建立的CLLC型DC/DC变换器等效电路，等效电抗Xeq为零，即：
当开关角频率ωs与谐振角频率ωr相等时，式(13)成立，所以根据盛金公式求取式(13)的解，定义下式：
B＝σ2σ3+9σ1 (15)；
Δ＝B2－4AC (17)；
根据式(14)～(16)可以推导出式(17)的解如下：
若Δ＝B2－4AC<0，谐振点的个数m＝3；
若Δ＝B2－4AC＝0，谐振点的个数m＝2；
若A＝B＝C＝0或Δ＝B2－4AC>0谐振点的个数m＝1；
步骤3.2，划分不同品质因数Q1区域；
根据公式(13)，为消除无功损耗，令等效电抗Xeq为零，定义
则
由公式(11)得，当σ2＝0时，品质因数Q1用函数
表示为
由公式(12)得，当σ3＝0时，品质因数Q1用函数
表示为
上式中，ωs为开关角频率，RH为等效负载；
根据公式(13)～(22)可得到如下四种情况：
若σ2≤0和σ3≥0时，y1共有三种不同位置的曲线，分别为y1a、y1b、y1c；
y1＝y1a时，y1与y2的交点个数为3，因此谐振点个数m＝3；
y1＝y1b时，y1与y2的交点个数为2，因此谐振点个数m＝2；
y1＝y1c时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
若σ2≤0和σ3＜0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
若σ2＞0和σ3≥0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
若σ2＞0和σ3＜0时，y1与y2的交点个数为1，因此谐振点个数m＝1；
此时，品质因数Q1对应的取值范围为：
步骤4，根据系统设定运行参数，划分确定系统的运行状态；
所述步骤4的具体过程如下：
由公式(4)可知，品质因数Q1与功率P有关，功率P越大，ReqH越小，品质因数Q1越大，则i时刻的品质因数Q1(i)与i时刻的传输功率P(i)的关系如下所示：
Q1(i)＝KpP(i) (27)；
其中，Kp为正比系数；
定义以下状态：
若Q1(i)≥Q1M且m>1时，则在此功率P(i)条件下，系统运行在重载状态下；
若Q1(i)≥Q1M且m＝1；或Q1(i)<Q1M时，称此功率P(i)条件下，系统运行在轻载状态下；
步骤5，定义BIC初始输出电压Udc(0)，采样i-1时刻DC/DC变换器的输出电压值UL(i-1)，计算DC/DC变换器电压增益；
所述步骤5的具体过程如下：
定义BIC初始输出电压Udc(0)为额定值：
其中，
为BIC的额定输出电压为高压直流母线电压760V，Udc(i)为i时刻的BIC设定电压值；
使用BIC输出电压设定值为当前BIC电压输出值；
测量DC/DC变换器的输出电压，并计算电压增益值：
其中，UL(i-1)为i-1时刻DC/DC变换器的输出电压值；
步骤6，根据额定增益MR、期望增益M*和当前功率所对应的状态，选取相应的增益调节方法，并计算i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的开关频率fs(i)；
所述步骤6的具体过程如下：
判断电压增益M(i-1)是否满足M(i-1)∈[1-Θ,1+Θ]M*，若是满足条件，则执行步骤6.1；反之则执行6.2；
其中，Θ表示增益允许误差值；
步骤6.1，i时刻BIC电压的输出值Udc(i)和DC/DC变换器的输出频率fs(i)的计算公式如下：
Udc(i)＝Udc(i-1) (30)；
fs(i)＝fs(i-1) (31)；
步骤6.2的具体过程如下：
若处于重载状态下，M*>MR，则属于重载高增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定BIC的输出电压Udc(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (32)；
Udc(i)＝Udc(i-1)+TΔUdc (33)；
其中，T为取符变量；ΔUdc为BIC输出电压调节步长；
DC/DC变换器的输出频率为谐振频率，具体如下：
fs(i)＝ωr/2π (34)；
若处于重载状态下，M*<MR，则属于重载低增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定DC/DC的变换器的输出频率fs(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (35)；
fs(i)＝fs(i-1)-TΔfs (36)；
其中，T为取符变量；Δfs为DC/DC变换器的输出频率调节步长；
此时，令BIC的输出电压Udc(i)为额定值
Udc(i)＝Udc * (37)；
若处于轻载状态下，M*>MR，则属于轻载高增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)，与额定电压增益M*，确定DC/DC的变换器的输出频率：
T＝sign[M*-M(i-1)] (38)；
fs(i)＝fs(i-1)-TΔfs (39)；
令BIC的输出电压Udc(i)为额定值：
Udc(i)＝Udc * (40)；
若处于轻载状态下，M*<MR，则属于轻载低增益状态，为使i时刻电压增益M(i)等于期望增益M*，采用调节方法如下：
根据上一周期的电压增益M(i-1)与额定电压增益M*，确定BIC的输出电压Udc(i)：
T＝sign[M*-M(i-1)] (41)；
Udc(i)＝Udc(i-1)+TΔUdc (42)；
DC/DC变换器的输出频率为谐振频率，具体如下：
fs(i)＝ωr/2π (43)；
步骤7，将步骤6得到的BIC输出电压Udc(i)反馈给BIC控制器；DC/DC变换器的开关频率fs(i)采用50％占空比定频控制，输送给高频谐振型直流变压器的驱动电路，使电路正常工作；
步骤8，判断系统设定参数是否有变化，若变化，则返回步骤4；若无变化，循环执行步骤6-8，使系统迅速达到稳定状态。
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